使用受調(diào)制次級側(cè)同步整流的功率轉(zhuǎn)換器的制造方法
【專利說明】
【背景技術】
[0001]隨著電力電子技術的發(fā)展，開關模式電源(SMPS)由于體積小、重量輕、效率高而被廣泛應用于多種電子設備。DC/DC功率轉(zhuǎn)換器是在通信、設備控制和其它應用領域中使用的一種SMPS。
[0002]對于世界各國政府來講，節(jié)能變得越來越重要。諸如SMPS的電子設備根據(jù)它們的能效而被定級。
[0003]以往對SMPS的能耗的關注主要在于它們在滿載或者重載時的效率，而對輕載和空載時的功率損耗關注較少。然而，現(xiàn)在存在一些針對較低負載時(例如，在待機操作期間)的功率損耗的標準。因此，SMPS面臨降低在輕載或空載時的損耗并優(yōu)化在重載或滿載時的效率的雙重問題。
[0004]SMPS的另一方面是將并聯(lián)SMPS用于較高功率的應用。在并聯(lián)系統(tǒng)中，每個轉(zhuǎn)換器僅提供總輸出功率的一部分，所以SMPS的應力(stress)減少。此外，轉(zhuǎn)換器集合可以提供N+M冗余，使得即使一個或更多個并聯(lián)轉(zhuǎn)換器失效，整個集合仍可以輸出100%的額定功率。其它優(yōu)點包括能夠熱更換轉(zhuǎn)換器，以及能夠用較低設計成本針對不同功率電平進行設計。然而，并聯(lián)SMPS的集合還存在一些問題。如果并聯(lián)SMPS具有不同設置點，則一個SMPS可能倒灌(sink)電流，如果灌電流過大，則SMPS可能受損或過應力(overstress)，因此壽命縮短。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005]根據(jù)低功耗、高效率且并聯(lián)的應用的需要，功率轉(zhuǎn)換器面臨一些問題。本公開針對的是一種用于解決這些問題的技術。具體地，本公開針對的是功率轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)整流電路，所述功率轉(zhuǎn)換器提供改善的效率(尤其在輕載和空載時)，并最小化不需要的電流倒灌和/或操作的低效整流模式。
[0006]所公開的功率轉(zhuǎn)換器采用同步整流模式，其當在重載或滿載下操作時提供高效率。在輕載或空載的情況下，對同步整流進行調(diào)制，以限制或避免負的輸出電流，并從而改善這些情況中的效率。當輸出電感器中的電流的感應電平小于為零的或在零附近的預定電流閾值時，調(diào)制發(fā)生。在不同應用中，可以將具體閾值設置為略高于或低于零伏，以便實現(xiàn)所期望的特性。通過使用略正的閾值，可以避免負的輸出電流。如果可以承受少量負的輸出電流，則可以使用略負的閾值來限制或避免可由于次級側(cè)功率晶體管的寄生體二極管的動作產(chǎn)生的低效二極管整流模式?？梢蕴嵘p載和空載情況下的整體效率。
[0007]更具體地，公開了一種功率轉(zhuǎn)換器，包括:功率變壓器、在電源和初級繞組之間連接的初級側(cè)電路；以及在次級繞組和負載之間連接的次級側(cè)電路，用來產(chǎn)生輸出電壓和針對負載的負載電流。次級側(cè)電路包括⑴輸出電感器；(ii) 一個或更多個功率晶體管；以及(iii)控制電路，產(chǎn)生用于將功率晶體管操作為同步整流器的開關信號?？刂齐娐?a)感測輸出電感器內(nèi)的電感器電流；(b)當電感器電流小于范圍在最小負值和最小正值之間的閾值電流值時，選擇性地禁用功率晶體管的開關信號，所述最小負值剛好防止功率晶體管的操作的二極管整流模式，最小正值剛好防止輸出電感器中的負電感器電流。以限制或避免負電流和/或二極管整流模式的方式，來有效地調(diào)制開關信號，從而增加輕載和空載時的效率。
【附圖說明】
[0008]根據(jù)以下對附圖所示的本發(fā)明的特定實施例的描述，將清楚上述和其它目標、特征和優(yōu)點，貫穿附圖，相同的附圖標記用于表示相同的部件。
[0009]圖1是使用半波二極管整流的轉(zhuǎn)換器的示意圖；
[0010]圖2是圖1的轉(zhuǎn)換器中的信號的波形圖；
[0011]圖3A和3B是使用同步整流的轉(zhuǎn)換器的示意圖；
[0012]圖4是使用受調(diào)制的次級側(cè)同步整流的轉(zhuǎn)換器的示意圖；
[0013]圖5是模擬調(diào)制控制電路的示意圖；
[0014]圖6A和6B是脈寬調(diào)制器(PWM)發(fā)生器的示意圖；
[0015]圖7是使用具有模擬調(diào)制控制的受調(diào)制次級側(cè)同步整流的轉(zhuǎn)換器的示意圖；
[0016]圖8是數(shù)字調(diào)制控制電路的示意圖；
[0017]圖9是數(shù)字調(diào)制控制電路的操作的流程圖；
[0018]圖1OA到13B是在不同操作情況下使用受調(diào)制的次級側(cè)同步整流的轉(zhuǎn)換器的操作的波形圖；
[0019]圖14A到14C是使用受調(diào)制的次級側(cè)同步整流的轉(zhuǎn)換器的示意圖。
【具體實施方式】
[0020]圖1、2、3A和3B示出了在隔離轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)使用的兩種寬泛類別或類型的整流一一二極管整流和同步整流。
[0021]圖1示出了提供使用整流二極管Dl以及輸出濾波元件L和C的半波二極管整流的功率轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)。當主變壓器Tl的輸出是高電平時，接通整流器二極管D1，并且二極管負管腳的輸出(電壓VI)是高電平。當主變壓器Tl的次級側(cè)輸出是低電平時，斷開整流二極管D1，并且二極管負管腳的輸出是零。圖2示出了變壓器次級電壓VS和電壓Vl的波形。在這種類型的電路中，整流導電損耗與Dl兩端的前向?qū)щ婋妷汉土鹘?jīng)Dl的前向?qū)щ婋娏鞯某朔e成正比。因此，沒有針對重載或滿載的轉(zhuǎn)換器效率優(yōu)化二極管整流。
[0022]圖3A和3B示出了被稱作“同步整流”的備選整流技術。在同步整流中，功率MOSFETQU Q2代替隔離轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)的整流二極管，從而提供較高效率(尤其在低輸出電壓和高電流的電源中)。同步整流技術提升了 DC/DC轉(zhuǎn)換器效率。功率MOSFET是電壓控制組件，當接通功率MOSFET時，其伏特-安培特性是線性的。當將功率MOSFET用作整流器時，AC柵極電壓必須與AC整流電壓是同步的，因此，稱作“同步整流器”。
[0023]圖3A和3B示出了同步整流電路。圖3A是半波整流電路，圖3B是全波整流電路。這兩種電路中，Ql和Q2是功率MOSFET。在圖3A的電路中，當主變壓器Tl的次級側(cè)輸出電壓是高電平時，接通Ql并斷開Q2。Ql具有整流功能。當主變壓器Tl的次級側(cè)輸出電壓是低電平時，斷開Ql并接通Q2。Q2具有續(xù)流(free wheeling)的功能。同步整流電路的功耗主要是導電損耗和開關損耗。當開關頻率較低時，導電損耗是主要功率損耗；當開關頻率較高時，開關損耗是主要功率損耗。通過選擇合適的開關頻率來優(yōu)化MOSFET的功率損耗是有效的。
[0024]與二極管整流相比較，同步整流具有較低的導電損耗，并且在重載時具有較高的效率。然而，當處于輕載或空載時，同步整流的導電損耗和開關損耗相對較大。因此，同步整流模式可能受限于在輕載或空載時降低功率損耗的能力。
[0025]圖4示出了在輕載或空載時使用模擬二極管整流并在重載或滿載時使用同步整流的轉(zhuǎn)換器電路，其因此降低輕載或空載時的功率損耗，提升重載或滿載時的效率。本文將這兩種操作模式稱作“二極管整流模式”和“同步整流模式”。這兩個模式之間的分界線是基于輸出電流的電平的，即，電感器L內(nèi)的電流k的電平。通常，當轉(zhuǎn)換器在輕載或空載下進行操作時，輸出電感器電流I^T以變?yōu)樨摰?。當轉(zhuǎn)換器在重載或滿載下進行操作時，輸出電感器電流k是正的。因此，可以感測電感器電流U的電平，并將其用于選擇操作模式。
[0026]具體地，所述電路對電感器電流行采樣，并將I ^與預定的電感器電流切換點Iswitdl進行比較。當U〉I Switah時，QI和Q2操作在正常同步整流模式下。當U< I Switdl時，Ql和Q2 二者被禁用(斷開)，所述電路經(jīng)由Ql和Q2的寄生體二極管操作在二極管整流模式下。通過感測電感器電流Iy對次級側(cè)MOSFET Q1、Q2的開關的下降沿進行調(diào)制，以便減小電感器電流k的均方根(RMS)值，其可以有效地降低在輕載或空載時的損耗。
[0027]存在兩種用來實現(xiàn)次級側(cè)MOSFET調(diào)制模式的主要方式，即，模擬方式和數(shù)字方式。使用模擬方式，可以通過(I)基于輸出電感器電流來啟用和禁用次級側(cè)驅(qū)動器或(2)基于輸出電感器電流來啟用和禁用次級側(cè)脈寬調(diào)制器(PWM)控制器來實現(xiàn)調(diào)制。
[0028]圖5示出了通過啟用次級側(cè)驅(qū)動器12提供次級側(cè)MOSFET調(diào)制的電路。具體地，比較器10將電感器電流込與閾值電流I Switc;h進行比較，當u< I Switah時，比較器輸出信號EN切換到零值。該比較器輸出EN驅(qū)動次級側(cè)驅(qū)動器12的使能管腳，其產(chǎn)生針對次級側(cè)開關設備(例如，圖4的Q1、Q2)的柵極驅(qū)動信號。次級側(cè)開關設備斷開與輸出電感器電流込的同步。
[0029]圖6A和6B示出了由PWM控制器集成電路(PWM發(fā)生器IC) 20的外圍設備實現(xiàn)的次級側(cè)MOSFET調(diào)制模式，所述PWM控制器集成電路20可以是模擬IC或數(shù)字1C。PWM控制器IC 20的比較器Comp可以重置次級側(cè)PWM的輸出管腳，以便實現(xiàn)對來自驅(qū)動器22的次級側(cè)MOSFET下降沿的調(diào)制。圖6A針對比較器Comp使用外部參考Iswitdl，而圖6B使用內(nèi)部參考。
[0030]圖7示出了基于電感器電流込的電平來啟用和禁用次級側(cè)驅(qū)動器30。當U>Iswiteh時，比較器32的輸出為高。啟用次級側(cè)驅(qū)動器30，從而Ql和Q2(圖4)操作在正常同步整流模式下。當込< Iswitdl時，比較器32的輸出為低。禁用次級側(cè)驅(qū)動器30，從而Ql和Q2 二者都被禁用。
[0031]圖8是使用PWM控制器IC 40的以數(shù)字方式進行次級側(cè)同步整流調(diào)制的框圖。圖9示出了操作。比較器Com將電感器電流込與閾值電流I Switc;h進行比較，當U< I Switc;h時，產(chǎn)生比較器中斷(圖9的步驟50)。然后進入比較器中斷例程Comp Int(步驟52)，與模擬方式類似，該例程在PWM周期的剩余時段期間禁用次級側(cè)PWM(步驟54)。然后退出中斷例程(步驟56)?？梢酝ㄟ^外部參考或內(nèi)部參考來提供閾值ISwitc;h。
[0032]與模擬方式相比較，實現(xiàn)次級側(cè)PWM同步斷開的數(shù)字方式可能具有少量延遲。但是它仍可以實現(xiàn)同步斷開次級側(cè)PWM的功能。
[0033]圖10A-10C、11A-11C和12A-12C示出了當使用閾值電感器電流Iswiteh的不同值時在不同負載條件下進行的操作。通過合適地設置Iswitdl,次級側(cè)同步整流調(diào)制方法可以滿足不同需要。這些附圖示出了用于控制初級側(cè)晶體管(QPRI)和次級側(cè)晶體管(QSEC)的導電的PWM信號的系列周期。
[0034]圖10AU0B和1C示出了在Iswiteh= O時的操作。
[0035]圖1OA示出了重載或滿載操作，其中込的最小值大于ISwitc;h。在這種情況下，輸出電感器電流Iswitdl是連續(xù)的，轉(zhuǎn)換器在連續(xù)導電模式(CCM)下工作。<