本發(fā)明涉及DC/DC變流器，特別是一種雙有源全橋變流器全功率范圍內(nèi)的高效率的調(diào)制方法。

背景技術：

隨著電力電子技術的發(fā)展，高頻隔離功率轉(zhuǎn)換技術將越來越多的應用到電網(wǎng)中，成為實現(xiàn)電網(wǎng)中快速靈活控制的重要手段。基于移相控制(Phase shift modulation scheme,PSMS)技術的雙有源全橋變流器(Dual Active Bridge-Isolated Bidirectional DC/DC Converter，簡稱為DAB)具有功率密度高、動態(tài)響應快、容易實現(xiàn)軟開關、功率能雙向流動等優(yōu)點，在不間斷電源、電動汽車、固態(tài)變壓器等場合廣受歡迎。常見的DAB變流器控制方式為移相控制，在高頻變壓器的原邊端口和副邊端口產(chǎn)生具有相對相移的電壓方波，同時通過控制原邊和副邊兩個全橋電路斜對角開關器件驅(qū)動的相對相移，改變電壓方波的占空比，從而調(diào)節(jié)流經(jīng)變流器的功率。根據(jù)控制變量的選擇，常見的DAB變流器的調(diào)制方式有：單移相調(diào)制(Single phase shift modulation,SPSM)、雙重移相調(diào)制(Dual phase shift modulation,DPSM)、擴展移相調(diào)制(Extended phase shift modulation,EPSM)和三重移相調(diào)制(Triple phase shift modulation,TPSM)等。其中TPSM具有三個獨立的控制量，是最一般的調(diào)制方式，SPSM、DPSM和EPSM均可以視為TPSM的簡化形式。因而TPSM最具有靈活性，可以通過合理地約束控制量之間的關系，使得DAB變流器在傳輸相同的功率時，減小流經(jīng)變壓器電流的有效值，降低器件的電流應力，從而提高系統(tǒng)效率。

對于DAB變流器而言，其流經(jīng)其電感和變壓器電流的諧波值和變流器的損耗直接相關，因此針對其電感電流畸變最小的控制量計算成為一個研究熱點?？刂屏康挠嬎惆▽υ吅透边吶珮虻膬?nèi)部移相和原副邊之間的移相。考慮到算法要能在嵌入式處理器上運行，必須得到控制量的解析表達式。由于這并不是一個傳統(tǒng)的凸優(yōu)化問題，問題的可行域是非凸的，直接使用已有的凸優(yōu)化方法存在局限性，并且需要解高次代數(shù)方程，因此難以得到控制量之間的表達式。

技術實現(xiàn)要素：

針對上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種雙有源全橋變流器全功率范圍內(nèi)的高效率的調(diào)制方法。該方法給出了TPSM三個控制量之間滿足的函數(shù)關系，其均由初等運算組成，計算過程簡單，能夠運行在嵌入式處理器(可采用數(shù)字信號處理器、單片機中的任何一種)上，同時該調(diào)制方法能適應全部的功率范圍(包括正向功率流和反向功率流)，實現(xiàn)了電流畸變最小化，提高了變流器的效率。

本發(fā)明的技術解決方案如下：

一種雙有源全橋變流器全功率范圍內(nèi)的高效率調(diào)制方法，所述的雙有源全橋變流器由直流電壓源、原邊單相全橋、副邊單相全橋、高頻隔離變壓器、高頻電感L和控制器組成，所述的原邊單相全橋H₁的4個全控開關器件為S₁～S₄，副邊單相全橋H₂的4個全控開關器件為Q₁～Q₄；所述的的原邊單相全橋的直流母線的正極與對應直流電壓源的正極相連，原邊單相全橋的直流母線的負極與對應的直流電壓源的負極相連，原邊單相全橋的交流側(cè)通過隨時隨地高頻電感L與高頻隔離變壓器的原邊相連；所述的副邊單相全橋的直流母線正極與對應直流負載的正極相連，副邊單相全橋的直流母線的負極與對應的直流負載的負極相連，副邊單相全橋的交流側(cè)與高頻隔離變壓器副邊相連，所述的高頻隔離變壓器的變比為n:1；所述的原副邊單相全橋的開關器件S₁～S₄與Q₁～Q₄的控制信號與所述的控制器對應的開關信號的輸出端相連；

所述的控制器包括乘法器、比較器、PI控制器和調(diào)制單元，乘法器有兩個信號輸入端，分別測量所述的雙有源全橋變流器的副邊直流負載的電壓U_o和電流I_o，電壓U_o和電流I_o通過乘法器計算出負載功率P_o，負載功率P_o與給定功率P_ref經(jīng)比較器輸出k，所述的調(diào)制單元輸出開關控制信號的輸出端分別與所述的雙有源全橋變流器的原副邊全橋相應的開關器件S₁～S₄與Q₁～Q₄的控制信號的輸入端相連；其特征在于，該方法包括如下步驟：

1)所述的控制器按公式(1)計算電壓傳輸比：

其中，V₁為雙有源全橋變流器輸入電壓，V₂為雙有源全橋變流器輸出電壓，n為變壓器的變比，這三個參數(shù)作為初值預先設定；

2)當M≤1時，所述的控制器根據(jù)電壓傳輸比M分別確定下列三個分段的傳輸功率的范圍：

低功率段傳輸功率范圍：

中功率段傳輸功率范圍：

高功率段傳輸功率范圍：

其中，f_s為雙有源全橋變流器的開關頻率，L為雙有源全橋變流器的電感值，P_Low、P_Medium、P_High分別為低功率段傳輸功率、中功率段傳輸功率、高功率段傳輸功率；

3)雙有源全橋變流器三個移相比控制量的計算：

當傳輸功率位于低功率段時，通過下述公式計算相應的移相比控制量：

其中，D_1,opt表示原邊全橋內(nèi)部移相比，D_2,opt表示副邊全橋內(nèi)部移相比，D_0,opt表示原副邊之間的移相比；

當傳輸功率位于中功率段時，通過下述公式計算相應移相比控制量：

當傳輸功率位于高功率段時，通過下述公式計算相應的移相比控制量：

其中，D_1,opt表示原邊全橋內(nèi)部移相比，D_2,opt表示副邊全橋內(nèi)部移相比，D_0,opt表示原副邊之間的移相比；

4)當M≥1時，確定傳輸功率的三個分段的傳輸功率的范圍：

低功率段：

中功率段：

高功率段：

當傳輸功率位于低功率段時，通過下述公式計算相應的移相比控制量：

當傳輸功率位于中功率段時，通過下述公式計算相應的移相比控制量：

當傳輸功率位于高功率段時，通過下述公式計算相應的移相比控制量：

5)所述的控制器按所述的原邊全橋內(nèi)部移相比D_1,opt，副邊全橋內(nèi)部移相比D_2,opt，原副邊之間的移相比D_0,opt生成驅(qū)動信號脈沖按時序輸入并控制所述的原邊單相全橋(H₁)、副邊單相全橋(H₂)的工作，完成調(diào)制過程，即可實現(xiàn)雙有源全橋變流器在全功率范圍內(nèi)的畸變電流有效值的最小，實現(xiàn)雙有源全橋變流器在全功率范圍內(nèi)的最大效率。

D_1,opt、D_2,opt，、D_0,opt分別用D₁、D₂、D₀表示。

本發(fā)明雙有源全橋變流器全功率范圍內(nèi)的高效率調(diào)制方法，通過對變流器電流有效值、傳輸功率與三個控制量之間的關系進行精細分析，經(jīng)過嚴謹?shù)臄?shù)學推導，得到控制量之間的解析表達式。能夠使得在任一確定的傳輸功率下，變流器產(chǎn)生的電流畸變最小，效率最高。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的特點如下：

1.得到的控制量之間的解析表達式簡潔，僅由初等運算組成，能直接在嵌入式處理器(可采用數(shù)字信號處理器、單片機中的任何一種)上運行，不需要額外增加處理器。

2.本發(fā)明調(diào)制方法能用于功率正向流動和功率反向流動的場合，能適應任意電壓傳輸比下的情況，能適用于變流器整個功率范圍。

3.本發(fā)明提升了變流器全功率范圍內(nèi)的效率

附圖說明

圖1是本發(fā)明雙有源全橋變流器全功率范圍內(nèi)的高效率調(diào)制方法的系統(tǒng)構(gòu)成圖。

圖2為TPSM驅(qū)動信號時序圖及三個控制量D₀、D₁和D₂與各驅(qū)動信號之間的關系。

圖3為各控制量的計算步驟。

具體實施方式

下面結(jié)合實施例和附圖對本發(fā)明作進一步說明，但不應以此限制本發(fā)明的保護范圍。

先請參閱圖1，圖1是本發(fā)明雙有源全橋變流器全功率范圍內(nèi)的高效率調(diào)制方法的系統(tǒng)構(gòu)成圖。圖3為一種所述的電流有效值最小化調(diào)制方法各控制量的計算步驟。

本發(fā)明雙有源全橋變流器全功率范圍內(nèi)的高效率調(diào)制方法的具體實現(xiàn)如下：

根據(jù)變流器穩(wěn)態(tài)運行時的輸入電壓V₁，輸出電壓V₂和變壓器變比n，根據(jù)式(1)計算電壓傳輸比M。輸入電壓V₁，輸出電壓V₂和變壓器變比n由具體裝置決定，由設計人員輸入到控制器中。同時所述的比例積分(PI)控制器，PI控制器參數(shù)k_p和k_i由預先設定，取值范圍為：0.001≤k_p≤10，0.001≤k_i≤10，用于對傳輸功率進行閉環(huán)，使得輸出功率為參考值。

對于M>1的情況，計算低功率段、中功率段和高功率段的分界點。

如圖3所示，當M≤1時，當由采樣得到的輸出端電壓信號和電流信號經(jīng)過乘法器得到輸出功率后，與功率參考值進行比較，比較后的結(jié)果作為PI控制器的輸入信號。PI控制器的輸出k作為調(diào)制環(huán)節(jié)的輸入，k的幅值限制在0～1.5之間。

首先判斷k是否大于1：當k>1時，對應的功率段位于高功率段，按圖3中對應式(14)計算D_0,opt，并且根據(jù)式(7)計算D_1,opt和D_2,opt。

當1>k>M時，對應的功率段位于中功率段，按D_1,opt＝1-k計算D_1,opt，并按式(6)計算D_0,opt和D_2,opt。

當M≥k時，對應的功率段位于低功率段，按D_1,opt＝1-k計算D_1,opt，并按式(5)計算D_0,opt和D_2,opt。

當?shù)玫饺齻€控制量D₀、D₁和D₂之后，即可根據(jù)圖2所示時序圖生成各器件驅(qū)動信號(高電平表示相應器件開通，低電平表示相應器件關斷)。

當M>1時，PI控制器的輸出k作為調(diào)制環(huán)節(jié)的輸入，k的幅值限制在0～1.5之間。首先判斷k是否大于1：當k>1時，對應的功率段位于高功率段，按圖3中對應式(15)計算D_0,opt，并且根據(jù)式(13)計算D_1,opt和D_2,opt。

當1>k>1/M時，對應的功率段位于中功率段，按D_2,opt＝1-k計算D_2,opt，并按式(12)計算D_0,opt和D_1,opt。當1/M≥k時，對應的功率段位于低功率段，按D_2,opt＝1-k計算D_2,opt，并按式(11)計算D_0,opt和D_1,opt。當?shù)玫饺齻€控制量D₀、D₁和D₂之后，即可根據(jù)圖2所示時序圖生成各器件驅(qū)動信號，完成調(diào)制過程。

由此可見，根據(jù)本發(fā)明所示的調(diào)制方法，實現(xiàn)不同傳輸功率的情況下，最小化電流有效值，實現(xiàn)全功率范圍內(nèi)的高效率轉(zhuǎn)換。