本發(fā)明涉及一種儲(chǔ)能逆變器控制方法，尤其是一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器主從控制方法。

背景技術(shù)：

近年來，隨著新能源發(fā)電單元在電力系統(tǒng)的滲透率不斷提升，與此同時(shí)傳統(tǒng)集中式一次能源逐漸減少，系統(tǒng)的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量逐漸減小，頻率波動(dòng)變大，且一次能源的間歇性特性更加劇了電網(wǎng)的頻率波動(dòng)，使得系統(tǒng)的頻率穩(wěn)定性問題日趨嚴(yán)峻。傳統(tǒng)電力系統(tǒng)中，同步發(fā)電機(jī)組(Generator Set-Genset)的下垂特性以及轉(zhuǎn)動(dòng)慣量大等因素，在維持系統(tǒng)的電壓和頻率穩(wěn)定方面起著關(guān)鍵作用。Genset平穩(wěn)和調(diào)節(jié)系統(tǒng)頻率的過程可以分為三個(gè)階段：第一階段為Genset的慣性穩(wěn)頻，即依靠Genset自身轉(zhuǎn)動(dòng)慣量抑制系統(tǒng)的快速頻率波動(dòng)；第二階段為一次調(diào)頻，即當(dāng)頻率波動(dòng)量超出一定值通過改變?cè)瓌?dòng)機(jī)功率輸入來調(diào)節(jié)頻率；第三階段為二次調(diào)頻，即而當(dāng)系統(tǒng)功率恢復(fù)平衡后，調(diào)整一次調(diào)頻指令將頻率控制在額定頻率值，從而實(shí)現(xiàn)頻率的無差控制。若帶有儲(chǔ)能逆變器的分布式發(fā)電系統(tǒng)能模擬或者部分模擬Genset的上述特性，使其像Genset一樣參與頻率和電壓的調(diào)節(jié)過程，就可以降低分布式電源對(duì)電網(wǎng)的不利影響，解決分布式電源大規(guī)模并網(wǎng)應(yīng)用中的相關(guān)技術(shù)瓶頸問題。而能模擬或者部分模擬Genset頻率電壓控制特性的電力電子電源裝置就被稱為虛擬同步發(fā)電機(jī)(Virtual Synchronous Generator，VSG)。VSG需要運(yùn)行在兩種模式下，并網(wǎng)和孤島并聯(lián)運(yùn)行。

基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，需要對(duì)電網(wǎng)的電壓和頻率穩(wěn)定性進(jìn)行一定的支撐，孤島并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，需要向負(fù)載提供較高的電能質(zhì)量。另外需要運(yùn)行在并網(wǎng)和孤島兩種模式下，當(dāng)發(fā)生模式轉(zhuǎn)換時(shí)應(yīng)具有無縫切換能力。

針對(duì)基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器控制，國內(nèi)外的專家學(xué)者們提出了一些方法，主要有：

題為“一種并聯(lián)虛擬同步發(fā)電機(jī)分布式協(xié)同運(yùn)行控制方法及系統(tǒng)”的中國發(fā)明專利申請(qǐng)說明書(CN201610157993.2)給出了一種分布式協(xié)同運(yùn)行控制方法，只需通過相鄰虛擬同步發(fā)電機(jī)的少量信息交互即可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)功率分配、頻率恢復(fù)以及穩(wěn)定可靠運(yùn)行，然而該控制方案采用電壓指令開環(huán)控制，不利于各種負(fù)載條件下的輸出電壓電能質(zhì)量。

題為“基于改進(jìn)型下垂控制的微電網(wǎng)多主從混合協(xié)調(diào)控制”(《電力系統(tǒng)自動(dòng)化》,程啟明，褚思遠(yuǎn)，程尹曼，楊小龍，張強(qiáng),2016,40(20):69-75)的文章提出了將改進(jìn)型下垂控制應(yīng)用到介于主從控制與對(duì)等控制之間的一種混合控制方法中，即兩個(gè)或兩個(gè)以上的分布式電源采用改進(jìn)型下垂控制，并將這些下垂微電源整體作為主控部分，其余的微電源采用恒功率控制作為從控部分。

題為“基于CAN總線的主從式三相逆變電源并聯(lián)控制技術(shù)研究”(郭景，燕山大學(xué)，碩士學(xué)位論文，2006)的碩士論文給出了一種主從式的三相逆變電源并聯(lián)控制技術(shù)，所有三相逆變電源共用電壓控制環(huán)，得出的電流指令分配給各個(gè)逆變器并做電流閉環(huán)控制，然而對(duì)于并離網(wǎng)雙模式的應(yīng)用場合需要進(jìn)行并離網(wǎng)切換控制，增加了系統(tǒng)復(fù)雜度，輸出電壓性能受到影響。

總之，現(xiàn)有基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器控制技術(shù)很難同時(shí)兼顧動(dòng)態(tài)響應(yīng)，負(fù)載均流，輸出電壓電能質(zhì)量等方面的綜合性能。對(duì)于目前的控制技術(shù)，隨著并聯(lián)臺(tái)數(shù)的增多，負(fù)載不均流將逐漸變大，在整流橋等非線性負(fù)載條件下很難同時(shí)滿足輸出電壓電能指令和負(fù)載均流特性；而傳統(tǒng)的基于主從控制的三相逆變電源無法并網(wǎng)，進(jìn)而向系統(tǒng)提供快速慣量，維持微網(wǎng)系統(tǒng)電壓和頻率穩(wěn)定性,且傳統(tǒng)主從控制并離網(wǎng)切換時(shí)需要切換控制器，控制方案復(fù)雜。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問題為克服上述各種技術(shù)方案的局限性，針對(duì)等問題，提供一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器主從控制方法。

本發(fā)明的目的是這樣實(shí)現(xiàn)的。本發(fā)明提供了一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器主從控制方法，本控制方法所涉及的儲(chǔ)能逆變器中包括一個(gè)主控逆變器和(N-1)臺(tái)從控逆變器，主控逆變器和(N-1)臺(tái)從控逆變器均采用三相二電平橋式電路，將(N-1)臺(tái)從控逆變器記為從控逆變器i，其中

i＝1,2,3…N-1；所述主控逆變器和(N-1)臺(tái)從控逆變器的輸入端分別與各自的儲(chǔ)能電池相連接，其輸出端相并聯(lián)；

本控制方法包括以下步驟：

步驟1，采樣及坐標(biāo)變換；

所述采樣包括對(duì)主控逆變器的采樣和從控逆變器i的采樣；

主控逆變器采集以下數(shù)據(jù)：主控逆變器濾波電容電壓u_ca,u_cb,u_cc，主控逆變器橋臂側(cè)電感電流i_La,i_Lb,i_Lc，主控逆變器并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_a,e_b,e_c；

從控逆變器i采集以下數(shù)據(jù)：從控逆變器i濾波電容電壓u_cai,u_cbi,u_cci，從控逆變器i橋臂側(cè)電感電流i_Lai,i_Lbi,i_Lci，從控逆變器i并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_ai,e_bi,e_ci；

所述坐標(biāo)變換包括對(duì)以下數(shù)據(jù)進(jìn)行坐標(biāo)變換：

對(duì)主控逆變器濾波電容電壓u_ca,u_cb,u_cc和主控逆變器橋臂側(cè)電感電流i_La,i_Lb,i_Lc分別進(jìn)行單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到主控逆變器濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq和主控逆變器橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq；

對(duì)從控逆變器i濾波電容電壓u_cai,u_cbi,u_cci和從控逆變器i橋臂側(cè)電感電流i_Lai,i_Lbi,i_Lci分別進(jìn)行單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到從控逆變器i濾波電容電壓的dq分量U_cdi,U_cqi和從控逆變器i橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ldi,I_Lqi；對(duì)從控逆變器i并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_ai,e_bi,e_ci經(jīng)過鎖相環(huán)環(huán)節(jié)得到從控逆變器i的并網(wǎng)點(diǎn)角頻率ω_gi和從控逆變器i的電網(wǎng)電壓幅值E_i；

步驟2，根據(jù)步驟1中得到的主控逆變器濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq，通過通用的微分離散化方程計(jì)算主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；根據(jù)步驟1得到的主控逆變器橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq和主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，經(jīng)過輸出電流計(jì)算方程得到主控逆變器輸出電流的dq分量I_od,I_oq；經(jīng)過有功功率計(jì)算方程和無功功率計(jì)算方程得到平均有功功率P和平均無功功率Q；對(duì)并網(wǎng)點(diǎn)電壓e_a,e_b,e_c經(jīng)過鎖相環(huán)環(huán)節(jié)得到主控逆變器并網(wǎng)點(diǎn)角頻率ω_g；

步驟2.1，計(jì)算主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；

令主控逆變器濾波電容電壓U_cd,U_cq的離散序列為U_cd(n),U_cq(n)，主控逆變器濾波電容電流dq分量I_cd,I_cq的離散序列為I_cd(n),I_cq(n)，則計(jì)算主控逆變器濾波電容電流的通用的微分離散化方程為：

其中，k_n-k為第n-k個(gè)序列的微分離散化權(quán)重系數(shù)；

其中，C_f為主控逆變器濾波電容，T_s為主控逆變器采樣頻率，n,k為自然數(shù)，n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......，K為離散序列點(diǎn)數(shù)；

根據(jù)上述方程可以求得主控逆變器濾波電容電流I_cd,I_cq的離散序列為I_cd(n),I_cq(n)，從而可得主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；

步驟2.2，計(jì)算主控逆變器輸出電流的dq分量I_od,I_oq；

根據(jù)步驟2.1得到的主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，經(jīng)過輸出電流計(jì)算方程得到主控逆變器輸出電流的dq分量I_od,I_oq，所述的輸出電流計(jì)算方程為：

步驟2.3，根據(jù)有功功率計(jì)算方程和無功功率計(jì)算方程計(jì)算主控逆變器平均有功功率P和主控逆變器平均無功功率Q；

有功功率計(jì)算方程為：

無功功率計(jì)算方程為：

其中，Q_pq為功率計(jì)算方程品質(zhì)因數(shù)，ω_h為陷波器需要濾除的諧波角頻率，s為拉普拉斯算子，τ為一階低通濾波器的時(shí)間常數(shù)，h為待濾除的諧波次數(shù)；

步驟3，根據(jù)步驟2中得到的主控逆變器平均有功功率P、并網(wǎng)點(diǎn)角頻率ω_g和主控逆變器給定的主控逆變器有功功率指令P₀、儲(chǔ)能逆變器給定主控逆變器有功功率指令P₀時(shí)的額定角頻率ω₀，經(jīng)過功角控制方程得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的角頻率ω，對(duì)ω積分得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的矢量角θ；

功角控制方程為：

其中，ω₀為儲(chǔ)能逆變器給定主控逆變器有功功率指令P₀時(shí)的額定角頻率，m為功角控制下垂系數(shù)，J為模擬同步發(fā)電機(jī)機(jī)組的虛擬轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，s為拉普拉斯算子，D₁為主控逆變器頻率反饋系數(shù)，D₂為電網(wǎng)頻率反饋系數(shù)；

步驟4，根據(jù)步驟2中得到的主控逆變器平均無功功率Q和儲(chǔ)能逆變器給定的主控逆變器無功功率指令Q₀、電壓指令U₀，經(jīng)過無功控制方程得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的主控逆變器端電壓U^*；

無功控制方程為：

U^*＝U₀+n(Q₀-Q)

其中，電壓指令U₀為儲(chǔ)能逆變器給定主控逆變器無功功率指令Q₀時(shí)的額定輸出電容電壓，n為無功-電壓下垂系數(shù)；

步驟5，根據(jù)步驟4中得到的主控逆變器端電壓U^*和步驟1中得到的主控逆變器濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq，通過電壓控制方程得到主控逆變器有功電流指令和I_q*主控逆變器無功電流指令

電壓控制方程為：

其中，K_p為電壓環(huán)比例控制系數(shù)，K_i為電壓環(huán)積分控制系數(shù)，K_rh為電壓環(huán)h次諧波準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)，h為待抑制的諧波次數(shù)，Q_uh為電壓環(huán)h次諧波準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，ω_h為陷波器需要濾除的諧波角頻率，s為拉普拉斯算子；

步驟6，根據(jù)步驟5得到的主控逆變器有功電流指令和主控逆變器無功電流指令步驟1中得到的主控逆變器橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq和從控逆變器橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ldi,I_Lqi，步驟2中得到的主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，分別計(jì)算主控逆變器和從控逆變器i的控制信號(hào)；

1)主控逆變器

根據(jù)步驟2中得到的主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，通過電流控制方程得到主控逆變器的控制信號(hào)U_d,U_q；

電流控制方程為：

其中，K_pi為電流環(huán)比例控制系數(shù)，K_ii為電流環(huán)積分控制系數(shù)，K_ri為電流環(huán)準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)，K_f為電壓前饋系數(shù)，Q_i為電流環(huán)準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，s為拉普拉斯算子；

2)從控逆變器i

將步驟1得到的主控逆變器的橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq分別作為從控逆變器i的靜態(tài)有功和無功電流指令；根據(jù)步驟1中得到的從控逆變器i的并網(wǎng)點(diǎn)角頻率ω_gi經(jīng)過虛擬慣量有功方程得到從控逆變器i的虛擬慣量有功電流指令I(lǐng)_Ld與相加得到從控逆變器i有功電流指令根據(jù)步驟1得到的電網(wǎng)電壓幅值E_i，經(jīng)過虛擬慣量無功方程得到從控逆變器i的虛擬慣量無功電流指令I(lǐng)_Lq與相加得到從控逆變器i無功電流指令根據(jù)和步驟1中的從控逆變器i橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ldi,I_Lqi，通過電流控制方程得到從控逆變器i的控制信號(hào)U_di,U_qi；

虛擬慣量有功方程為：

虛擬慣量無功方程為：

其中，H_di,H_qi分別為第i臺(tái)從控逆變器虛擬慣量有功、無功時(shí)間常數(shù)，P_N為第i臺(tái)從控逆變器的額定功率，ω_N為第i臺(tái)從控逆變器額定角頻率，U_N為第i臺(tái)從控逆變器額定電壓，τ_di,τ_qi分別為第i臺(tái)從控逆變器虛擬慣量有功、無功濾波時(shí)間常數(shù)，s為拉普拉斯算子；

電流控制方程為：

其中，K_pii為第i臺(tái)從控逆變器電流環(huán)比例控制系數(shù)，K_iii為第i臺(tái)從控逆變器電流環(huán)積分控制系數(shù)，h為待抑制的諧波次數(shù)，K_rhi為第i臺(tái)從控逆變器電流環(huán)h次諧波準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)，Q_ihi為第i臺(tái)從控逆變器電流環(huán)h次諧波準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，ω_hi為第i臺(tái)從控逆變器陷波器需要濾除的諧波角頻率，K_fi為第i臺(tái)從控逆變器電壓前饋系數(shù)，s為拉普拉斯算子；

步驟7，將步驟6中得到的控制信號(hào)U_d,U_q，U_di,U_qi通過單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)反變換得到主控逆變器三相橋臂電壓控制信號(hào)U_a,U_b,U_c和從控逆變器i三相橋臂電壓控制信號(hào)U_ai,U_bi,U_ci，繼而生成開關(guān)管的PWM控制信號(hào)。

相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)的有益效果是：本發(fā)明具備了如下優(yōu)點(diǎn)：

1、孤島并聯(lián)帶非線性及不平衡負(fù)載時(shí)輸出電壓電能質(zhì)量高。

2、孤島并聯(lián)在各種負(fù)載條件下負(fù)載不均流度較低。

3、較傳統(tǒng)的主從控制而言，并離網(wǎng)切換時(shí)不需要改變控制器結(jié)構(gòu)。

4、主控逆變器和從控逆變器獨(dú)立提供虛擬慣量，不依賴通訊，有利于提高動(dòng)態(tài)條件下的系統(tǒng)穩(wěn)定性，可靠性較高。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器主從并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖2是本發(fā)明的主控逆變器功率外環(huán)控制框圖。

圖3是本發(fā)明的主控逆變器電壓電流雙環(huán)控制框圖。

圖4是本發(fā)明的從控逆變器總體控制框圖。

圖5是本發(fā)明的主控逆變器數(shù)學(xué)等效模型。

具體實(shí)施方式

圖1是本發(fā)明的實(shí)施例中基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器主從并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。包括一個(gè)主控逆變器和(N-1)臺(tái)從控逆變器，主控逆變器和(N-1)臺(tái)從控逆變器均采用三相二電平橋式電路，將(N-1)臺(tái)從控逆變器記為從控逆變器i，其中i＝1,2,3…N-1；所述主控逆變器和(N-1)臺(tái)從控逆變器的輸入端與各自的儲(chǔ)能電池相連接，其輸出端相并聯(lián)；

所述主控逆變器和從控逆變器采用同樣的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，包括直流輸入儲(chǔ)能電池、直流側(cè)儲(chǔ)能電容、三相半橋逆變電路、LC濾波器，直流側(cè)儲(chǔ)能電容并聯(lián)在所述直流輸入儲(chǔ)能電池的兩端，直流輸入儲(chǔ)能電池的兩個(gè)電源輸出端分別與三相全橋逆變電路的兩個(gè)輸入端相連，三相全橋逆變電路的三相輸出端與LC濾波器的三相輸入端一一對(duì)應(yīng)相連，主控逆變器和從控逆變器LC濾波器的三相輸出端分別并聯(lián)后與Dyn11型變壓器的三角型側(cè)相連接，變壓器星型側(cè)與三相電網(wǎng)相連，LC濾波器由橋臂側(cè)電感和濾波電容組成。

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的優(yōu)選方式作進(jìn)一步詳細(xì)的描述。

具體的，本實(shí)施例中的參數(shù)如下。

直流輸入儲(chǔ)能電池電壓為550V，輸出交流線電壓有效值為380V/50Hz，額定容量為100kW，儲(chǔ)能逆變器橋臂側(cè)電感為0.5mH，儲(chǔ)能逆變器濾波電容為200μF，并聯(lián)臺(tái)數(shù)N＝5，變壓器為500kVA/270V/400V Dyn11型變壓器，儲(chǔ)能逆變器采樣頻率f_s為10kHz，因而T_s＝100μs。

參見圖1、2、3和4，本發(fā)明提供的一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器主從控制方法，主要步驟如下：

步驟1，采樣及坐標(biāo)變換。

所述采樣包括對(duì)主控逆變器的采樣和從控逆變器i的采樣；

主控逆變器采集以下數(shù)據(jù)：主控逆變器濾波電容電壓u_ca,u_cb,u_cc，主控逆變器橋臂側(cè)電感電流i_La,i_Lb,i_Lc，主控逆變器并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_a,e_b,e_c；

從控逆變器i采集以下數(shù)據(jù)：從控逆變器i濾波電容電壓u_cai,u_cbi,u_cci，從控逆變器i橋臂側(cè)電感電流i_Lai,i_Lbi,i_Lci，從控逆變器i并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_ai,e_bi,e_ci；

所述坐標(biāo)變換包括對(duì)以下數(shù)據(jù)進(jìn)行坐標(biāo)變換：

對(duì)主控逆變器濾波電容電壓u_ca,u_cb,u_cc和主控逆變器橋臂側(cè)電感電流i_La,i_Lb,i_Lc分別進(jìn)行單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到主控逆變器濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq和主控逆變器橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq；

對(duì)從控逆變器i濾波電容電壓u_cai,u_cbi,u_cci和從控逆變器i橋臂側(cè)電感電流i_Lai,i_Lbi,i_Lci分別進(jìn)行單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到從控逆變器i濾波電容電壓的dq分量U_cdi,U_cqi和從控逆變器i橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ldi,I_Lqi；對(duì)從控逆變器i并網(wǎng)點(diǎn)電網(wǎng)電壓e_ai,e_bi,e_ci經(jīng)過鎖相環(huán)環(huán)節(jié)得到從控逆變器i的并網(wǎng)點(diǎn)角頻率ω_gi和從控逆變器i的電網(wǎng)電壓幅值E_i。

步驟2，根據(jù)步驟1中得到的主控逆變器濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq，通過通用的微分離散化方程計(jì)算主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；根據(jù)步驟1得到的主控逆變器橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq和主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，經(jīng)過輸出電流計(jì)算方程得到主控逆變器輸出電流的dq分量I_od,I_oq；經(jīng)過有功功率計(jì)算方程和無功功率計(jì)算方程得到平均有功功率P和平均無功功率Q；對(duì)并網(wǎng)點(diǎn)電壓e_a,e_b,e_c經(jīng)過鎖相環(huán)環(huán)節(jié)得到主控逆變器并網(wǎng)點(diǎn)角頻率ω_g。

步驟2.1，計(jì)算主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq；

令主控逆變器濾波電容電壓U_cd,U_cq的離散序列為U_cd(n),U_cq(n)，主控逆變器濾波電容電流dq分量I_cd,I_cq的離散序列為I_cd(n),I_cq(n)，則計(jì)算主控逆變器濾波電容電流的通用的微分離散化方程為：

其中，k_n-k為第n-k個(gè)序列的微分離散化權(quán)重系數(shù)；

其中，C_f為主控逆變器濾波電容，T_s為主控逆變器采樣頻率，n,k為自然數(shù),n＝0,1,2,3,4......，k＝0,1,2,3,4......，K為離散序列點(diǎn)數(shù)。

根據(jù)上述方程可以求得主控逆變器濾波電容電流I_cd,I_cq的離散序列為I_cd(n),I_cq(n)，從而可得主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq。

通用離散化方程的參數(shù)選擇綜合考慮差分方程穩(wěn)定性條件，微分的頻率響應(yīng)以及DSP計(jì)算量，k_n-k的選擇考慮離當(dāng)前時(shí)刻較近的離散序列權(quán)重較大。在本實(shí)施例中，取N＝7，K＝2，k_n＝4,k_n-1＝2,k_n-2＝1,。

步驟2.2，計(jì)算主控逆變器輸出電流的dq分量I_od,I_oq；

根據(jù)步驟2.2.1得到的主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq，經(jīng)過輸出電流計(jì)算方程得到主控逆變器輸出電流的dq分量I_od,I_oq，所述的輸出電流計(jì)算方程為:

I_od＝I_Ld-I_cd

I_oq＝I_Lq-I_cq

步驟2.3，根據(jù)有功功率計(jì)算方程和無功功率計(jì)算方程計(jì)算主控逆變器平均有功功率P和主控逆變器平均無功功率Q；

有功功率計(jì)算方程為：

無功功率計(jì)算方程為：

其中，Q_pq為功率計(jì)算方程品質(zhì)因數(shù)，ω_h為陷波器需要濾除的諧波角頻率，s為拉普拉斯算子，τ為一階低通濾波器的時(shí)間常數(shù),h為待濾除的諧波次數(shù)。

在本實(shí)施例中，考慮主要濾除的諧波次數(shù)為2次和3次諧波，因此選取h＝2,3，此時(shí)ω_h＝628.3186rad/s,942.4779rad/s。一階低通濾波器主要考慮濾除高次諧波，且不影響動(dòng)態(tài)響應(yīng)，一般取τ≤2e^-3s，本例取值τ＝1.5e^-4s；品質(zhì)因數(shù)Q_pq主要考慮陷波器的濾波效果，在本例中，選取Q_pq＝0.5。

步驟3，根據(jù)步驟2中得到的主控逆變器平均有功功率P、并網(wǎng)點(diǎn)角頻率ω_g和儲(chǔ)能主控逆變器給定的主控逆變器有功功率指令P₀、儲(chǔ)能逆變器給定主控逆變器有功功率指令P₀時(shí)的額定角頻率ω₀，經(jīng)過功角控制方程得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的角頻率ω，對(duì)ω積分得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的矢量角θ；

功角控制方程為：

其中，ω₀為儲(chǔ)能逆變器給定主控逆變器有功功率指令P₀時(shí)的額定角頻率，m為功角控制下垂系數(shù)，J為模擬同步發(fā)電機(jī)機(jī)組的虛擬轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，s為拉普拉斯算子，D₁為主控逆變器頻率反饋系數(shù)，D₂為電網(wǎng)頻率反饋系數(shù)。

功角控制方程表明了儲(chǔ)能逆變器有功功率下垂曲線關(guān)系、虛擬慣量大小和阻尼比大小。其中，虛擬慣量標(biāo)明了系統(tǒng)頻率的變化率，為了保證系統(tǒng)頻率變化平穩(wěn)，需要有較大的虛擬慣量；然而虛擬慣量相當(dāng)于在系統(tǒng)中加入了一階慣性環(huán)節(jié)，太大的虛擬慣量有可能導(dǎo)致系統(tǒng)的不穩(wěn)定。因而參數(shù)選擇需要折中處理。為保證系統(tǒng)穩(wěn)定性，在本實(shí)施例中，慣性時(shí)間常數(shù)范圍在τ_virtual＝Jω₀m≤2e^-3s；功角控制方程中的有功功率下垂曲線關(guān)系包括三個(gè)系數(shù)，功角控制下垂系數(shù)m表示下垂曲線的斜率，取值原則為100％的有功功率變化時(shí)，頻率變化0.5Hz以內(nèi)；給定有功功率指令P₀和相對(duì)應(yīng)的額定角頻率ω₀表示下垂曲線的位置關(guān)系，主要考慮儲(chǔ)能逆變器輸出有功功率為P₀時(shí)，其輸出頻率大小為ω₀。

在本實(shí)施例中，功角控制下垂系數(shù)取值為根據(jù)慣性時(shí)間常數(shù)取值原則取τ_virtual＝Jω₀m＝1.5e^-3s，可得J＝0.2kg·m²,為保證控制運(yùn)行時(shí)能量不流向直流側(cè)，給定有功功率指令取值為P₀＝1kW，此時(shí)對(duì)應(yīng)的額定角頻率取值為ω₀＝314.1593rad/s。

D₁,D₂表明了外環(huán)功率環(huán)的阻尼特性，根據(jù)上述方程基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器數(shù)學(xué)模型如圖5所示，進(jìn)而可得有功功率傳遞函數(shù)為：

；其中，為功角傳遞函數(shù)，E為電網(wǎng)相電壓有效值，X為儲(chǔ)能逆變器每相等效輸出阻抗。在本實(shí)施例中，儲(chǔ)能逆變器的等效輸出阻抗為額定阻抗的5％，因而K_s等效為K_s≈20×100kW。

根據(jù)控制系統(tǒng)二階振蕩方程可得系統(tǒng)的阻尼比為其中ζ>0，將m,J,ω₀,K_s帶入可得D₁的取值范圍為D₁<40，在本實(shí)施例中，取ζ＝0.7，則D₁＝-456.3，D₂＝456.3。

步驟4，根據(jù)步驟2中得到的主控逆變器平均無功功率Q和儲(chǔ)能逆變器給定的主控逆變器無功功率指令Q₀、電壓指令U₀，經(jīng)過無功控制方程得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的主控逆變器端電壓U^*；

無功控制方程為：

U^*＝U₀+n(Q₀-Q)

其中，電壓指令U₀為儲(chǔ)能逆變器給定主控逆變器無功功率指令Q₀時(shí)的額定輸出電容電壓、n為無功-電壓下垂系數(shù)。

無功-電壓下垂系數(shù)n取值原則為100％的無功功率變化時(shí)，電壓幅值變化在2％之內(nèi)；給定無功功率指令Q₀和相對(duì)應(yīng)的額定輸出電容電壓U₀表示下垂曲線的位置關(guān)系，主要考慮儲(chǔ)能逆變器輸出無功功率為Q₀時(shí)，其輸出電壓大小為U₀。

在本實(shí)施例中，無功-電壓下垂系數(shù)取值為給定無功功率指令Q₀考慮系統(tǒng)輸出無功功率為Q₀＝0，此時(shí)對(duì)應(yīng)的額定輸出電容電壓U₀＝380V。

步驟5，根據(jù)步驟4中得到的主控逆變器端電壓U^*和步驟1中得到的主控逆變器濾波電容電壓的dq分量U_cd,U_cq，通過電壓控制方程得到主控逆變器有功電流指令和I_q*主控逆變器無功電流指令

電壓控制方程為：

其中，K_p為電壓環(huán)比例控制系數(shù)、K_i為電壓環(huán)積分控制系數(shù)、K_rh為電壓環(huán)h次諧波準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)、h為待抑制的諧波次數(shù)，Q_uh為電壓環(huán)h次諧波準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，ω_h為陷波器需要濾除的諧波角頻率，s為拉普拉斯算子。

電壓控制方程中的參數(shù)主要考慮控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動(dòng)穩(wěn)態(tài)性能；在本實(shí)施例中，取K_p＝0.03,K_i＝0.8,準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器主要考慮消除系統(tǒng)中的奇次諧波，取h＝3,5,7,9,11，因而角頻率分別等于

ω_h＝942.5rad/s,1570.8rad/s,2199.1rad/s,2827.4rad/s,3455.8rad/s。

品質(zhì)因數(shù)Q_u主要考慮諧振調(diào)節(jié)器的增益和穩(wěn)定性，在本例中，選取Q_u＝0.7；準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)綜合考慮電壓環(huán)的動(dòng)穩(wěn)態(tài)控制性能和系統(tǒng)穩(wěn)定性，在本例中，選取K_r＝100。

步驟6，根據(jù)步驟5得到的主控逆變器有功電流指令和主控逆變器無功電流指令步驟1中得到的主控逆變器橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq和從控逆變器橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ldi,I_Lqi、步驟2中得到的主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq,分別計(jì)算主控逆變器和從控逆變器i的控制信號(hào)。

1)主控逆變器

根據(jù)步驟2中得到的主控逆變器濾波電容電流的dq分量I_cd,I_cq,，通過電流控制方程得到控制信號(hào)U_d,U_q；

電流控制方程為：

其中，K_pi為電流環(huán)比例控制系數(shù)，K_ii為電流環(huán)積分控制系數(shù)，K_ri電流環(huán)諧振控制器比例系數(shù)，K_f為電壓前饋系數(shù)，Q_i為電流環(huán)準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，s為拉普拉斯算子。

電流控制方程中的參數(shù)主要考慮控制系統(tǒng)的電流環(huán)跟蹤能力、阻尼特性和直流分量抑制能力；在本實(shí)施例中，取K_pi＝0.05,K_ii＝20，準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器主要考慮消除系統(tǒng)中的直流分量，品質(zhì)因數(shù)Q_i主要考慮諧振調(diào)節(jié)器的增益和穩(wěn)定性，在本例中，選取Q_i＝0.7；準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)綜合考慮電流環(huán)的直流分量抑制能力和系統(tǒng)穩(wěn)定性，在本例中，選取K_ri＝50。

2)從控逆變器i

將步驟1得到的主控逆變器的橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ld,I_Lq作為從控逆變器i的靜態(tài)有功和無功電流指令；根據(jù)步驟1中得到的從控逆變器i的并網(wǎng)點(diǎn)角頻率ω_gi經(jīng)過虛擬慣量有功方程得到從控逆變器i的虛擬慣量有功電流指令I(lǐng)_Ld與相加得到從控逆變器i有功電流指令根據(jù)步驟1得到的電網(wǎng)電壓幅值E_i，經(jīng)過虛擬慣量無功方程得到從控逆變器i的虛擬慣量無功電流指令I(lǐng)_Lq與相加得到從控逆變器i無功電流指令根據(jù)和步驟1中的從控逆變器i橋臂側(cè)電感電流的dq分量I_Ldi,I_Lqi，通過電流控制方程得到從控逆變器i的控制信號(hào)U_di,U_qi；

虛擬慣量有功方程為：

虛擬慣量無功方程為:

其中，H_di,H_qi分別為第i臺(tái)從控逆變器虛擬慣量有功、無功時(shí)間常數(shù)，P_N為第i臺(tái)從逆變器的額定功率，ω_N為第i臺(tái)從逆變器額定角頻率，U_N為第i臺(tái)從逆變器額定電壓，τ_di,τ_qi分別為第i臺(tái)從控逆變器虛擬慣量有功、無功濾波時(shí)間常數(shù)，s為拉普拉斯算子。

虛擬慣量有功和無功方程中的參數(shù)主要考慮電網(wǎng)電壓和頻率動(dòng)態(tài)變化時(shí)對(duì)電網(wǎng)的動(dòng)態(tài)支撐能力和系統(tǒng)穩(wěn)定性。一階低通濾波器主要考慮濾除一階微分環(huán)節(jié)帶來的諧波，保持系統(tǒng)穩(wěn)定性，且不影響動(dòng)態(tài)響應(yīng)，一般取τ≤2e^-3s，本例取值τ＝1.5e^-4s；從控逆變器虛擬慣量有功、無功時(shí)間常數(shù)H_di,H_qi考慮一定容量的儲(chǔ)能逆變器提供虛擬慣量時(shí)間長短的能力，在此設(shè)置H_di＝H_qi＝0.5s，額定角頻率ω_N＝314.1593rad/s，額定功率P_N＝100kW，額定相電壓U_N為變壓器一次側(cè)電壓，因而U_N＝270/1.732＝156V。

電流控制方程為：

其中，K_pii為第i臺(tái)從控逆變器電流環(huán)比例控制系數(shù)，K_iii為第i臺(tái)從控逆變器電流環(huán)積分控制系數(shù)，h為待抑制的諧波次數(shù)，K_rhi為第i臺(tái)從控逆變器電流環(huán)h次諧波準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)，Q_ihi為第i臺(tái)從控逆變器電流環(huán)h次諧波準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器品質(zhì)因數(shù)，ω_hi為第i臺(tái)從控逆變器陷波器需要濾除的諧波角頻率，K_fi為第i臺(tái)從控逆變器電壓前饋系數(shù)，s為拉普拉斯算子。

電流控制方程中的參數(shù)主要考慮控制系統(tǒng)的電流環(huán)動(dòng)態(tài)響應(yīng)、阻尼特性、電流穩(wěn)態(tài)誤差和電流諧波抑制能力；在本實(shí)施例中，由于各從控逆變器功率、電壓、電流等級(jí)一致，因此取控制器參數(shù)相同，在此K_pii＝0.05,K_iii＝50，準(zhǔn)諧振調(diào)節(jié)器主要考慮消除系統(tǒng)中的直流分量，品質(zhì)因數(shù)Q_i主要考慮諧振調(diào)節(jié)器的增益和穩(wěn)定性，在本例中，選取Q_ii＝0.7；準(zhǔn)諧振控制器比例系數(shù)綜合考慮電流環(huán)的直流分量抑制能力和系統(tǒng)穩(wěn)定性，在本例中，選取K_rhi＝30。

步驟7，將步驟6中得到的控制信號(hào)U_d,U_q，U_di,U_qi通過單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)反變換得到主控逆變器三相橋臂電壓控制信號(hào)U_a,U_b,U_c和從控逆變器i三相橋臂電壓控制信號(hào)U_ai,U_bi,U_ci，繼而生成開關(guān)管的PWM控制信號(hào)。

顯然，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以對(duì)本發(fā)明的一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的儲(chǔ)能逆變器主從控制方法進(jìn)行各種改動(dòng)和變型而不脫離本發(fā)明的精神和范圍。這樣，倘若對(duì)本發(fā)明的這些修改和變型屬于本發(fā)明權(quán)利要求及其等同技術(shù)的范圍之內(nèi)，則本發(fā)明也意圖包含這些改動(dòng)和變型在內(nèi)。