適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)apf虛擬阻尼方法
【專(zhuān)利摘要】適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，涉及一種并聯(lián)APF虛擬阻尼方法。為了解決并聯(lián)APF的LCL輸出濾波器加裝阻尼電阻增加損耗而不加裝又容易引起諧振的問(wèn)題。本發(fā)明基于APF采用定時(shí)比較這種直接電流控制策略，從虛擬阻尼控制角度分析，引入新的指令電流分量，相當(dāng)于在LCL輸出濾波器中的電容支路并聯(lián)接入一個(gè)僅針對(duì)電容電壓諧波分量的阻值可調(diào)的虛擬電阻，取代真實(shí)的電阻，解決了加裝阻尼電阻增加損耗的問(wèn)題，同時(shí)增加的虛擬阻尼又能抑制諧振，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。它適用于在并聯(lián)APF中。
【專(zhuān)利說(shuō)明】適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種并聯(lián)APF虛擬阻尼方法。

【背景技術(shù)】
[0002] 通常，并聯(lián)APF (有源電力濾波器，Active power filter)中LCL濾波器設(shè)計(jì)方法 是基于無(wú)源阻尼技術(shù)的，而APF在實(shí)際應(yīng)用中濾波支路串聯(lián)電阻發(fā)熱嚴(yán)重，降低了系統(tǒng)的 效率。因此采用虛擬電阻技術(shù)全部或部分代替無(wú)源電阻的功能是一種不錯(cuò)的選擇。
[0003] -般情況下，受APF的補(bǔ)償目標(biāo)及控制方法決定，APF的變換器連同近逆變器電抗 被等效為一個(gè)受控電流源，它通常采用基于數(shù)字控制器的定時(shí)比較控制策略。當(dāng)LCL濾波 器處于無(wú)阻尼狀態(tài)時(shí)，系統(tǒng)存在諧振點(diǎn)，對(duì)穩(wěn)定性存在嚴(yán)重的影響。為避免系統(tǒng)發(fā)生諧振， 可以采用回避的策略，即令A(yù)PF避開(kāi)對(duì)諧振頻率附近諧波分量的補(bǔ)償，但APF的輸出帶寬范 圍較大，尤其是當(dāng)主要次諧波（如5次、7次、11次、13次）發(fā)生諧振時(shí)，此種處理方式必然 會(huì)導(dǎo)致APF的補(bǔ)償精度大幅下降，嚴(yán)重影響系統(tǒng)的性能。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明的目的是為了解決并聯(lián)APF的LCL輸出濾波器加裝阻尼電阻增加損耗而不 加裝又容易引起諧振的問(wèn)題，本發(fā)明提供一種適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻 尼方法。
[0005] 本發(fā)明的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，
[0006] 三相LCL輸出濾波器作為APF的輸出濾波器，它包括以下步驟：
[0007] 步驟一：將APF輸出端公共點(diǎn)A、B、C三相電壓ea、eb、e。經(jīng)過(guò)鎖相環(huán)PLL進(jìn)行鎖 相，獲得A相電壓基波相位ω t，從而獲得與三相交流電網(wǎng)電壓的A相電壓同相位的單位正 弦信號(hào)sin ω t和單位余弦信號(hào)cos ω t ;
[0008] 步驟二：將APF的三相LCL輸出濾波器中的A相電容電壓uga、B相電容電壓u gb和 C相電容電壓ug。經(jīng)三相變兩相得到α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga 和 ug0 ;
[0009] 步驟三：將步驟一獲得的A相電壓基波相位ω t作為角速度矢量，對(duì)α β坐標(biāo)系 下三相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga和ug0進(jìn)行同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，獲得三相LCL輸出 濾波器中的電容電壓的d軸分量u gd和q軸分量ugq ;
[0010] 步驟四：將步驟三獲得的三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸分量ugd和q軸 分量IV經(jīng)過(guò)低通濾波器LPF進(jìn)行濾波，分別獲得三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸 基波分量^^和q軸基波分量;
[0011] 步驟五：將步驟四獲得的三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸基波分量和 q軸基波分量?分別與步驟一中獲得的單位正弦信號(hào)sin ω t和單位余弦信號(hào)cos ω t進(jìn) 行疊加，并經(jīng)三相變兩相得到α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容基波電壓5和 usfi ;
[0012] 步驟六：將步驟五獲得的電容基波電壓^和^經(jīng)兩相變?nèi)嗟淖儞Q后，獲得三 相LCL輸出濾波器中的A相電容基波電壓tt ga、B相電容基波電壓?和C相電容基波電壓
[0013] 步驟七：將步驟二獲得的A相電容電壓uga、B相電容電壓ugb和C相電容電壓u g。 分別與步驟六獲得的A相電容基波電壓、B相電容基波電壓和C相電容基波電壓 進(jìn)行相減，獲得三相LCL輸出濾波器中的A相電容諧波電壓?ζ、B相電容諧波電壓?和C 相電容諧波電壓;
[0014] 步驟八：將步驟七獲得的Α相電容諧波電壓€、Β相電容諧波電壓^和C相電容 諧波電壓分別乘以虛擬阻尼控制系數(shù)K，獲得A相虛擬阻尼參考電流&、B相虛擬阻尼 參考電流4和C相虛擬阻尼參考電流C ;
[0015] 步驟九：將步驟八獲得A相虛擬阻尼參考電流4、B相虛擬阻尼參考電流4和C相 虛擬阻尼參考電流4分別與負(fù)載電流檢測(cè)出的A相諧波電流、B相諧波電流和C相諧波電 流相疊加作為APF的A相補(bǔ)償參考電流、B相補(bǔ)償參考電流和C相補(bǔ)償參考電流。
[0016] 本發(fā)明的有益效果在于，本發(fā)明基于APF采用定時(shí)比較這種直接電流控制策略， 從虛擬阻尼控制角度分析，引入新的指令電流分量，相當(dāng)于在LCL輸出濾波器中的電容支 路并聯(lián)接入一個(gè)僅針對(duì)電容電壓諧波分量的阻值可調(diào)的虛擬電阻，取代真實(shí)的電阻，解決 了加裝阻尼電阻增加損耗的問(wèn)題，同時(shí)增加的虛擬阻尼又能抑制諧振，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。阻 尼電阻的引入不僅降低了開(kāi)關(guān)紋波的衰減率，而且其本身發(fā)熱嚴(yán)重，大大降低了系統(tǒng)的效 率，同時(shí)增加的風(fēng)機(jī)等散熱設(shè)備更提高了系統(tǒng)的復(fù)雜度和成本。本發(fā)明的方法，兼顧無(wú)源阻 尼技術(shù)優(yōu)點(diǎn)，克服其缺點(diǎn)，降低了設(shè)備的成本，提高了系統(tǒng)的效率。

【專(zhuān)利附圖】

【附圖說(shuō)明】
[0017] 圖1為【具體實(shí)施方式】一所述的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法 的原理不意圖；
[0018] 圖2為APF的LCL輸出濾波器拓?fù)鋱D；
[0019] 圖3為無(wú)虛擬阻尼時(shí)電流波形圖；
[0020] 圖4為有虛擬阻尼時(shí)電流波形圖。

【具體實(shí)施方式】
[0021]

【具體實(shí)施方式】一：結(jié)合圖1說(shuō)明本實(shí)施方式，本實(shí)施方式所述的適用于電流定時(shí) 比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，三相LCL輸出濾波器作為APF的輸出濾波器，其特征在 于，它包括以下步驟：
[0022] 步驟一：將APF輸出端公共點(diǎn)A、B、C三相電壓ea、eb、e。經(jīng)過(guò)鎖相環(huán)PLL進(jìn)行鎖相， 獲得A相電壓u a的基波相位ω t，從而獲得與三相交流電網(wǎng)電壓的A相電壓同相位的單位 正弦信號(hào)sin ω t和單位余弦信號(hào)cos ω t ;
[0023] 步驟二：將APF的三相LCL輸出濾波器中的A相電容電壓uga、B相電容電壓u gb和 C相電容電壓ug。經(jīng)三相變兩相得到α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga 和 ug0 ;
[0024] 步驟三：將步驟一獲得的A相電壓ua的基波相位ω t作為角速度矢量，對(duì)α β坐 標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga和ug0進(jìn)行同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，獲得三相LCL 輸出濾波器中的電容電壓的d軸分量ugd和q軸分量ugq ;
[0025] 步驟四：將步驟三獲得的三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸分量ugd和q軸 分量IV經(jīng)過(guò)低通濾波器LPF進(jìn)行濾波，分別獲得三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸 基波分量和q軸基波分量;
[0026] 步驟五：將步驟四獲得的三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸基波分量和 q軸基波分量&分別與步驟一中獲得的單位正弦信號(hào)sin ω t和單位余弦信號(hào)cos ω t進(jìn) 行疊加，并經(jīng)三相變兩相得到α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容基波電壓&和 118β ;
[0027] 步驟六：將步驟五獲得的電容基波電壓^和&經(jīng)兩相變?nèi)嗟淖儞Q后，獲得三 相LCL輸出濾波器中的Α相電容基波電壓\ 3、Β相電容基波電壓％和C相電容基波電壓 心；
[0028] 步驟七：將步驟二獲得的A相電容電壓uga、B相電容電壓ugb和C相電容電壓u g。 分別與步驟六獲得的A相電容基波電壓、B相電容基波電壓和C相電容基波電壓 進(jìn)行相減，獲得三相LCL輸出濾波器中的Α相電容諧波電壓ζ、Β相電容諧波電壓?ζ；和C 相電容諧波電壓〃a.;
[0029] 步驟八：將步驟七獲得的Α相電容諧波電壓ξ；、Β相電容諧波電壓和C相電容 諧波電壓?ζ分別乘以虛擬阻尼控制系數(shù)K，獲得A相虛擬阻尼參考電流&、B相虛擬阻尼參 考電流4和C相虛擬阻尼參考電流;
[0030] 步驟九：將步驟八獲得A相虛擬阻尼參考電流C、B相虛擬阻尼參考電流4和C 相虛擬阻尼參考電流4分別與負(fù)載電流檢測(cè)出的A相諧波電流、B相諧波電流和C相諧波 電流相疊加作為APF的A相補(bǔ)償參考電流、B相補(bǔ)償參考電流和C相補(bǔ)償參考電流。

【具體實(shí)施方式】 [0031] 二：本實(shí)施方式是對(duì)一所述的適用于電流定時(shí)比較控 制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法的進(jìn)一步限定，步驟二中，將APF的三相LCL輸出濾波器中的A 相電容電壓uga、B相電容電壓ugb和C相電容電壓ug。經(jīng)三相變兩相得到α β坐標(biāo)系下三 相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga和ug0的方法為：
[0032] A相電容電壓uga、B相電容電壓ugb和C相電容電壓u g。的表達(dá)式分別為：
[0033]

【權(quán)利要求】
1. 適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，三相LCL輸出濾波器作為APF 的輸出濾波器，其特征在于，它包括以下步驟： 步驟一：將APF輸出端公共點(diǎn)A、B、C三相電壓ea、eb、e。經(jīng)過(guò)鎖相環(huán)PLL進(jìn)行鎖相，獲 得A相電壓基波相位〇η，從而獲得與三相交流電網(wǎng)電壓的A相電壓同相位的單位正弦信號(hào) sin ω t和單位余弦信號(hào)cos ω t ; 步驟二：將APF的三相LCL輸出濾波器中的A相電容電壓uga、B相電容電壓ugb和C相 電容電壓\。經(jīng)三相變兩相得到α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga和 步驟三：將步驟一獲得的A相電壓基波相位cot作為角速度矢量，對(duì)α β坐標(biāo)系下三 相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga和ug0進(jìn)行同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，獲得三相LCL輸出濾波 器中的電容電壓的d軸分量u gd和q軸分量ugq ; 步驟四：將步驟三獲得的三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸分量ugd和q軸分量 ugq經(jīng)過(guò)低通濾波器LPF進(jìn)行濾波，分別獲得三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸基波 分量*V和q軸基波分量〃w ; 步驟五：將步驟四獲得的三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸基波分量和q軸 基波分量^分別與步驟一中獲得的單位正弦信號(hào)sin ω t和單位余弦信號(hào)cos ω t進(jìn)行疊 力口，并經(jīng)三相變兩相得到α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容基波電壓f和 步驟六：將步驟五獲得的電容基波電壓&和6經(jīng)兩相變?nèi)嗟淖儞Q后，獲得三相 LCL輸出濾波器中的A相電容基波電壓〃#、B相電容基波電壓和C相電容基波電壓\ ; 步驟七：將步驟二獲得的A相電容電壓uga、B相電容電壓ugb和C相電容電壓ug。分別 與步驟六獲得的A相電容基波電壓、B相電容基波電壓和C相電容基波電壓％,進(jìn)行 相減，獲得三相LCL輸出濾波器中的A相電容諧波電壓、B相電容諧波電壓》^和C相電 容諧波電壓? ; 步驟八：將步驟七獲得的Α相電容諧波電壓〃w、Β相電容諧波電壓?ζ和C相電容諧波 電壓?分別乘以虛擬阻尼控制系數(shù)Κ，獲得Α相虛擬阻尼參考電流匕、:Β相虛擬阻尼參考電 流4和C相虛擬阻尼參考電流4 ; 步驟九：將步驟八獲得Α相虛擬阻尼參考電流4、Β相虛擬阻尼參考電流7_;和C相虛 擬阻尼參考電流4分別與負(fù)載電流檢測(cè)出的A相諧波電流、B相諧波電流和C相諧波電流 相疊加作為APF的A相補(bǔ)償參考電流、B相補(bǔ)償參考電流和C相補(bǔ)償參考電流。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，其特征 在于，步驟二中，將APF的三相LCL輸出濾波器中的A相電容電壓u ga、B相電容電壓ugb和C 相電容電壓ug。經(jīng)三相變兩相得到α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga和 ug0的方法為： A相電容電壓uga、B相電容電壓ugb和C相電容電壓ug。的表達(dá)式分別為：
其中，％為η次諧波的初始相位，Un為η次諧波的幅值； 獲得電容電壓uga和uge的方法為：
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，其特征 在于，步驟三中，對(duì)α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容電壓uga和ug0進(jìn)行同步旋 轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，獲得三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸分量u gd和q軸分量ugq的方法 為：
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，其特征 在于，步驟四中，獲得三相LCL輸出濾波器中的電容電壓的d軸基波分量^和q軸基波分 量&的方法為：
其中，A為第1次諧波的幅值，爐1為第1次諧波的初始相位。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，其特征 在于，步驟五中，得到α β坐標(biāo)系下三相LCL輸出濾波器中的電容基波電壓$和&方法 為：
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，其特征 在于，步驟六中，獲得三相LCL輸出濾波器中的A相電容基波電壓、8相電容基波電壓 ?和C相電容基波電壓&的方法為：
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，其特征 在于，步驟七中，獲得三相LCL輸出濾波器中的A相電容諧波電壓?ζ、B相電容諧波電壓 G和C相電容諧波電壓/ζ的方法為：
8. 據(jù)權(quán)利要求7所述的適用于電流定時(shí)比較控制的并聯(lián)APF虛擬阻尼方法，其特征在 于，步驟八中，獲得Α相虛擬阻尼參考電流C、Β相虛擬阻尼參考電流4和C相虛擬阻尼參 考電流C的方法為：
k為虛擬阻尼控制系數(shù)。
【文檔編號(hào)】H02J3/01GK104113066SQ201410390719
【公開(kāi)日】2014年10月22日 申請(qǐng)日期:2014年8月8日 優(yōu)先權(quán)日:2014年8月8日
【發(fā)明者】武健, 王北南, 孔繁宇, 劉金生, 賈遠(yuǎn)偉, 徐殿國(guó), 何崇飛 申請(qǐng)人:哈爾濱同為電氣股份有限公司