本發(fā)明屬于有源逆變器
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及一種應(yīng)用于光伏逆變器的漏電流抑制方法，尤其涉及一種級聯(lián)H橋光伏逆變器的改進型POD調(diào)制策略，其適用于光伏發(fā)電并網(wǎng)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
：光伏逆變器(Photovoltaicinverter)是一種由半導(dǎo)體器件組成的電力調(diào)整裝置，主要用于把直流電力轉(zhuǎn)換成交流電力；一般由升壓回路和逆變橋式回路構(gòu)成，升壓回路把太陽電池的直流電壓升壓到逆變器輸出控制所需的直流電壓；逆變橋式回路則把升壓后的直流電壓等價地轉(zhuǎn)換成常用頻率的交流電壓。對于H橋光伏逆變器，其每個模塊的低壓直流側(cè)可由光伏板進行獨立供電，便于實現(xiàn)每個模塊的MPPT控制，因此H橋拓撲特別適用于光伏逆變器。與傳統(tǒng)的逆變器相比，H橋光伏逆變器具備明顯優(yōu)勢，例如開關(guān)頻率低、濾波器體積小、易于模塊化等。H橋光伏逆變器可以通過級聯(lián)模塊達到并網(wǎng)所需電壓，因此該類逆變器不需要變壓器，進一步降低成本，提高功率密度。但是，H橋光伏逆變器缺少變壓器的隔離作用，光伏板和電網(wǎng)之間存在直接電器連接，導(dǎo)致光伏板和大地之間的寄生電容形成回路，產(chǎn)生漏電流。所以嚴重影響系統(tǒng)的效率和可靠性，甚至對人身安全造成威脅；因此，如何抑制光伏逆變器的漏電流就變得極其重要。中國光伏標(biāo)準(zhǔn)GB/T30427-2013中對光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的漏電流有如下規(guī)定：若光伏逆變器的額定輸出小于30kVA，則漏電流的幅值必須低于300mA，否則光伏逆變器應(yīng)在0.3s內(nèi)斷開并輸出故障信號。德國的低壓并網(wǎng)指令VDE0126-1-1對漏電流也有相關(guān)的規(guī)定。目前，傳統(tǒng)的漏電流抑制方法可以總結(jié)為如下三種，分別為：1)采用改進型拓撲，如H5拓撲、H6拓撲和Heric拓撲等；2)采用無源濾波器，如共模電感和EMI濾波器等；3)采用新的調(diào)制策略。在上述三個方面，學(xué)者們均進行了相關(guān)研究，如文獻“High-efficiencysingle-phasetransformerlessPVH6inverterwithhybridmodulationmethod”BaojianJi,JianhuaWang,JianfengZhao,《IEEETransactionsonIndustrialElect-ronics》,2013,60(5),2104–2115(“高效單相非隔離型H6逆變器的混合調(diào)制方法”,《IEEE學(xué)報-工業(yè)電子期刊》，2013年第60卷第5期2104–2115頁)采用級聯(lián)H6拓撲，雖然在一定程度上抑制了漏電流，但與傳統(tǒng)的H4拓撲相比，其調(diào)制策略相對復(fù)雜，擴展性較差，成本隨著級聯(lián)模塊數(shù)量增多而增加。文獻“Analysisandsuppressionofleakagecurrentincascadedmultilevell-inverterbasedPVsystems”Y.ZhouandH.Li,《IEEETransPowerElectro-nics》,2014,29(10),5265–5277(“級聯(lián)多電平光伏逆變器漏電流分析與抑制”,《IEEE學(xué)報-電力電子期刊》，2014年第29卷第10期5265–5277頁)和文獻“EliminatingGroundCurrentinaTransformerlessPhotovoltaicApplication”Freijedo,AlejandroG.Yepes,JanoMalvar,etal.《IEEETransacion-sonEnergyConversion》,2010,25(1),140-147(“消除非隔離型光伏應(yīng)用場合的漏電流”,《IEEE學(xué)報-能量轉(zhuǎn)換期刊》，2010年第25卷第1期140–147頁)提出通過在每個H橋中添加無源濾波器來抑制漏電流的方案，該方案雖然能夠有效地抑制漏電流，但隨著H橋級聯(lián)數(shù)量的增加，逆變器的體積與成本也隨之增加。文獻“ANewModulationTechniquetoEliminateLeakageCurrentinTransformerlessPVInverter”提出注入三次諧波的方法，減小共模電壓的大小，但是，該調(diào)制策略僅適用于單個H橋模塊，對于多個H橋模塊而言，漏電流不僅與本模塊的共模電壓有關(guān)，還與其它模塊的差模電壓有關(guān)，因此該調(diào)制策略若要應(yīng)用于多個H橋模塊，還需要進一步研究。文獻“HybridMulticarrierModulationtoReduceLeakageCurrentinaTransformerlessCascadedMultilevelInverterforPhotovoltaicSystems”RajasekarSelvamuthukumaran,AbhishekGarg,andRajeshGupta.《IEEETransactionsonPowerElectronics》,2015,30(4):1779-1783(“用于非隔離型級聯(lián)多電平逆變器光伏系統(tǒng)的混合多載波調(diào)制策略”，《IEEE學(xué)報-電力電子期刊》，2015年第30卷第4期1779–1783頁)提出一種修正的POD(PhaseOppositeDisposition)調(diào)制策略，采用共模電壓在開關(guān)切換時幅值變化最小的原則來抑制漏電流，但由該調(diào)制策略得到的共模電壓仍然存在高頻分量，因此并未真正有效地抑制級聯(lián)H橋的漏電流。技術(shù)實現(xiàn)要素：為了解決上述的漏電流問題，本發(fā)明將從第三種漏電流抑制方法的角度出發(fā)，提出一種新的改進型POD調(diào)制策略，能使寄生電容電壓之和保持恒定或低頻變量，有效地抑制級聯(lián)H橋的漏電流。本發(fā)明的實施例提供了一種級聯(lián)H橋光伏逆變器的改進型POD調(diào)制策略，其特征在于，所述抑制方法包括：根據(jù)每個H橋模塊左右橋臂的開關(guān)狀態(tài)得到所述兩個H橋模塊包含的16個開關(guān)狀態(tài)；在所述兩個H橋模塊的直流輸入電壓相同時，計算所述16個開關(guān)狀態(tài)中每個開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的所述兩個H橋模塊寄生電容電壓之和；選擇出所述兩個H橋模塊總的寄生電容電壓之和保持不變的所有開關(guān)狀態(tài)，并組成兩種開關(guān)狀態(tài)組合；根據(jù)所述兩種開關(guān)狀態(tài)組合，通過調(diào)制波與載波進行比較，生成PWM驅(qū)動信號，并對所述兩個H橋模塊的開關(guān)管進行控制。在本發(fā)明的一個實施例中，生成PWM驅(qū)動信號時，所述載波采用兩個載波信號tri1、tri2，且當(dāng)時間位于(0,T/2)之間時，tri1>tri2，0.5<tri1<1，0<tri2<0.5；當(dāng)時間位于(T/2,T)之間時，載波tri1和載波tri2均反向，且tri1<tri2，0<tri1<0.5，0.5<tri2<1，調(diào)制波vref的負半周期進行了反向，且調(diào)制度為0.9。在本發(fā)明的一個實施例中，根據(jù)每個H橋模塊左右橋臂的開關(guān)狀態(tài)得到所述兩個H橋模塊包含的16個開關(guān)狀態(tài)，包括：分別用數(shù)字0,1代表每個H橋模塊左右橋臂上的開關(guān)管的關(guān)斷及開通狀態(tài)，則所述兩個H橋模塊的開關(guān)函數(shù)Sa1/Sb1/Sa2/Sb2在不同狀態(tài)組合產(chǎn)生16個開關(guān)狀態(tài)如下：0101,0100,0111,0110,0001,1101,0000,1111,0011,1100,0010,1110,1001,1000,1011,1010；其中，Sa1表示模塊一左橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sb1表示模塊一右橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sa2表示模塊二左橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sb2表示模塊二右橋臂上管的開關(guān)函數(shù)；每個橋臂的上下開關(guān)管互補工作。在本發(fā)明的一個實施例中，若兩個H橋模塊的直流輸入電壓相同且為vpv，則每個H橋輸出-vpv、0、vpv三種電平，兩個H橋模塊共有-2vpv、-vpv、0、vpv、2vpv五種輸出電平；所述16個開關(guān)狀態(tài)最終形成兩個H橋模塊的-2vpv、-vpv、0、vpv、2vpv五種輸出電平。在本發(fā)明的一個實施例中，計算所述16個開關(guān)狀態(tài)中每個開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的所述兩個H橋模塊寄生電容電壓之和，包括：vcpv1=va1n1+vb1n12-va2n2-vb2n22-vg2]]>vcpv2=va1n1-vb1n12+va2n2+vb2n22-vg2]]>其中，vcpv1和vcpv2分別為兩個H橋模塊的寄生電容電壓值，va1n1、vb1n1、va2n2和vb2n2分別為所述兩個H橋模塊四個橋臂輸出端a1、b1、a2和b2對公共點n1和n2的電壓；vg為電網(wǎng)電壓。在本發(fā)明的一個實施例中，組成兩種開關(guān)狀態(tài)組合，包括：選擇出使寄生電容電壓之和為vpv的所有開關(guān)狀態(tài)，并根據(jù)兩個H橋模塊輸出電平切換時，開關(guān)管動作次數(shù)最少的原則組成兩種開關(guān)狀態(tài)組合為：1010-1000-1100-0011-0001-0101與1010-1110-1100-0011-0111-0101。在本發(fā)明的一個實施例中，根據(jù)所述兩種開關(guān)狀態(tài)組合，通過調(diào)制波與載波進行比較，生成PWM驅(qū)動信號,并對所述兩個H橋模塊的開關(guān)管進行控制，包括：第一種所述開關(guān)狀態(tài)組合1010-1000-1100-0011-0001-0101的PWM驅(qū)動信號生成方式包括：當(dāng)調(diào)制波vref位于(0,T/2)半周期區(qū)間時，Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由調(diào)制波與載波tri2比較得到，若vref>tri2，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波與載波tri1比較得到，若vref>tri1，Sa2＝1，否則Sa2＝0；當(dāng)調(diào)制波vref位于(T/2，T)半周期區(qū)間時，則Sa1＝0，Sb2＝1；Sb1由調(diào)制波vref與載波tri1比較得到，若vref<tri1，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波vref與載波tri2比較得到，若vref<tri2，Sa2＝1，否則Sa2＝0；第二種所述開關(guān)狀態(tài)組合1010-1110-1100-0011-0111-0101的PWM驅(qū)動信號生成方式包括：當(dāng)調(diào)制波vref位于(0,T/2)半周期區(qū)間時，Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由調(diào)制波與載波tri1比較得到，若vref>tri1，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波與載波tri2比較得到，若vref>tri2，Sa2＝1，否則Sa2＝0；當(dāng)調(diào)制波vref位于(T/2，T)半周期區(qū)間時，則Sa1＝0，Sb2＝1；Sb1由調(diào)制波vref與載波tri2比較得到，若vref<tri2，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波vref與載波tri1比較得到，若vref<tri1，Sa2＝1，否則Sa2＝0。在本發(fā)明的一個實施例中，所述載波為三角載波，且其相鄰半周期區(qū)間的載波方向相反。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果為：在不添加無源濾波電感以及在不更改現(xiàn)有的拓撲結(jié)構(gòu)的情況下，通過新的改進型POD調(diào)制策略，使寄生電容電壓之和保持恒定或低頻正弦量，顯著地減小了H橋光伏逆變器的漏電流。附圖說明為了清楚說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單的介紹。下面描述中的附圖是本發(fā)明的一些實施例,對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下,還可以根據(jù)這些附圖獲得其它的附圖。圖1為本發(fā)明實施例提供的一種漏電流抑制方法的示意流程圖。圖2為本發(fā)明實施例提供的另一種漏電流抑制方法的示意流程圖。圖3為本發(fā)明實施例提供的兩個模塊級聯(lián)H橋光伏逆變器的原理圖。圖4為本發(fā)明實施例提供的兩個模塊級聯(lián)H橋光伏逆變器等效模型。圖5為本發(fā)明實施例提供的第一種開關(guān)狀態(tài)組合的實現(xiàn)原理圖。圖6為本發(fā)明實施例提供的第二種開關(guān)狀態(tài)組合的實現(xiàn)原理圖。具體實施方式為使本領(lǐng)域技術(shù)人員更好地理解本發(fā)明的技術(shù)方案，下面結(jié)合附圖和具體實施方案對本發(fā)明一種應(yīng)用于級聯(lián)H橋五電平逆變器的漏電流抑制方法作進一步詳細描述。實例僅代表可能的變化。除非明確要求，否則單獨的部件和功能是可選的，并且操作的順序可以變化。一些實施方案的部分和特征可以被包括在或替換其他實施方案的額部分和特征。本發(fā)明的實施方案的范圍包括權(quán)利要求書的整個范圍，以及權(quán)利要求書的所有可獲得的等同物。下面結(jié)合附圖對本發(fā)明做進一步詳細說明。實施例一請參見圖1，圖1是本發(fā)明實施例一提供的一種級聯(lián)H橋光伏逆變器的改進型POD調(diào)制策略，其中，所述抑制方法包括：根據(jù)每個H橋模塊左右橋臂的開關(guān)狀態(tài)得到所述兩個H橋模塊包含的16個開關(guān)狀態(tài)；在所述兩個H橋模塊的直流輸入電壓相同時，計算所述16個開關(guān)狀態(tài)中每個開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的所述兩個H橋模塊寄生電容電壓之和；選擇出所述兩個H橋模塊總的寄生電容電壓之和保持不變的所有開關(guān)狀態(tài)，并組成兩種開關(guān)狀態(tài)組合；根據(jù)所述兩種開關(guān)狀態(tài)組合，通過調(diào)制波與載波進行比較，生成PWM驅(qū)動信號，并對所述兩個H橋模塊的開關(guān)管進行控制。其中，生成PWM驅(qū)動信號時，所述載波采用兩個載波信號tri1、tri2，且當(dāng)時間位于(0,T/2)之間時，tri1>tri2，0.5<tri1<1，0<tri2<0.5；當(dāng)時間位于(T/2,T)之間時，載波tri1和載波tri2均反向，且tri1<tri2，0<tri1<0.5，0.5<tri2<1，調(diào)制波vref的負半周期進行了反向，且調(diào)制度為0.9。根據(jù)每個H橋模塊左右橋臂的開關(guān)狀態(tài)得到所述兩個H橋模塊包含的16個開關(guān)狀態(tài)，包括：分別用數(shù)字0,1代表每個H橋模塊左右橋臂上的開關(guān)管的關(guān)斷及開通狀態(tài)，則所述兩個H橋模塊的開關(guān)函數(shù)Sa1/Sb1/Sa2/Sb2在不同狀態(tài)組合產(chǎn)生16個開關(guān)狀態(tài)如下：0101,0100,0111,0110,0001,1101,0000,1111,0011,1100,0010,1110,1001,1000,1011,1010；其中，Sa1表示模塊一左橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sb1表示模塊一右橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sa2表示模塊二左橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sb2表示模塊二右橋臂上管的開關(guān)函數(shù)；每個橋臂的上下開關(guān)管互補工作。其中，若兩個H橋模塊的直流輸入電壓相同且為vpv，則每個H橋輸出-vpv、0、vpv三種電平，兩個H橋模塊共有-2vpv、-vpv、0、vpv、2vpv五種輸出電平；所述16個開關(guān)狀態(tài)最終形成兩個H橋模塊的-2vpv、-vpv、0、vpv、2vpv五種輸出電平。進一步的，計算所述16個開關(guān)狀態(tài)中每個開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的所述兩個H橋模塊寄生電容電壓之和，包括：vcpv1=va1n1+vb1n12-va2n2-vb2n22-vg2]]>vcpv2=va1n1-vb1n12+va2n2+vb2n22-vg2]]>其中，vcpv1和vcpv2分別為兩個H橋模塊的寄生電容電壓值，va1n1、vb1n1、va2n2和vb2n2分別為所述兩個H橋模塊四個橋臂輸出端a1、b1、a2和b2對公共點n1和n2的電壓；vg為電網(wǎng)電壓。進一步的，選擇出使寄生電容電壓之和為vpv的所有開關(guān)狀態(tài)，并根據(jù)兩個H橋模塊輸出電平切換時，開關(guān)管動作次數(shù)最少的原則組成兩種開關(guān)狀態(tài)組合為：1010-1000-1100-0011-0001-0101與1010-1110-1100-0011-0111-0101。根據(jù)所述兩種開關(guān)狀態(tài)組合，通過調(diào)制波與載波進行比較，生成PWM驅(qū)動信號,并對所述兩個H橋模塊的開關(guān)管進行控制，包括：第一種所述開關(guān)狀態(tài)組合1010-1000-1100-0011-0001-0101的PWM驅(qū)動信號生成方式包括：當(dāng)調(diào)制波vref位于(0,T/2)半周期區(qū)間時，Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由調(diào)制波與載波tri2比較得到，若vref>tri2，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波與載波tri1比較得到，若vref>tri1，Sa2＝1，否則Sa2＝0；當(dāng)調(diào)制波vref位于(T/2，T)半周期區(qū)間時，則Sa1＝0，Sb2＝1；Sb1由調(diào)制波vref與載波tri1比較得到，若vref<tri1，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波vref與載波tri2比較得到，若vref<tri2，Sa2＝1，否則Sa2＝0；第二種所述開關(guān)狀態(tài)組合1010-1110-1100-0011-0111-0101的PWM驅(qū)動信號生成方式包括：當(dāng)調(diào)制波vref位于(0,T/2)半周期區(qū)間時，Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由調(diào)制波與載波tri1比較得到，若vref>tri1，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波與載波tri2比較得到，若vref>tri2，Sa2＝1，否則Sa2＝0；當(dāng)調(diào)制波vref位于(T/2，T)半周期區(qū)間時，則Sa1＝0，Sb2＝1；Sb1由調(diào)制波vref與載波tri2比較得到，若vref<tri2，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波vref與載波tri1比較得到，若vref<tri1，Sa2＝1，否則Sa2＝0。其中，所述載波為三角載波，且其相鄰半周期區(qū)間的載波方向相反。本實施例，通過新的改進型POD調(diào)制策略，保證寄生電容電壓之和恒定或低頻變量，有效地抑制了級聯(lián)H橋的漏電流，解決了現(xiàn)有技術(shù)中級聯(lián)H橋光伏并網(wǎng)逆變器不能有效抑制漏電流的問題，達到了更好地抑制級聯(lián)H橋光伏并網(wǎng)逆變器漏電流的效果。實施例二請參見圖2，圖2是本發(fā)明實施例二提供的一種級聯(lián)H橋光伏逆變器的改進型POD調(diào)制策略，其中，所述抑制方法包括：步驟a，設(shè)兩個H橋模塊的直流輸入電壓相等，且為vpv，列寫出兩個模塊包含的所有16個開關(guān)狀態(tài)；步驟b，計算所述16個開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的每個模塊的寄生電容電壓及總的寄生電容電壓之和；選擇出所述寄生電容電壓之和為vpv的所有開關(guān)狀態(tài)；步驟c，根據(jù)兩個H橋模塊輸出電平切換時，開關(guān)管動作次數(shù)最少的原則組成兩種開關(guān)狀態(tài)組合；步驟d，根據(jù)所述兩種開關(guān)狀態(tài)組合，通過調(diào)制波與載波進行比較，生成PWM驅(qū)動信號，并對所述兩個H橋模塊的開關(guān)管進行控制，從而實現(xiàn)漏電流的抑制。圖3為本發(fā)明實施例提供的兩個模塊級聯(lián)H橋光伏逆變器的原理圖。圖中，Cpv1和Cpv2為光伏陣列與大地之間的寄生電容，vpv1和vpv2為兩個模塊的直流輸入電壓，Cin1和Cin2為直流側(cè)輸入電容，L1和L2為電網(wǎng)側(cè)濾波電感，R1和R2為電網(wǎng)側(cè)濾波電感的寄生電阻，vg為電網(wǎng)電壓。設(shè)兩個H橋模塊的直流輸入電壓相等，且為vpv，列寫出兩個模塊包含的所有16個開關(guān)狀態(tài)(Sa1/Sb1/Sa2/Sb2)，并計算每個開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的每個模塊的寄生電容電壓及總的寄生電容電壓之和。其中，Sa1表示模塊1左橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sb1表示模塊1右橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sa2表示模塊2左橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，Sb2表示模塊2右橋臂上管的開關(guān)函數(shù)。另外，每個開關(guān)函數(shù)可以取0或1,1代表開關(guān)管導(dǎo)通，0代表開關(guān)管關(guān)斷，每個橋臂的上下開關(guān)管互補工作。圖4為兩個模塊的級聯(lián)H橋光伏逆變器等效模型。其中，va1n1、vb1n1、va2n2和vb2n2分別為各橋臂輸出端a1、b1、a2和b2對公共點n1和n2的電壓。以電網(wǎng)電流的正半周期為例，假設(shè)網(wǎng)側(cè)濾波電感L1＝L2，由于漏電流很小，故L1和L2上產(chǎn)生的電壓近似相等且為vL，同時，網(wǎng)側(cè)濾波電感寄生電阻的電壓均為vR；根據(jù)圖4，由基爾霍夫定律可得式：-va1n1+vL+vR+vg+vcpv1=0-vb2n2-vL-vR+vcpv2=0-vb1n1+va2n2-vcpv2+vcpv1=0]]>由以上三式可得：vcpv1=va1n1+vb1n12-va2n2-vb2n22-vg2]]>vcpv2=va1n1-vb1n12+va2n2+vb2n22-vg2]]>由于電網(wǎng)電壓vg主要為工頻分量，對寄生電容上的漏電流影響很小，此后的分析均不再考慮，故寄生電容Cpv1和Cpv2的電壓vcpv1和vcpv2可表達為：v′cpv1=va1n1+vb1n12-va2n2-vb2n22]]>v′cpv2=va1n1-vb1n12+va2n2+vb2n22]]>表1為兩個H橋模塊的開關(guān)狀態(tài)與寄生電容電壓，其中vab為總的輸出電壓，vcpv1為H橋模塊1的寄生電容電壓，vcpv2為H橋模塊2的寄生電容電壓，vcpv1+vcpv2為兩個H橋模塊的寄生電容電壓之和?？梢钥闯?，兩個H橋模塊的有五個電平輸出，分別為：2vpv、vpv、0、-vpv和-2vpv。不同的開關(guān)函數(shù)Sa1/Sb1/Sa2/Sb2控制開關(guān)管時，使兩個H橋模塊的寄生電容電壓之和v’cpv1+v’cpv2在0～2vpv之間發(fā)生高頻變化，從而產(chǎn)生漏電流。表1兩個H橋模塊的開關(guān)狀態(tài)與寄生電容電壓根據(jù)表1計算出的結(jié)果，選擇出使寄生電容電壓之和為vpv的所有開關(guān)狀態(tài)，并根據(jù)兩個H橋模塊輸出電平切換時，開關(guān)管動作次數(shù)最少的原則組成如下兩種開關(guān)狀態(tài)組合，分別為：1010-1000-1100-0011-0001-0101與1010-1110-1100-0011-0111-0101。根據(jù)所選擇的兩種開關(guān)狀態(tài)組合，生成PWM驅(qū)動信號對開關(guān)管進行控制，其實現(xiàn)方式為調(diào)制波與兩個載波進行比較得到PWM信號。其中，兩個載波信號為tri1、tri2，且當(dāng)時間位于(0，T/2)之間時，tri1>tri2，0.5<tri1<1，0<tri2<0.5；當(dāng)時間位于(T/2，T)之間時，載波tri1和載波tri2均反向，且tri1<tri2，0<tri1<0.5，0.5<tri2<1，調(diào)制波vref的負半周期進行了反向，與正半周期波形一致，為饅頭狀，且調(diào)制度為0.9。如圖5所示實現(xiàn)實施例的第一種開關(guān)狀態(tài)組合，具體的比較方式如下：(1)當(dāng)調(diào)制波vref位于(0,T/2)半周期區(qū)間時，Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由調(diào)制波與載波tri2比較得到，若vref>tri2，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波與載波tri1比較得到，若vref>tri1，Sa2＝1，否則Sa2＝0；(2)當(dāng)調(diào)制波vref位于(T/2，T)半周期區(qū)間時，則Sa1＝0，Sb2＝1；Sb1由調(diào)制波vref與載波tri1比較得到，若vref<tri1，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波vref與載波tri2比較得到，若vref<tri2，Sa2＝1，否則Sa2＝0；如圖6所示實現(xiàn)實施例的第二種開關(guān)狀態(tài)組合，具體的比較方式如下：(1)當(dāng)調(diào)制波vref位于(0,T/2)半周期區(qū)間時，Sa1＝1，Sb2＝0；Sb1由調(diào)制波與載波tri1比較得到，若vref>tri1，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波與載波tri2比較得到，若vref>tri2，Sa2＝1，否則Sa2＝0；(2)當(dāng)調(diào)制波vref位于(T/2，T)半周期區(qū)間時，則Sa1＝0，Sb2＝1；Sb1由調(diào)制波vref與載波tri2比較得到，若vref<tri2，Sb1＝0，否則Sb1＝1；Sa2由調(diào)制波vref與載波tri1比較得到，若vref<tri1，Sa2＝1，否則Sa2＝0；采用該方法通過新的改進型POD調(diào)制策略，保證寄生電容電壓之和恒定或低頻變量，有效地抑制了級聯(lián)H橋的漏電流。以上內(nèi)容是結(jié)合具體的優(yōu)選實施方式對本發(fā)明所作的進一步詳細說明，不能認定本發(fā)明的具體實施只局限于這些說明。對于本發(fā)明所屬
技術(shù)領(lǐng)域：
的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干簡單推演或替換，都應(yīng)當(dāng)視為屬于本發(fā)明的保護范圍。當(dāng)前第1頁1 2 3