本發(fā)明屬于電氣工程領域的開關磁阻電機控制技術，具體涉及一種開關磁阻電機電流無差拍PWM占空比控制方法。

技術背景

開關磁阻電機結構簡單堅固，工作可靠，效率高，由其構成的開關磁阻電動機驅動系統(tǒng)與傳統(tǒng)交直流調速系統(tǒng)相比，具有許多優(yōu)點，如：起動轉矩大，調速范圍寬，控制靈活，可方便實現(xiàn)四象限運行，具有較強的再生制動能力，在寬廣的轉速和功率范圍內都具有高效率，有利于節(jié)能降耗；可工作于極高轉速；可缺相運行，容錯能力強等。目前，包括開關磁阻電機控制技術在內的各種開關磁阻電機技術已經(jīng)受到了各國政策的大力支持。

雖然開關磁阻電機具有良好的發(fā)展前景，但是由于其的雙凸極結構，及磁場非線性原因，轉矩脈動較大，震動、噪音問題突出。為了減小轉矩脈動，從控制角度通常大致分為兩種：直接轉矩控制和間接轉矩控制。而間接轉矩控制方法中常采用電流斬波控制(CCC)，CCC方法通常都是利用專用硬件斬波電路實現(xiàn)斬波控制，即在控制器的功率變換器中串聯(lián)電流傳感器后進行相電流信號的采樣和放大，并利用滯緩放大電路實現(xiàn)相電流斬波上限和下限控制。如實用新型專利《一種開關磁阻電機電流斬波控制裝置》(CN 202940765 U).

中國實用新型專利公開說明書(CN 202940765 U)于2013年5月15日公開的《一種開關磁阻電機電流斬波控制裝置》，設定電流控制的上下限，當相電流超過上限時關斷功率開關管，電流降至下限以下導通功率開關管，使電流保持在電流滯環(huán)設定范圍之內，從而降低開關磁阻電機電流脈動，降低電機轉矩脈動，提高功率開關管的電流利用率從而降低斬波功率開關管的發(fā)熱量。但此電流斬波控制裝置存在以下不足：

(1)硬件斬波動作會受到前級采樣信號中毛刺的影響，可能會發(fā)生誤斬波的現(xiàn)象，即在電機相電流未達到斬波上限而管子誤關閉，或者電流達到斬波上限后而開關管拒絕關閉，前者會導致開關管開關頻率比正常增加，并減小輸出轉矩，后者會導致電機相電流超出開關管的承受范圍，從而對開關管的壽命和系統(tǒng)的功耗造成影響；

(2)電流斬波控制采用滯環(huán)控制即bang-bang控制，滯環(huán)控制采用的是一種容錯控制，不可避免的存在跟蹤誤差。

另一種常用的斬波方式是軟件斬波，即通過軟件濾波算法濾除前級采樣放大信號中的毛刺，更加準確判斷相電流值，從而實現(xiàn)準確的斬波控制。如中國發(fā)明專利申請公開說明書《一種開關磁阻電機使用二維電流斬波的精確電流控制方法》(CN 105227037 A)。

中國發(fā)明專利申請公開說明書(CN 105227037 A)于2016年1月6日公開的《一種開關磁阻電機使用二維電流斬波的精確電流控制方法》，公開了一種開關磁阻電機使用二維電流斬波的精確電流控制方法，該電流控制方法為通過轉子的位置信息，計算出轉子的當前瞬時轉速；核心處理單元調取當前轉速下的數(shù)據(jù)褲A、數(shù)據(jù)褲B，組合出電機每相電流導通和關閉期間的上下限曲線值“I_限值”并暫存在存儲器中，核心處理單元通過A/D進行連續(xù)電流采樣，操作功率拓撲單元，使得電機相電流的變化，在每相的電流導通和關閉期間，都在“I限值”的范圍之內。但是此方法存在以下不足：

(1)在軟件斬波控制方法中處理器的控制過程是離散的，在一個周期內控制器的輸出不能和電機的反饋同步，采樣時刻與控制時刻之間存在一個采樣周期的延遲，在第k個采樣點計算獲得的數(shù)值在第(k+1)個周期才作用。

(2)電流斬波控制采用滯環(huán)控制即bang-bang控制，滯環(huán)控制采用的是一種容錯控制，不可避免的存在跟蹤誤差。

技術實現(xiàn)要素：

鑒于已有技術存在的缺點，本發(fā)明的目的是提供一種開關磁阻電機電流無差拍PWM占空比控制方法，該方法在控制頻率比較低時，綜合考慮了電流斬波控制的優(yōu)缺點，在保證開關磁阻電機可靠運行的情況下，在低速、中速和高速下都可以精確有效的對電機實際電流進行調節(jié)控制，克服了滯環(huán)控制是一種容錯控制，不可避免的存在跟蹤誤差問題；解決了軟件電流控制方法因運行需要一定時間，控制周期長而引起的電流波動大，跟蹤電流給定值性能差的缺點；同時減弱了滯環(huán)控制因一個采樣周期的延遲而引起的潛在電流波動問題，并精確地彌補電流參考值與實際值之間的偏差，提高電流實際值跟蹤電流參考值的性能，從而減小開關磁阻電機的轉矩脈動。

為了實現(xiàn)上述目標，本發(fā)明的技術方案為：一種開關磁阻電機電流無差拍PWM占空比控制方法，其特征在于，該方法包括如下步驟：

步驟1，建立開關磁阻電機模型

根據(jù)開關磁阻電機本體設計參數(shù)建立電機模型，包括：

將開關磁阻電機一個轉子電周期對應的轉子電角度0°到360°區(qū)間均分為F份，得到轉子電角度數(shù)組B，B＝{θ_m|θ_m＝m*l，m＝0,1,…F}，0°≤θ_m≤360°，其中l(wèi)為將一個轉子電周期對應的轉子電角度0°到360°區(qū)間均分的轉子電角度差值，F(xiàn)為將一個轉子電周期對應的轉子電角度0°到360°區(qū)間按照l差值均分得到的轉子電角度個數(shù)，將轉子電角度數(shù)組B中的F個轉子電角度記為θ_m，m為轉子電角度數(shù)組B中轉子電角度θ_m按從小到大排序所對應的轉子電角度序列號，m＝0,1,…F；

將開關磁阻電機磁鏈范圍均分為G份，得到磁鏈數(shù)組R，R＝{ψ_n|ψ_n＝n*p，n＝0,1,…G}，0≤ψ_n≤ψ_max，其中p為磁鏈均分的磁鏈差值，G為磁鏈按照p差值均分得到的磁鏈個數(shù)，將磁鏈數(shù)組R中的G個磁鏈記為ψ_n，n為磁鏈數(shù)組R中的磁鏈ψ_n按從小到大排序所對應的磁鏈序列號，n＝0,1,…G，ψ_max為開關磁阻電機所允許的最大磁鏈；

根據(jù)轉子電角度數(shù)組B和磁鏈數(shù)組R獲取開關磁阻電機相電流數(shù)組A，A＝{i_m,n|m＝0,1,…F；n＝0,1,…G}，i_m,n為轉子電角度θ_m和磁鏈ψ_n所對應的相電流；

步驟2，采樣與設定

設定開關磁阻電機的開通角θ_on、關斷角θ_off和參考電流I_ref；

根據(jù)開關磁阻電機運轉時位置傳感器采集得到當前k時刻電機轉子電角度θ(k)，電流傳感器采集得到當前k時刻相電流i_x(k)，x＝a,b,c，記錄當前k時刻輸出三相PWM占空比τ_x(k)，x＝a,b,c；記錄前一控制周期(k-1)時刻得到的(k-1)時刻三相磁鏈ψ_x(k-1)，x＝a,b,c；記錄前一控制周期(k-1)時刻采樣得到的相電流i_x(k-1)，x＝a,b,c；記錄當前k時刻驅動狀態(tài)Q_x，x＝a,b,c，

Q_x＝1，表示當前k時刻電機第x相驅動狀態(tài)為勵磁狀態(tài)；

Q_x＝0，表示當前k時刻電機第x相驅動狀態(tài)為零電壓續(xù)流；

Q_x＝-1，表示當前k時刻電機第x相驅動狀態(tài)為退磁狀態(tài)；

其中x表示開關磁阻電機三相電路，即a相，b相，c相；

步驟3，利用步驟2中得到當前k時刻電機轉子電角度θ(k)以及設定的開通角θ_on和設定的關斷角θ_off，經(jīng)過換相控制單元確定開關磁阻電機的導通相，具體的，換相控制單元根據(jù)開關磁阻電機第x相對應的當前k時刻電機轉子電角度θ(k)，判斷此開關磁阻電機第x相是否處于導通區(qū)間：當前k時刻電機轉子電角度θ(k)位于開通角θ_on和關斷角θ_off之間時，開關磁阻電機第x相處于導通區(qū)間，即第x相為導通相，記為導通相x，x＝a,b,c，否則為關斷區(qū)間，并記錄導通區(qū)間信號M_x，x＝a,b,c；

如果開關磁阻電機第x相處于導通區(qū)間，M_x＝1，

如果開關磁阻電機第x相處于關斷區(qū)間，M_x＝0，

步驟4、利用步驟2中得到的當前k時刻三相PWM占空比τ_x(k)、(k-1)時刻三相磁鏈ψ_x(k-1)、(k-1)時刻相電流i_x(k-1)，當前k時刻驅動狀態(tài)Q_x，計算由步驟3所確定的開關磁阻電機導通相x所對應的當前k時刻反饋磁鏈ψ_x(k)，x＝a,b,c，

ψ_x(k)＝ψ_x(k-1)+[Q_xU_dc-R_xi_x(k-1)]τ_x(k)T_s，

其中U_dc為直流母線電壓，T_s為控制周期，R_x為開關磁阻電機第x相的電阻值；

步驟5、先根據(jù)步驟3中確定的導通相x的當前k時刻相電流i_x(k)與步驟2中設定的參考電流I_ref，得到導通相x的當前k時刻相電流偏差Δi_x(k)，Δi_x(k)＝I_ref－i_x(k)，x＝a,b,c，然后由導通相x當前k時刻相電流偏差Δi_x(k)判斷下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D，

Δi_x(k)＞0，則下一控制周期(k+1)時刻需要勵磁，D＝1；

Δi_x(k)＝0，則下一控制周期(k+1)時刻需要零電壓續(xù)流，D＝0；

Δi_x(k)＜0，則下一控制周期(k+1)時刻需要退磁，D＝-1；

步驟6，在導通相x的PWM占空比0到1范圍內取Z個互異的值，得到PWM占空比數(shù)組J，J＝{J_h|h＝0,1,2…(Z-1)}，0≤J_h≤1，Z為PWM占空比0到1范圍內取值的個數(shù)，將PWM占空比數(shù)組J中的每一個PWM占空比定義為J_h，h表示PWM占空比數(shù)組J中的PWM占空比J_h的占空比序列號，h＝0,1,2…(z-1)；

步驟7、由步驟3中確定的導通相x當前k時刻相電流i_x(k)、步驟4得到的導通相x當前k時刻的磁鏈ψ_x(k)、步驟5得到的下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和步驟6中得到的PWM占空比數(shù)組J，預測下一控制周期導通相x在驅動狀態(tài)D狀態(tài)下，每一個PWM占空比數(shù)組J中的PWM占空比J_h對應的磁鏈ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)時刻轉子電角度θ_x(k+1)；

ψ_x(h,D)(k+1)＝ψ_x(k)+[DU_dc-R_xi_x(k)]J_hT_s

θ_x(k+1)＝θ_x(k)+Δθ

其中，D＝1,0,-1，h＝0,1,…,Z-1，x＝a,b,c，Δθ為一個控制周期內轉子轉過的電角度，即兩次轉子電角度采樣值之差；

步驟8、根據(jù)步驟5得到的下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和步驟7得到的PWM占空比J_h下的磁鏈ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)時刻轉子電角度θ_x(k+1)，使用步驟1中得到的開關磁阻電機相電流數(shù)組A、轉子電角度數(shù)組B和磁鏈數(shù)組R確定下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流i_x(h,D)(k+1)；然后通過公式Δi_x(h,D)(k+1)＝|I_ref-i_x(h,D)(k+1)|求得下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流偏差Δi_x(h,D)(k+1)，其中D＝1,0,-1，h＝0,1,…,Z-1，x＝a,b,c；找出最小相電流偏差，并記為Δi_x(h,D)(k+1)min；

步驟9、根據(jù)步驟8得到最小電流偏差Δi_x(h,D)(k+1)min，最小的電流偏差Δi_x(h,D)(k+1)min對應的PWM占空比J_h即為下一控制周期(k+1)時刻的最優(yōu)PWM占空比，記為最優(yōu)PWM占空比τ；

步驟10、根據(jù)步驟5確定的下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和步驟9所確定的下一控制周期(k+1)時刻最優(yōu)PWM占空比τ以及步驟3所確定的導通相x，經(jīng)過PWM脈沖信號模塊輸出對應的脈沖信號S_x，x＝a,b,c，并實施對功率變換器的控制。

優(yōu)選的，步驟8所述的根據(jù)下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的磁鏈ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)時刻轉子電角度θ_x(k+1)，使用步驟1中得到的開關磁阻電機相電流數(shù)組A、轉子電角度數(shù)組B和磁鏈數(shù)組R確定下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流i_x(h,D)(k+1)，其方法如下：

(1)確定轉子電角度θ_x(k+1)在步驟1中得到的轉子電角度數(shù)組B中所處的區(qū)間，即確定轉子電角度序列號m，使得θ_m≤θ_x(k+1)<θ_m+1；

(2)確定磁鏈ψ_x(h,D)(k+1)在步驟1中得到的磁鏈數(shù)組R中所處的區(qū)間，即確定磁鏈序列號n，使得ψ_n≤ψ_x(h,D)(k+1)<ψ_n+1；

(3)確定步驟1中得到的開關磁阻電機相電流數(shù)組A中的相電流i_m,n，i_m+1,n，i_m,n+1，i_m+1,n+1，m為上述(1)中所確定的轉子電角度序列號，n上述(2)中所確定的磁鏈序列號；

(4)通過下式(1)，式(2)，式(3)計算得到下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流i_x(h,D)(k+1)：

將式(1)，式(2)帶入式(3)即可求得下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流i_x(h,D)(k+1)；其中i₁為轉子電角度為θ_x(k+1)且磁鏈為ψ_n所對應的相電流，i₂為轉子電角度為θ_x(k+1)且磁鏈為ψ_n+1所對應的相電流。

本發(fā)明公開的一種開關磁阻電機電流無差拍PWM占空比控制方法，該方法在控制頻率比較低時，開關磁阻電機在低速、中速和高速下都可以精確有效的對電機實際電流進行調節(jié)控制，精確地彌補電流參考值與實際值之間的偏差，提高電流實際值跟蹤電流參考值的性能，從而減小開關磁阻電機的轉矩脈動。其有益效果具體體現(xiàn)在：

(1)克服了傳統(tǒng)電流斬波控制是一種容錯控制，不可避免的存在跟蹤誤差問題；

(2)解決傳統(tǒng)電流控制方法因控制周期長而引起的電流波動大，可以在開關頻率較低的情況下很好的控制實際電流跟蹤給定電流，減小開關損耗；

(3)減弱了滯環(huán)控制因一個采樣周期的延遲而引起的潛在電流波動問題；

附圖說明

圖1為本發(fā)明所述控制方法對應的步驟流程例圖。

圖2為本發(fā)明所述控制系統(tǒng)對應的電路原理例圖。

圖3為本發(fā)明所述控制方法的控制框圖。

圖4為本發(fā)明實施例的驅動拓撲圖。

圖5為本發(fā)明實施例勵磁、退磁、零電壓續(xù)流狀態(tài)下PWM占空比轉驅動脈沖信號例圖。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖，對本發(fā)明進行進一步詳細說明。顯然所描述的實施例僅是本發(fā)明實施例的一部分，基于本發(fā)明的實施例，本領域的技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動的前提下獲得的其它實施例，都屬于本專利的保護范圍。

本發(fā)明的實例提供了一種開關磁阻電機電流無差拍PWM占空比控制方法，克服了傳統(tǒng)電流控制方法缺點，精確地彌補電流參考值與實際值之間的偏差，提高電流實際值跟蹤電流參考值的性能，從而減小開關磁阻電機的轉矩脈動。

本發(fā)明的硬件電路應包括提供直流母線電壓的直流源、電流傳感器、位置傳感器、電機控制器、功率變換器和開關磁阻電機。

圖2為實施本發(fā)明的一種電路方案。該電路方案包括電流傳感器-霍爾元件、轉子位置傳感器-旋轉變壓器、功率變換器-三相非對稱橋變換器、控制器-無差拍控制器和開關磁阻電機。本發(fā)明公開的一種開關磁阻電機電流無差拍PWM占空比控制方法根據(jù)對開關磁阻電機參數(shù)辨識得到轉子電角度數(shù)組B、磁鏈數(shù)組R和開關磁阻電機相電流數(shù)組A，以及在線檢測的轉子電角度θ(k)、當前時刻相電流值i_x(k)、和計算得到的當前時刻的反饋磁鏈ψ_x(k)經(jīng)過無差拍運算確定下以控制周期最優(yōu)PWM占空比和驅動狀態(tài)，以控制開關磁阻電機，使實際電流精確跟蹤參考電流。

圖4為實施本發(fā)明的一種功率變換器，為三相非對稱橋變換器。該變換器包括六個開關管：T_a1、T_a2、T_b1、T_b2、T_c1、T_c2；六個二極管：D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆；一個母線電容C；L_a為a相電機繞組，L_b為b相電機繞組，L_c為c相電機繞組。T_a1和T_a2為控制a相的開關管，其對應的控制脈沖信號分別為S_a1和S_a2，D₁和D₂為a相續(xù)流二極管，其中開關管T_a1的發(fā)射極同時連接二極管D₂的陰極和a相電機繞組L_a的一端，開關管T_a2的集電極同時連接二極管D₁的陽極和a相電機繞組L_a的另一端；T_b1和T_b2為控制b相的開關管，其對應的控制信號分別為S_b1和S_b2，D₃和D₄為b相續(xù)流二極管，其中開關管T_b1的發(fā)射極同時連接二極管D₄的陰極和b相電機繞組L_b的一端，開關管T_b2的集電極同時連接二極管D₃的陽極和b相電機繞組L_b的另一端；T_c1和T_c2為控制c相的開關管，其對應的控制信號分別為S_c1和S_c2，D₅和D₆為c相續(xù)流二極管，其中開關管T_c1的發(fā)射極同時連接二極管D₆的陰極和c相電機繞組L_c的一端，開關管T_c2的集電極同時連接二極管D₅的陽極和c相電機繞組L_c的另一端；直流母線電壓U_dc的正極同時連接母線電容C的正極、開關管T_a1的集電極、二極管D₁的陰極、開關管T_b1的集電極、二極管D₃的陰極、開關管T_c1的集電極、二極管D₅的陰極；直流母線電壓U_dc的負極同時連接母線電容C的負極、開關管T_a2的發(fā)射極、二極管D₂的陽極、開關管T_b2的發(fā)射極、二極管D₄的陽極、開關管T_c2的發(fā)射極、二極管D₆的陽極。

圖1為本發(fā)明所述控制方法對應的步驟流程例圖，圖3為本發(fā)明所述控制方法的控制框圖，即為本發(fā)明公開的一種開關磁阻電機電流無差拍PWM占空比控制方法的控制框圖。

參見圖1和圖3，實施本發(fā)明提出的一種開關磁阻電機電流無差拍PWM占空比控制方法的基本步驟如下：

步驟1，建立開關磁阻電機模型

根據(jù)開關磁阻電機本體設計參數(shù)建立電機模型，包括：

將開關磁阻電機一個轉子電周期對應的轉子電角度0°到360°區(qū)間均分為F份，得到轉子電角度數(shù)組B，B＝{θ_m|θ_m＝m*l，m＝0,1,…F}，0°≤θ_m≤360°，其中l(wèi)為將一個轉子電周期對應的轉子電角度0°到360°區(qū)間均分的轉子電角度差值，F(xiàn)為將一個轉子電周期對應的轉子電角度0°到360°區(qū)間按照l差值均分得到的轉子電角度個數(shù)，將轉子電角度數(shù)組B中的F個轉子電角度記為θ_m，m為轉子電角度數(shù)組B中轉子電角度θ_m按從小到大排序所對應的轉子電角度序列號，m＝0,1,…F；

將開關磁阻電機磁鏈范圍均分為G份，得到磁鏈數(shù)組R，R＝{ψ_n|ψ_n＝n*p，n＝0,1,…G}，0≤ψ_n≤ψ_max，其中p為磁鏈均分的磁鏈差值，G為磁鏈按照p差值均分得到的磁鏈個數(shù)，將磁鏈數(shù)組R中的G個磁鏈記為ψ_n，n為磁鏈數(shù)組R中的磁鏈ψ_n按從小到大排序所對應的磁鏈序列號，n＝0,1,…G，ψ_max為開關磁阻電機所允許的最大磁鏈；

根據(jù)轉子電角度數(shù)組B和磁鏈數(shù)組R獲取開關磁阻電機相電流數(shù)組A，A＝{i_m,n|m＝0,1,…F；n＝0,1,…G}，i_m,n為轉子電角度θ_m和磁鏈ψ_n所對應的相電流；

步驟2，采樣與設定

設定開關磁阻電機的開通角θ_on、關斷角θ_off和參考電流I_ref；

根據(jù)開關磁阻電機運轉時位置傳感器采集得到當前k時刻電機轉子電角度θ(k)，電流傳感器采集得到當前k時刻相電流i_x(k)，x＝a,b,c，記錄當前k時刻輸出三相PWM占空比τ_x(k)，x＝a,b,c；記錄前一控制周期(k-1)時刻得到的(k-1)時刻三相磁鏈ψ_x(k-1)，x＝a,b,c；記錄前一控制周期(k-1)時刻采樣得到的相電流i_x(k-1)，x＝a,b,c；記錄當前k時刻驅動狀態(tài)Q_x，x＝a,b,c，

Q_x＝1，表示當前k時刻電機第x相驅動狀態(tài)為勵磁狀態(tài)；

Q_x＝0，表示當前k時刻電機第x相驅動狀態(tài)為零電壓續(xù)流；

Q_x＝-1，表示當前k時刻電機第x相驅動狀態(tài)為退磁狀態(tài)；

其中x表示開關磁阻電機三相電路，即a相，b相，c相；

作為具體實例，步驟2中當前k時刻電機轉子電角度θ(k)通過旋轉變壓器獲得；當前k時刻三相電流值i_x(k)通過霍爾元件采樣獲得，x＝a,b,c，x表示開關磁阻電機三相電路，即a相，b相，c相。

步驟3，導通相判斷

利用步驟2中得到當前k時刻電機轉子電角度θ(k)以及設定的開通角θ_on和設定的關斷角θ_off，經(jīng)過換相控制單元確定開關磁阻電機的導通相，具體的，換相控制單元根據(jù)開關磁阻電機第x相對應的當前k時刻電機轉子電角度θ(k)，判斷此開關磁阻電機第x相是否處于導通區(qū)間：當前k時刻電機轉子電角度θ(k)位于開通角θ_on和關斷角θ_off之間時，開關磁阻電機第x相處于導通區(qū)間，即第x相為導通相，記為導通相x，x＝a,b,c，否則為關斷區(qū)間，并記錄導通區(qū)間信號M_x，x＝a,b,c；

如果開關磁阻電機第x相處于導通區(qū)間，M_x＝1，

如果開關磁阻電機第x相處于關斷區(qū)間，M_x＝0。

步驟4，計算當前時刻磁鏈

利用步驟2中得到的當前k時刻三相PWM占空比τ_x(k)、(k-1)時刻三相磁鏈ψ_x(k-1)、(k-1)時刻相電流i_x(k-1)，當前k時刻驅動狀態(tài)Q_x，計算由步驟3所確定的開關磁阻電機導通相x所對應的當前k時刻反饋磁鏈ψ_x(k)，x＝a,b,c，

ψ_x(k)＝ψ_x(k-1)+[Q_xU_dc-R_xi_x(k-1)]τ_x(k)T_s，

其中U_dc為直流母線電壓，T_s為控制周期，R_x為開關磁阻電機第x相的電阻值。

步驟5，確定下一控制周期驅動狀態(tài)

先根據(jù)步驟3中確定的導通相x的當前k時刻相電流i_x(k)與步驟2中設定的參考電流I_ref，得到導通相x的當前k時刻相電流偏差Δi_x(k)，Δi_x(k)＝I_ref－i_x(k)，x＝a,b,c，然后由導通相x當前k時刻相電流偏差Δi_x(k)判斷下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D，

Δi_x(k)＞0，則下一控制周期(k+1)時刻需要勵磁，D＝1；

Δi_x(k)＝0，則下一控制周期(k+1)時刻需要零電壓續(xù)流，D＝0；

Δi_x(k)＜0，則下一控制周期(k+1)時刻需要退磁，D＝-1。

步驟6，PWM占空比劃分

在導通相x的PWM占空比0到1范圍內取Z個互異的值，得到PWM占空比數(shù)組J，J＝{J_h|h＝0,1,2…(Z-1)}，0≤J_h≤1，Z為PWM占空比0到1范圍內取值的個數(shù)，將PWM占空比數(shù)組J中的每一個PWM占空比定義為J_h，h表示PWM占空比數(shù)組J中的PWM占空比J_h的占空比序列號，h＝0,1,2…(z-1)。步驟6導通相x的PWM占空比0到1范圍中可以任意取Z個值，作為具體實例，導通相x的PWM占空比0到1范圍內等差取11個值，則得到PWM占空比數(shù)組J，J＝{J_h|h＝0,1,2…10},PWM占空比數(shù)組J中，J₀＝0，J₁＝0.1，J₂＝0.2，J₃＝0.3，J₄＝0.4，J₅＝0.5，J₆＝0.6，J₇＝0.7，J₈＝0.8，J₉＝0.9，J₁₀＝1。

步驟7，預測下一控制周期轉子位置和不同PWM占空比下對應磁鏈

由步驟3中確定的導通相x當前k時刻相電流i_x(k)、步驟4得到的導通相x當前k時刻的磁鏈ψ_x(k)、步驟5得到的下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和步驟6中得到的PWM占空比數(shù)組J，預測下一控制周期導通相x在驅動狀態(tài)D狀態(tài)下，每一個PWM占空比數(shù)組J中的PWM占空比J_h對應的磁鏈ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)時刻轉子電角度θ_x(k+1)；

ψ_x(h,D)(k+1)＝ψ_x(k)+[DU_dc-R_x i_x(k)]J_hT_s

θ_x(k+1)＝θ_x(k)+Δθ

其中，D＝1,0,-1，h＝0,1,…,Z-1，x＝a,b,c，Δθ為一個控制周期內轉子轉過的電角度，即兩次轉子電角度采樣值之差。

步驟8，找出不同PWM占空比對應的下一控制周期電流的最小相電流偏差

根據(jù)步驟5得到的下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和步驟7得到的PWM占空比J_h下的磁鏈ψ_x(h,D)(k+1)和下一控制周期(k+1)時刻轉子電角度θ_x(k+1)，使用步驟1中得到的開關磁阻電機相電流數(shù)組A、轉子電角度數(shù)組B和磁鏈數(shù)組R確定下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流i_x(h,D)(k+1)；然后通過公式Δi_x(h,D)(k+1)＝|I_ref-i_x(h,D)(k+1)|求得下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流偏差Δi_x(h,D)(k+1)，其中D＝1,0,-1，h＝0,1,…,Z-1，x＝a,b,c；找出最小相電流偏差，并記為Δi_x(h,D)(k+1)min。

其中，確定下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流i_x(h,D)(k+1)的具體步驟如下：

(1)確定轉子電角度θ_x(k+1)在步驟1中得到的轉子電角度數(shù)組B中所處的區(qū)間，即確定轉子電角度序列號m，使得θ_m≤θ_x(k+1)<θ_m+1；

(2)確定磁鏈ψ_x(h,D)(k+1)在步驟1中得到的磁鏈數(shù)組R中所處的區(qū)間，即確定磁鏈序列號n，使得ψ_n≤ψ_x(h,D)(k+1)<ψ_n+1；

(3)確定步驟1中得到的開關磁阻電機相電流數(shù)組A中的相電流i_m,n，i_m+1,n，i_m,n+1，i_m+1,n+1，m為上述(1)中所確定的轉子電角度序列號，n上述(2)中所確定的磁鏈序列號；

(4)通過下式(1)，式(2)，式(3)計算得到下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流i_x(h,D)(k+1)：

將式(1)，式(2)帶入式(3)即可求得下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和PWM占空比J_h下的相電流i_x(h,D)(k+1)；其中i₁為轉子電角度為θ_x(k+1)且磁鏈為ψ_n所對應的相電流，i₂為轉子電角度為θ_x(k+1)且磁鏈為ψ_n+1所對應的相電流。

步驟9，確定下一控制周期最優(yōu)PWM占空比

根據(jù)步驟8得到最小相電流偏差Δi_x(h,D)(k+1)min，最小相電流偏差Δi_x(h,D)(k+1)min對應的PWM占空比J_h即為下一控制周期(k+1)時刻的最優(yōu)PWM占空比，記為最優(yōu)PWM占空比τ。

步驟10，輸出最優(yōu)PWM占空比和驅動狀態(tài)對應的脈沖信號，控制開關磁阻電機

根據(jù)步驟5確定的下一控制周期(k+1)時刻驅動狀態(tài)D和步驟9所確定的下一控制周期(k+1)時刻最優(yōu)PWM占空比τ以及步驟3所確定的導通相x，經(jīng)過PWM占空比轉脈沖信號模塊輸出對應的脈沖信號S_x，x＝a,b,c，并實施對功率變換器的控制。

進一步的，作為具體實例，脈沖信號S_x代表三相開關磁阻電機每相開關管對應的脈沖驅動信號，x＝a,b,c，如圖4所示，三相開關磁阻的非對稱橋變換器每相對應兩個開關管，控制每相的兩個開關管對應兩個脈沖信號，即脈沖信號S_x1和S_x2，所以三相開關磁阻電機的非對稱橋變換器總計有6個脈沖信號，分別為S_a1、S_a2、S_b1、S_b2、S_c1、S_c2。根據(jù)步驟5所確定的驅動狀態(tài)和步驟9獲得的最優(yōu)PWM占空比τ以及步驟3所確定的導通相x經(jīng)過PWM占空比轉脈沖信號模塊輸出對應的脈沖信號S_x1、S_x2，其方法如下：

(1)根據(jù)步驟5所確定的驅動狀態(tài)和步驟9獲得的最優(yōu)PWM占空比τ以及步驟3所確定的導通相x，確定6個開關管T_a1、T_a2、T_b1、T_b2、T_c1、T_c2對應的PWM占空比，方法如表1所示：

表1

(2)將上述(1)中確定的6個開關管T_a1、T_a2、T_b1、T_b2、T_c1、T_c2對應的PWM占空比轉成對應的脈沖信號S_a1、S_a2、S_b1、S_b2、S_c1、S_c2，且非導通相對應的開關管保持關斷。以a相為例，若a相為導通相，根據(jù)步驟5所確定的驅動狀態(tài)D和步驟9獲得的最優(yōu)PWM占空比τ，經(jīng)過占空比轉脈沖信號模塊輸出對應的脈沖信號S_a1、S_a2，。，圖5給出了本實施例中的三相非對稱橋變換器a相在勵磁、退磁和零電壓續(xù)流三種驅動狀態(tài)下，a相兩個開關管T_a1和T_a2對應的PWM占空比轉脈沖控制信號S_a1和S_a2的示意圖

以上所述，僅是本發(fā)明的較佳實施例，并非對本對本發(fā)明做任何限制，凡是根據(jù)本發(fā)明技術實質對以上實施例所做的任何簡單修改、變更以及等效結構變化，均仍屬于本發(fā)明技術方案的保護范圍內。