輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明提供一種輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。該輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路包括負載和輸出保護電路，負載的輸入端依次通過儲能濾波電路、反向隔離電路、VMOS控制電路、續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接；其中續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻R1，R5組成的輸入采樣電路；所加的輸出保護電路能夠保證BOOST輸出在負載短路時自動調(diào)整，限流輸出，同時仍保證低功耗。
【專利說明】輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001 ] 本發(fā)明涉及一種電源轉(zhuǎn)換電路。
【背景技術(shù)】
[0002]近年來，光伏發(fā)電、風力發(fā)電、蓄電池供電等交流低壓、直流低壓供電的可再生新能源系統(tǒng)被廣泛使用，提高低壓新能源供電系統(tǒng)的供電效率、供電質(zhì)量、供電可靠性勢在必行。
[0003]目前本領(lǐng)域公知電源轉(zhuǎn)換基本采用:
[0004]1、交流(AC)輸入，采用全波整流器把輸入交流(AC)電源整流為直流(DC)電源，再進行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了較高輸入電壓交流電源和小功率電源的轉(zhuǎn)換問題。但在低電壓交流電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時，因為AC/DC整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。
[0005]2、直流(DC)輸入，直接進行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了固定設(shè)備供電問題。但使用可靠性較低，尤其是在移動性設(shè)備，經(jīng)常需要重新連接輸入電源的設(shè)備，一旦出現(xiàn)電源極性接反的情況，就會產(chǎn)生輸入短路事故。因此一些要求可靠性較高的設(shè)備，在轉(zhuǎn)換器輸入端加入直流定向整流電路。在低電壓直電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時，因為直流識別定向整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。
[0006]3、為了提高低壓供電效率、降低線路電流一般采用升壓式(BOOST)直流(DC)供電方式。升壓式(BOOST)直流(DC)供電當輸出產(chǎn)生短路故障，輸出電壓低于輸入電壓時BOOST電路功能失效，輸入電源直接對負載短路，大電流(大功率)系統(tǒng)短路保護控制難度很大。
[0007]以常規(guī)整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源為例進行說明，輸入電壓Ui = 10V(AC、DC)，輸入電流Ii = 20A，輸入功率Pi = 10X20 = 200W，整流(識別定向)電路壓降Ud = 2V，整流(識別定向)電路耗為:Pd = 2X20 = 40W，輸出功率Po = 200-40=160W，其整流(識別定向)效率為:E = 160/200 = 0.8，由此可見常規(guī)整流(識別定向)電路在輸入為低壓新能源電源時，功耗很大，效率很低。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008]本發(fā)明提供一種輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。
[0009]本發(fā)明的具體技術(shù)解決方案如下:
[0010]該輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路，包括輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流米樣電路的輸入端與和輸出保護電路的輸入端連接，輸入電流米樣電路和輸出電流米樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，所述VMOS開關(guān)電路的輸入端還通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸出端依次通過反向隔離電路、儲能濾波電路、輸出保護電路與負載連接；VMOS開關(guān)電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；
[0011]所述VMOS開關(guān)電路包括兩個串聯(lián)的VMOS管組，第一 VMOS管組是并聯(lián)交替工作的VMOS管M1、M2，第二 VMOS管組是并聯(lián)交替工作的VMOS管M3、M4，輸入電源通過續(xù)流電感依次與兩個VMOS管組在反向隔離電路輸入端之前串聯(lián)；
[0012]所述VMOS開關(guān)驅(qū)動電路包括兩個并聯(lián)的驅(qū)動器，第一驅(qū)動器的輸入端A1、Bi與驅(qū)動信號合成電路輸出端的兩個輸出接口連接，第一驅(qū)動器的輸出端Ao、Bo與VMOS管的VMOS開關(guān)電路輸入端的一組接口連接；第二驅(qū)動器的輸入端A1、Bi與驅(qū)動信號合成電路輸出端的另外兩個輸出接口連接，第二驅(qū)動器的輸出端Ao、Bo與開關(guān)電路輸入端的另一組接口連接；
[0013]所述續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容Cl I，分壓電阻R3，R4組成的輸出米樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4,濾波電容C12,分壓電阻Rl, R5組成的輸入米樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的另一個接口連接；
[0014]所述輸出保護電路包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ；該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；
[0015]比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端；
[0016]比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
[0017]本發(fā)明的優(yōu)點在于:
[0018]本發(fā)明提供的輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路有XC/DC擴展(XC)形、無極性、多波形、寬頻率電源輸入，DC(直流)輸出，自動極性識別定向、高轉(zhuǎn)換效率、高功率因數(shù)、高可靠性、高功率密度、低成本等優(yōu)勢。
[0019]所加的輸出保護電路能夠保證BOOST輸出在負載短路時自動調(diào)整，限流輸出，同時仍保證低功耗。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0020]圖1為本發(fā)明電路原理框圖；
[0021]圖2為本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)示意圖；
[0022]圖3為輸入電源為Ac正弦波時的單周期波形圖。
[0023]圖4為本發(fā)明的輸出保護電路的結(jié)構(gòu)示意圖?！揪唧w實施方式】
[0024]該輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路包括負載，所述負載的輸入端依次通過儲能濾波電路、反向隔離電路、VMOS控制電路、續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接；所述儲能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路和調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，所述輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路和調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接,調(diào)寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅(qū)動信號合成電路和VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，驅(qū)動信號合成電路的輸入端通過續(xù)流電壓采樣電路與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；
[0025]VMOS開關(guān)電路包括兩個串聯(lián)的VMOS管組，第一 VMOS管組是并聯(lián)交替工作的VMOS管Ml、M2，第二 VMOS管組是并聯(lián)交替工作的VMOS管M3、M4，輸入電源通過續(xù)流電感依次與兩個VMOS管組在反向隔離電路輸入端之前串聯(lián)；
[0026]VMOS開關(guān)驅(qū)動電路包括兩個并聯(lián)的驅(qū)動器，第一驅(qū)動器的輸入端A1、Bi與驅(qū)動信號合成電路輸出端的兩個輸出接口連接，第一驅(qū)動器的輸出端Ao、Bo與VMOS管的VMOS開關(guān)電路輸入端的一組接口連接；第二驅(qū)動器的輸入端A1、Bi與驅(qū)動信號合成電路輸出端的另外兩個輸出接口連接，第二驅(qū)動器的輸出端Ao、Bo與開關(guān)電路輸入端的另一組接口連接；
[0027]續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻Rl，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的另一個接口連接。
[0028]以下對各重要電路的功能進行說明:
[0029]續(xù)流電感:利用電感特性對輸入電源進行升壓；
[0030]VMOS開關(guān)電路:VM0S開關(guān)電路導(dǎo)通期間，續(xù)流電感中有電流通過；VM0S開關(guān)電路關(guān)斷期間，續(xù)流電路導(dǎo)通，使續(xù)流電感中電流繼續(xù)導(dǎo)通，產(chǎn)生高壓，對儲能濾波電路進行充電，充電后由儲能濾波電路對負載進行供電；
[0031]儲能濾波電路:VM0S開關(guān)電路關(guān)斷期間充電并對負載供電；
[0032]VMOS開關(guān)驅(qū)動電路:對驅(qū)動信號合成電路生成的VMOS開關(guān)信號和VMOS續(xù)流信號進行放大處理；
[0033]驅(qū)動信號合成電路:對調(diào)寬式脈沖控制電路生成的PWM調(diào)寬式脈沖信號、電壓采樣電路輸入的交直流信號、正負極信號或續(xù)流信號以及電源信號進行合成，生成合成信號(包括極性、交流、直流、調(diào)寬信號)；然后根據(jù)合成信號進行自動分配，區(qū)分為VMOS開關(guān)信號和VMOS續(xù)流信號；
[0034]調(diào)寬式脈沖控制電路:根據(jù)輸入采樣電路和/或輸出采樣電路輸入的電流采樣信號生成PWM調(diào)寬式脈沖信號；
[0035]續(xù)流電壓采樣電路:對VMOS開關(guān)電路和續(xù)流電路的電流信號進行采樣，產(chǎn)生交直流信號、正負極信號或續(xù)流信號，并將上述信號輸入至驅(qū)動信號合成電路；[0036]輸入電流采樣電路:對輸入電源輸入經(jīng)過續(xù)流電感的電流進行采樣，生成采樣信號并將采樣信號提供給調(diào)寬式脈沖控制電路進行處理；
[0037]以下結(jié)合附圖對本發(fā)明進行詳述:
[0038]ICl (UCC28084或其它同類器件)，為標準雙端交替輸出PWM控制器，通過器件I端(OC)控制PWM調(diào)寬輸出，輸出交替PWM波形P1、P2。
[0039]町、!?5、(:12、24對續(xù)流波形？4進行檢測整形，形成波形？3。其中，穩(wěn)壓管Z4保持P3的電壓穩(wěn)定，電容C12用以濾波，使得在PA出現(xiàn)高電平時能夠使P3持續(xù)高電平。
[0040]1?4、1?3、(:11、23對續(xù)流波形？8進行檢測整形，形成波形？4。其中，穩(wěn)壓管Z3保持P4的電壓穩(wěn)定，電容Cll用以濾波，使得在PB出現(xiàn)高電平時能夠使P4持續(xù)高電平。
[0041]IC2(CD4071或其它同類器件)，為標準2輸入或門，其中:Ao = Al+A2、Bo = B1+B2、Co = Cl+C2、Do = D1+D2，對P1、P2、P3、P4進行邏輯合成后形成交錯輸出PWM控制波形。
[0042]IC3、IC4(IR442或其它同類器件)，為標準驅(qū)動器，其中:Ao = A1、Bo = Bi，對VMOS進行高速大電流驅(qū)動，以降低VMOS開關(guān)功耗提高轉(zhuǎn)換效率。 [0043]CS1、CS2、D4、D5、R21、C13組成電流傳感、鑒別、檢測電路，自動檢測出PWM開通時電源高端VMOS通過的電流波形。同時超其電路具有很低的功耗，采用電流傳感系數(shù)< 100、采樣控制電壓< 0.5V，控制功耗Pe < 0.5X10X0.01 = 0.005X IO(10為導(dǎo)通電流)，當IO為 20A 時:Pe < 0.05X20 = 0.1W。
[0044]C7、C8、C9主要用于進一步消除噪聲(窄脈沖)。
[0045]L1、D3、C14組成BOOST升壓電路的LDC，為了適應(yīng)輸入電源的不對稱性，例如單極性直流、單極性方波、單極性三角波等，LI采用差模對稱式，也可僅在輸入回路的正端或負端設(shè)置電感作為LI。
[0046]PWM控制電路(ICl)的Ao端口和Bo端口交替輸出控制信號P1、P2，且P1、P2之間總保持一個用于續(xù)流的間隔時間(對應(yīng)于PA波形的高電平)。P3、P4由輸入回路中的PA、PB波形分壓所得。按照如圖3所示的P1、P2波形，PU P2、P3、P4接入觸發(fā)信號合成電路(IC2)的輸入端口，進行如前所述的或邏輯運算后，再分別經(jīng)開關(guān)驅(qū)動器IC3、IC4驅(qū)動將觸發(fā)信號分別加至兩個VMOS開關(guān)電路組(M1、M2 ;M3、M4)，D3具有兩個輸入端，分別接至輸入回路的正端和負端，正向電流經(jīng)反向隔離電路D3對C14充電。
[0047]Ml與M2并聯(lián)交替工作，M3與M4并聯(lián)交替工作(每一個VMOS開關(guān)本身具有與之并聯(lián)的二極管)。
[0048]在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負，當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號Pl和P2之一處于高電平時，該XC/DC自動定向BOOST電路處于PWM導(dǎo)通狀態(tài)，電流在輸入回路中從正端依次流經(jīng)第一組VMOS開關(guān)電路組(M1、M2)、第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負端；由于D3起反向隔離作用，C14上的儲能不會反向流回輸入回路。
[0049]當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號P1、P2均為低電平時，則Ml、M2上沒有觸發(fā)信號，因此Ml、M2不導(dǎo)通，但由于續(xù)流電感LI的存在，且M3、M4中的二極管能夠形成自地端至輸入回路負端的導(dǎo)通回路，從而使電路中因續(xù)流電感產(chǎn)生的續(xù)流自輸入回路的正端經(jīng)D3對C14充電，并且同時經(jīng)由輸出回路的負載、第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負端。實際上，一旦電路中存在上述續(xù)流，即PA為高電平、PB為低電平，從而使得P1、P2、P3、P4進行或邏輯運算后產(chǎn)生觸發(fā)信號，使M3、M4導(dǎo)通，由于M3、M4的電阻很小，因此，在續(xù)流過程中產(chǎn)生的功耗仍然很小。而且，升壓輸出本身能夠降低線路損耗。比如，Ui =10 (V)，升壓后Uo = 50 (V)，則根據(jù)P = U2/R可知，線路損耗僅為原來的1/5.[0050]舉例說明本發(fā)明的低功耗:電路中采用Rds = 0.001 Ω低導(dǎo)通電阻N溝道VMOS管，在PWM開通期間M1、M2交錯導(dǎo)通，VMOS導(dǎo)通電阻Rds = 0.001 Ω，M3、M4雙管并聯(lián)交錯導(dǎo)通，VMOS導(dǎo)通電阻Rds = 0.001 Ω/2 = 0.0005 Ω，若還是輸入20A電流，則導(dǎo)通電壓為:U1 =
0.001X20 = 0.02V, U2 = 0.0005X20 = 0.01V，識別定向功耗為:Pe = 20X (0.02+0.01)=0.6W ;在PWM關(guān)斷期間M1、M2截止關(guān)斷，M3、M4雙管并聯(lián)交錯導(dǎo)通續(xù)流，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=0.001 Ω/2 = 0.0005 Ω，若是 20A 續(xù)流電流，則導(dǎo)通電壓為:U2 = 0.0005X20 = 0.01V,識別定向功耗為=Pe = 20X0.01 = 0.2W。較之于現(xiàn)有技術(shù)的整流識別定向電路40W的功耗，本發(fā)明的XC/DC自動識別定向BOOST電路功耗顯著降低。
[0051]若反向隔離電路D3也采用同步的VMOS開關(guān)電路(其觸發(fā)信號與PA和PB的波形同步)，則可利用VMOS開關(guān)電路電阻小的特性進一步降低線路損耗。尤其在BOOST輸出較低時轉(zhuǎn)換效率的提高更為顯著。
[0052]VMOS開關(guān)在觸發(fā)信號作用下，能夠根據(jù)所加電壓極性實現(xiàn)正向或反向?qū)?，基于此特性，在輸入交流在波形負半周或輸入直流為上負下正時，該XC/DC自動定向BOOST電路的工作過程與上述導(dǎo)通、續(xù)流過程原理相同，且由于第一組VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2)與第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)采用對稱電路結(jié)構(gòu)，在Ui負半周VMOS導(dǎo)通和續(xù)流是完全可逆的。如，當PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號P1、P2均為低電平時，則M3、M4上沒有觸發(fā)信號，因此M3、M4不導(dǎo)通，而由第一組VMOS開關(guān)電路組(M1、M2)實現(xiàn)續(xù)流過程。
[0053]可見，該BOOST電路能夠自動完成對雙極性電源(交流正玄波、方波、三角波，交流工頻、中頻、低頻、超低頻)的自動識別定向；及對單極性電源(直流、直流方波、直流三角波等)的自動識別定向，交流雙極性電源及直流單極性電源可以不分正負任意接入。
[0054]另外，在負載前加入的輸出安全控制電路，包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；
[0055]比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端；
[0056]比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
[0057]在VMOS管M5的基極與三極管NI的漏極之間引出一個支路至VMOS管M5的源極，該支路上設(shè)置有穩(wěn)壓管Zl。
[0058]所述基準電壓由與所述基準電壓源串聯(lián)的2.5V穩(wěn)壓管提供。
[0059]比較器B的正相輸入端的接入節(jié)點還通過濾波電容接至所述輸出端的負端。
[0060]比較器A和比較器B構(gòu)成一個雙封裝比較器。[0061]該雙封裝比較器優(yōu)選LH2903、LM2903或其它同類器件。
[0062]IC5為標準高速比較器電路(雙比較器)，比較器B、N1、M5組成恒流控制電路。B-端電壓V3 = 0V, B+端電壓為:
[0063]V2 = R22 X Vl/(R22+R27) -Us
[0064]上式中，Us= IsXRs = IsXR24
[0065]Vl電壓受比較器A控制，A-端電壓VR = 2.5V，A+端電壓為:
[0066]VL = ULXR7/(R7+R14) = RLXIs。
[0067]1、限流啟動
[0068]電路啟動(上電)時，VL <2.5V，比較器A輸出低，則R13接入分壓。
[0069]其中:R13<< R25、R13 << R27、VR = 2.5V ；
[0070]Vl ^ VRXR13/(R13+R25) = 2.5XR13/(R13+R25)
[0071 ]V2 = R22XVl/(R22+R27)-Us = R22X (2.5XR13/(R13+R25))/(R22+R27)-Us
[0072]= 2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))-1sXRs
[0073]設(shè):cl= 2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))
[0074]即:V2= cl-RsXIs
[0075]當V2 = cl-RsX Is≤0時，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:Is = cl/Rs。
[0076]即能夠保證BOOST輸出以限流(Is = cl/Rs)啟動。
[0077]VL = ULXR7/(R7+R14) = RLXIs = clXRL/Rs
[0078]因此，只需要配置相應(yīng)的阻值，使得BOOST負載阻抗較小(短路)時，VL < 2.5V,工作在安全限流狀態(tài)下。比如，根據(jù)Is = cl/Rs，設(shè)置Is在常規(guī)值1/4-1/10之間。
[0079]2、運行中的常規(guī)限流
[0080]當BOOST負載阻抗無故障VL≥2.5V時比較器A輸出高(開路)，則R13脫離分壓，V2 = 2.5 X R22/ (R22+R27+R25) -Us ；
[0081 ]設(shè):c2 = 2.5 X R22/ (R22+R27+R25)
[0082]BP:V2 = c2-RsXIL
[0083]當V2 = c2-RsXIL≤0時，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為:IL = c2/Rs，
[0084]即能夠保證BOOST輸出以限流(IL = c2/Rs)工作。
[0085]因此，只需要配置相應(yīng)的電阻阻值，使IL大于正常工作電流，且使VMOS限制在電流、功率的安全范圍內(nèi)。通常，IL設(shè)置為常規(guī)值的1.1倍至1.5倍之間。
[0086]3、正常工作的低功耗
[0087]BOOST輸出正常工作時，輸出電流小于IL，比較器(A、B)輸出高(開路)，P溝道VMOS (M5)工作在超低導(dǎo)通電阻(Rds = 0.005 Ω)狀態(tài)下。
[0088]例如:輸出功率200W輸出電壓50V，則輸出電流為:1 = 200/50 = 4A，
[0089]VMOS(M5)上壓降為:4X0.005 = 0.02，
[0090]VMOS(M5)控制功耗為:Pe = 0.02X4 = 0.08W，可以看出，正常運行時的控制功耗很低。
[0091]4、短路保護
[0092]若BOOST電路工作過程中若發(fā)生輸出短路等故障，導(dǎo)致VL < 2.5V，則比較器A輸出低，使比較器B、N1、M5限流輸出(參見前述第I種情況)，電路重新進入安全啟動(Is)狀態(tài)，當故障消除后，BOOST自動恢復(fù)正常輸出。
[0093]上述實施例是本發(fā)明的最佳實施例，采用這種交錯PWM控制方式使Ml、M2交錯導(dǎo)通，每個VMOS開關(guān)工作頻率為1/2電路頻率，能夠使VMOS開關(guān)在較低開關(guān)頻率下工作，大幅降低開關(guān)功耗；相應(yīng)地，電路中L、C器件的工作頻率為2倍VMOS管頻率，較高的電路工作頻率降低了對LC電路中電感(L)量和電容(C)的要求，降低了成本及工藝難度。實際上，基于本發(fā)明的導(dǎo)通、續(xù)流的基本原理，也可以考慮每個VMOS開關(guān)電路組只采用一個VMOS開關(guān)，也足以體現(xiàn)本發(fā)明的技術(shù)效果。比如只保留M1、M3，同樣也能夠在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負時，由Ml、M3實現(xiàn)導(dǎo)通回路，由M3實現(xiàn)續(xù)流回路；在輸入交流在波形負半周或輸入直流為上負下正時，由M1、M3實現(xiàn)導(dǎo)通回路，由Ml實現(xiàn)續(xù)流回路。當然，在此方案下，也可以嘗試讓每個VMOS開關(guān)的工作頻率減半，但這就需要成倍地增大續(xù)流電感、儲能電容，以滿足續(xù)流的要求，從而導(dǎo)致成本較高、元器件體積較大、功率密度降低。
【權(quán)利要求】
1.一種輸出安全控制型多波形的電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于:包括輸入電流米樣電路和輸出電流米樣電路，所述輸入電流米樣電路的輸入端與輸入電源的輸出端連接，輸出電流采樣電路的輸入端與和輸出保護電路的輸入端連接，輸入電流采樣電路和輸出電流采樣電路的輸出端均依次通過調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，所述VMOS開關(guān)電路的輸入端還通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸出端依次通過反向隔離電路、儲能濾波電路、輸出保護電路與負載連接；VM0S開關(guān)電路的輸出端還通過續(xù)流電壓采樣電路與驅(qū)動信號合成電路的輸入端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動信號合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路； 所述VMOS開關(guān)電路包括兩個串聯(lián)的VMOS管組，第一 VMOS管組是并聯(lián)交替工作的VMOS管Ml、M2，第二 VMOS管組是并聯(lián)交替工作的VMOS管M3、M4，輸入電源通過續(xù)流電感依次與兩個VMOS管組在反向隔離電路輸入端之前串聯(lián)； 所述VMOS開關(guān)驅(qū)動電路包括兩個并聯(lián)的驅(qū)動器，第一驅(qū)動器的輸入端A1、Bi與驅(qū)動信號合成電路輸出端的兩個輸出接口連接，第一驅(qū)動器的輸出端Ao、Bo與VMOS管的VMOS開關(guān)電路輸入端的一組接口連接；第二驅(qū)動器的輸入端A1、Bi與驅(qū)動信號合成電路輸出端的另外兩個輸出接口連接，第二驅(qū)動器的輸出端Ao、Bo與開關(guān)電路輸入端的另一組接口連接； 所述續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻Rl，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的一個接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點，該節(jié)點與驅(qū)動信號合成電路輸入端的另一個接口連接； 所述輸出保護電路包括基準電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負端，三極管NI的基極接至所述基準電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個濾波電容和一個反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路； 比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負相輸入端接基準電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負端； 比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
【文檔編號】H02M1/32GK103855927SQ201210514280
【公開日】2014年6月11日 申請日期:2012年11月30日 優(yōu)先權(quán)日:2012年11月30日
【發(fā)明者】胡家培, 胡民海 申請人:西安智海電力科技有限公司