專利名稱：一種電流控制型同步整流驅(qū)動(dòng)電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，尤指一種應(yīng)用于高頻開(kāi)關(guān)電源的電流 控制型同步整流驅(qū)動(dòng)電路。
背景技術(shù)：
隨著各種電能轉(zhuǎn)換裝置的節(jié)能的要求越來(lái)越高，必須提高電源的轉(zhuǎn)換效率。傳統(tǒng) 的DC/DC電源轉(zhuǎn)換中，變壓器副邊大都采用肖特基二極管進(jìn)行整流。傳統(tǒng)的二極管整流 由于二極管本身的導(dǎo)通損耗而使電源效率急劇下降，尤其當(dāng)輸出電流較大時(shí)，二極管的損 耗更加明顯，這限制了電源效率的提高。為了提高效率，同步整流技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生，它采用 MOSFET代替肖特基二極管進(jìn)行整流，降低了整流管損耗，實(shí)現(xiàn)提高電源效率的目的。由此， 同步整流技術(shù)被廣泛地應(yīng)用在低電壓高電流的DC/DC變換電路中。同步整流技術(shù)有多種，其中電流型同步整流技術(shù)以其能夠有效消除電流反 向，輕載效率較高而備受青睞。如圖1所示，已有發(fā)明專利(中國(guó)發(fā)明專利申請(qǐng)?zhí)?200810061336.3。)采用較為簡(jiǎn)單的電路實(shí)現(xiàn)了同步整流技術(shù)，具有成本低、輕載時(shí)效率高 等特點(diǎn)，但是該電路產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)電壓上升緩慢，在高頻情況下，電源效率會(huì)大大降低，此外， 該電路應(yīng)用場(chǎng)合受主電路輸出電壓限制，主電路輸出電壓升高時(shí)，電源效率也會(huì)降低。開(kāi)關(guān) 電源的高頻化是一種發(fā)展趨勢(shì)，事實(shí)上，無(wú)論是理論分析的結(jié)果還是從實(shí)際經(jīng)驗(yàn)的結(jié)論都 表明，電路中變壓器、電感和電容的重量及體積，都與供電電源頻率平方根成反比，那么提 高頻率會(huì)顯著地節(jié)約能量和成本。原有電路(電路圖如圖1(a)，典型波形圖如圖1(b))中 同步管驅(qū)動(dòng)電路也可以用于高頻開(kāi)關(guān)電源，但是存在如下缺點(diǎn)1)同步管開(kāi)通緩慢。原因如下在同步管關(guān)斷階段，整形與復(fù)位電路中的三極管 SQl會(huì)進(jìn)入飽和狀態(tài)，在同步管重新開(kāi)通之前，SQl要從飽和狀態(tài)中恢復(fù)，恢復(fù)過(guò)程需要一 段時(shí)間，在這段時(shí)間內(nèi)，電流互感器(Current Transformer，后文簡(jiǎn)稱CT) 二次側(cè)的電流不 能給門極電容充電，導(dǎo)致同步管開(kāi)通緩慢，體二極管導(dǎo)通，損耗增加，電源效率下降，這種影 響在高開(kāi)關(guān)頻率時(shí)愈發(fā)明顯。2)、當(dāng)主電路輸出電壓較大時(shí)(V。> 20V)，整流驅(qū)動(dòng)電路不能使用了。原因如下 現(xiàn)有技術(shù)(圖1 (a))的的驅(qū)動(dòng)電壓大小為V。+Vd(Vd代表二極管的導(dǎo)通壓降)，當(dāng)V。> 20V 時(shí)，同步管驅(qū)動(dòng)電壓必將大于20V，而這已經(jīng)超過(guò)了同步管MOSFET門極電壓所允許的最大 值，同步管會(huì)被燒壞。原電路添加了齊納管VRl來(lái)限制輸出電壓，這種方法損耗非常大，在 實(shí)際應(yīng)用中非常不切實(shí)際。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術(shù)問(wèn)題是，針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)現(xiàn)狀，提供一種在高頻率下能夠提高 開(kāi)關(guān)電源的效率并具有較寬使用范圍的電流控制型同步整流驅(qū)動(dòng)電路。為了解決上述技術(shù)問(wèn)題，本發(fā)明提供一種電流控制型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，包括電 流互感器CT、整形與復(fù)位電路、推挽電路三個(gè)部分；
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在整形與復(fù)位電路中加入電容Cp，利用該電容Cp的存儲(chǔ)電荷所形成反向電壓抽取 飽和三極管少子；控制電流互感器，使得在給同步管門極電容充電的初始時(shí)刻，電容Cp上存 有電荷，此時(shí)三極管Q1處于飽和狀態(tài)，利用電容Cp的反向電壓來(lái)抽取三極管Q1中由于飽和 而在的基極和集電極中積累的少子，使該三極管迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài)中恢復(fù)，從而提高同步管 開(kāi)通速率；或者在整形與復(fù)位電路中，加入一條用于少子放電的通路，所述通路由三極管Q4 和電阻R3構(gòu)成；在給同步管門極電容充電的初始時(shí)刻，三極管Q1處于飽和狀態(tài)，基極和集電 極含有由于飽和而積累的少子，此時(shí)三極管Q4開(kāi)通，所述少子通過(guò)三極管Q4流走，使三極管 Q1迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài)中恢復(fù)，從而提高同步管開(kāi)通速率。作為本發(fā)明的電流控制型同步整流驅(qū)動(dòng)電路的改進(jìn)在整形與復(fù)位電路和推挽電 路之間添加齊納穩(wěn)壓管ZD1、二極管D3及電阻R2,由此構(gòu)成一個(gè)電壓箝位電路來(lái)箝住同步管 的門極電壓，使其適應(yīng)高輸出電壓的開(kāi)關(guān)電源電路。本發(fā)明解決上述問(wèn)題的技術(shù)方案是提供兩種方法使三極管Q1迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài)中 恢復(fù)，從而加快同步管開(kāi)通速率，提高高頻開(kāi)關(guān)電源的效率；提供一種箝位電路，拓寬同步 整流驅(qū)動(dòng)電路的使用范圍。所述的加速開(kāi)通的一種方法是在原有整形與復(fù)位電路中加入電容Cp，利用該電 容的存儲(chǔ)電荷所形成反向電壓抽取飽和三極管少子。合理設(shè)計(jì)CT的勵(lì)磁電感等其他參數(shù)， 使得在同步管門極電容充電的初始時(shí)刻，電容Cp上存有電荷并形成反向電壓，利用電容Cp 的反向電壓來(lái)抽取飽和三極管Q1中基極和集電極中的少子，使該三極管Q1迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài) 中恢復(fù)，從而達(dá)到加速同步管開(kāi)通的目的。所述的加速開(kāi)通的另一種方法是在原有整形與復(fù)位電路中，加入一條用于少子 放電的通路，該通路由三極管Q4和電阻R3構(gòu)成。在同步管門極電容充電的初始時(shí)刻，三極 管Q4開(kāi)通，飽和三極管Q1中基極和集電極的少子通過(guò)三極管Q4流走，使三極管Q1迅速?gòu)娘?和狀態(tài)中恢復(fù)，從而達(dá)到加速同步管開(kāi)通的目的。上述兩種改進(jìn)方法都可以明顯地改善同步管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，如圖2所示，可以看到， 相比于改進(jìn)前，加速開(kāi)通后的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的上升速率明顯加快。所述的箝位電路由齊納穩(wěn)壓管ZD1、二極管D3及電阻R2構(gòu)成，D3與R2并聯(lián)然后與 ZD1串聯(lián)，其中D3的陽(yáng)極與ZD1的穩(wěn)壓端相連。箝位電路添加在整形與復(fù)位電路和推挽電路 之間，將輸出電壓箝位在ZD1的額定電壓。由于箝位電路在推挽電路的前級(jí)，損耗非常小。具體為根據(jù)本發(fā)明，加速開(kāi)通的電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，可以采用這樣的連接方式CT 的二次側(cè)繞組N2同名端與NPN三極管Q1的集電極相連；將Q1的發(fā)射極作為該整流驅(qū)動(dòng)電 路的參考地(后文簡(jiǎn)稱參考地)，與同步管(MOSFET)的源極相連；電容Cp與電阻R1并聯(lián)組 成阻抗，該阻抗一端與N2的非同名端相連，另一端與Q1基極相連；二極管D1的陰極與N2的 非同名端相連,D1的陽(yáng)極與參考地相連；NPN三極管Q2和PNP三極管Q3構(gòu)成推挽電路，其中 Q2、Q3的基極相連構(gòu)成推挽的輸入端，Q2、Q3的發(fā)射極相連構(gòu)成推挽的輸出端；推挽電路的輸 入端與Q1的集電極和二極管D2的陽(yáng)極相連，D2的陰極與Q2的集電極以及開(kāi)關(guān)電源輸出的 正電壓端相接；推挽電路的輸出端接同步管的門極；Q3的集電極與參考地相連；該電路的 參考地與開(kāi)關(guān)電源輸出的負(fù)電壓端相連。該電路中多余的能量通過(guò)二極管D2回饋到開(kāi)關(guān)
4電源的主電路中。根據(jù)本發(fā)明，加速開(kāi)通的電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，還可以采用另一種實(shí)現(xiàn)方式 CT的二次側(cè)繞組N2同名端與NPN三極管Q1的集電極相連；將Q1的發(fā)射極作為參考地，與同 步管(MOSFET)的源極相連；NPN三極管Q4的集電極與Q1的基極相連，Q4的發(fā)射極與Q1的 發(fā)射極相接；電阻R2和Q4構(gòu)成少子放電通路，R2 一端與Q4的基極相接，另一端與Q4的集電 極相連；電阻R1的一端與N2的非同名端相連，另一端與三極管Q1基極相連；二極管D1的陰 極與N2的非同名端相連，D1的陽(yáng)極與參考地相連；NPN三極管Q2和PNP三極管Q3構(gòu)成推挽 電路，其中Q2、Q3的基極相連構(gòu)成推挽的輸入端，Q2、Q3的發(fā)射極相連構(gòu)成推挽的輸出端；推 挽電路的輸入端與Q1的集電極和二極管D2的陽(yáng)極相連，D2的陰極與Q2的集電極以及開(kāi)關(guān) 電源輸出的正電壓端相接；推挽電路的輸出端接同步管的門極；Q3的集電極與參考地相連； 該電路的參考地與開(kāi)關(guān)電源輸出的負(fù)電壓端相連。該電路中多余的能量通過(guò)二極管D2回 饋到開(kāi)關(guān)電源的主電路中。根據(jù)本發(fā)明，為了拓寬同步整流驅(qū)動(dòng)電路的使用范圍，提高同步整流驅(qū)動(dòng)電路的 穩(wěn)定性，在上述電路基礎(chǔ)上添加箝位電路，箝位電路的連接方式是電阻R3與二極管D3并 聯(lián)，然后與齊納穩(wěn)壓管ZD1串聯(lián)構(gòu)成箝位電路，其中D3的陽(yáng)極與ZD1的穩(wěn)壓端相連；箝位電 路一端與CT 二次側(cè)繞組N2的同名端相連，另一端與三極管Q1的射極一起接入驅(qū)動(dòng)電路的 地；推挽電路的輸入端(Q2、Q3的基極)接入ZD1的穩(wěn)壓端。作為本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)，本發(fā)明也可以采用自供電的形式，自供電電路沒(méi)有能 量回饋，而是在二極管D2陰極和驅(qū)動(dòng)電路的參考地之間，添加一個(gè)電容Cb來(lái)提供偏置電壓， 自供電型電路的參考地?zé)o需與主電路的地相連，使用時(shí)無(wú)需考慮同步管的位置，這在一定 程度上也擴(kuò)大了使用范圍。綜上所述，本發(fā)明的主要發(fā)明點(diǎn)是1、利用電容上的電荷來(lái)抽取飽和三極管基極和集電極的少子，提高同步管的開(kāi)通 速率，從而達(dá)到提高開(kāi)關(guān)電路效率的目的，并使該同步整流驅(qū)動(dòng)電路能夠應(yīng)用于高頻開(kāi)關(guān) 電源。2、也可以利用三極管和電阻構(gòu)成的少子放電通路使三極管迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài)恢復(fù)， 達(dá)到提高同步管開(kāi)通速率的目的。3、添加箝位電路，拓寬了該同步電流驅(qū)動(dòng)電路的使用范圍。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)如下1、同步管開(kāi)通速率快，減少了體二極管開(kāi)通時(shí)間，提高了開(kāi)關(guān)電源的效率，能夠適 應(yīng)電力電子高頻化的發(fā)展趨勢(shì)，而且電路簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。2、添加箝位電路，使本發(fā)明能夠適應(yīng)各類輸出電壓電流的開(kāi)關(guān)電源電路，拓寬了 該同步電流驅(qū)動(dòng)電路的使用范圍，并在一定程度上提高了電源的穩(wěn)定性。


下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式
作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。圖1(a)為現(xiàn)有技術(shù)中電流控制同步整流驅(qū)動(dòng)電路圖，圖1(b)為該電路的典型工 作波形圖。圖2為現(xiàn)有技術(shù)同步整流電路與加速開(kāi)通后的驅(qū)動(dòng)波形對(duì)比圖。
圖3為能夠加速開(kāi)通的一種電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路。圖4為能夠加速開(kāi)通的另一種電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路。圖5為箝位后的加速開(kāi)通型電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路。圖6為箝位后的另一種加速開(kāi)通型電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路。圖7為自供電的加速開(kāi)通箝位型同步整流驅(qū)動(dòng)電路。圖8為圖5實(shí)施方式在反激同步整流應(yīng)用的電路圖。圖9為圖7實(shí)施方式在反激同步整流應(yīng)用的電路圖。圖10為圖8所示電路的關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)的電壓與電流波形圖。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明所列出的應(yīng)用于反激式變換器的兩個(gè)實(shí)施例是為了更好的說(shuō)明本發(fā)明的 工作原理，而不是將本發(fā)明更廣泛的特征限制在所述的實(shí)施例中，事實(shí)上，本發(fā)明可用于各 類DC/DC變換電路中。參考圖3至圖10，對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)描述如下。實(shí)施例1、一種加速開(kāi)通的電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，如圖3所示，包括一個(gè)電流 互感器CT，CT由磁芯、繞組N1和N2構(gòu)成，一個(gè)同步管M0SFET，一個(gè)整形與復(fù)位電阻R1, —個(gè) 加速電容Cp，一個(gè)復(fù)位三極管Q1,兩個(gè)推挽電路三極管Q2、Q3，兩個(gè)二極管電路Dp D2。CT的二次側(cè)繞組N2同名端與NPN三極管Q1的集電極相連；將Q1的發(fā)射極作為該 整流驅(qū)動(dòng)電路的參考地(后文簡(jiǎn)稱參考地)，與同步管(MOSFET)的源極相連；電容Cp與電 阻R1并聯(lián)組成阻抗，該阻抗一端與N2的非同名端相連，另一端與Q1基極相連；二極管D1的 陰極與N2的非同名端相連，D1的陽(yáng)極與參考地相連；NPN三極管Q2和PNP三極管Q3構(gòu)成推 挽電路，其中Q2、Q3的基極相連構(gòu)成推挽的輸入端，Q2、Q3的發(fā)射極相連構(gòu)成推挽的輸出端； 推挽電路的輸入端與Q1的集電極和二極管D2的陽(yáng)極相連，D2的陰極與Q2的集電極以及開(kāi) 關(guān)電源輸出的正電壓端相接；推挽電路的輸出端接同步管的門極；Q3的集電極與參考地相 連；該電路的參考地與開(kāi)關(guān)電源輸出的負(fù)電壓端相連。該電路中多余的能量通過(guò)二極管D2 回饋到開(kāi)關(guān)電源的主電路中。實(shí)施例2、另一種加速開(kāi)通的電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，如圖4所示，包括一個(gè)電 流互感器CT，CT由磁芯、繞組N1和N2構(gòu)成，一個(gè)同步管M0SFET，一個(gè)整形與復(fù)位電阻R1, — 個(gè)加速電阻R2，一個(gè)加速三極管Q4,兩個(gè)推挽電路三極管Q2、Q3，兩個(gè)二極管電路Dp D2。CT的二次側(cè)繞組N2同名端與NPN三極管Q1的集電極相連；將Q1的發(fā)射極作為參 考地，與同步管(MOSFET)的源極相連；NPN三極管Q4的集電極與Q1的基極相連，Q4的發(fā)射 極與Q1的發(fā)射極相接；電阻R2和Q4構(gòu)成少子放電通路，R2 一端與Q4的基極相接，另一端與 Q4的集電極相連；電阻R1的一端與N2的非同名端相連，另一端與三極管Q1基極相連；二極 管D1的陰極與N2的非同名端相連，D1的陽(yáng)極與參考地相連；NPN三極管Q2和PNP三極管Q3 構(gòu)成推挽電路，其中Q2、Q3的基極相連構(gòu)成推挽的輸入端，Q2、Q3的發(fā)射極相連構(gòu)成推挽的 輸出端；推挽電路的輸入端與Q1的集電極和二極管D2的陽(yáng)極相連，D2的陰極與Q2的集電極 以及開(kāi)關(guān)電源輸出的正電壓端相接；推挽電路的輸出端接同步管的門極；Q3的集電極與參 考地相連；該電路的參考地與開(kāi)關(guān)電源輸出的負(fù)電壓端相連。該電路中多余的能量通過(guò)二 極管D2回饋到開(kāi)關(guān)電源的主電路中。
實(shí)施例3、箝位后的加速開(kāi)通型電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，如圖5所示，與實(shí)施例1 不同的是，在CT 二次側(cè)N2的同名端與推挽電路的輸入端之間，添加箝位電路。具體為電阻R3與二極管D3并聯(lián)，然后與齊納穩(wěn)壓管ZD1串聯(lián)構(gòu)成箝位電路，其中 D3的陽(yáng)極與ZD1的穩(wěn)壓端相連；箝位電路一端與N2的同名端相連，另一端接參考地；推挽電 路的輸入端(Q2、Q3的基極)接入ZD1的穩(wěn)壓端。其余部分與圖3所示的實(shí)施例1相同。該實(shí)施例可以應(yīng)用于主電路輸出電壓高于20V的場(chǎng)合。很明顯，若沒(méi)有箝位電路， 該電路產(chǎn)生的門極驅(qū)動(dòng)電壓要大于Vd+20V(Vd代表二極管的導(dǎo)通壓降)，這已經(jīng)超過(guò)了同 步管MOSFET門極電壓所允許的最大值，會(huì)燒壞同步管。而添加箝位電路后，驅(qū)動(dòng)電壓會(huì)被 箝位在ZD1的穩(wěn)定電壓Vz。選取合適的穩(wěn)壓管(例如Vz = 12V)，該同步整流電路又能正常 工作了。而且，由于箝位電路在推挽電路的前級(jí)，損耗很小。實(shí)施例4、箝位后的另一種加速開(kāi)通型電流型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，如圖6所示，與 實(shí)施例2不同的是，在CT 二次側(cè)N2的同名端與推挽電路的輸入端之間，添加箝位電路。具 體為電阻R3與二極管D3并聯(lián)，然后與齊納穩(wěn)壓管ZD1串聯(lián)構(gòu)成箝位電路，其中D3的陽(yáng)極 與ZD1的穩(wěn)壓端相連；箝位電路一端與N2的同名端相連，另一端接參考地；推挽電路的輸入 端(Q2、Q3的基極)接入ZD1的穩(wěn)壓端。其余部分與圖3所示的實(shí)施例2相同。該實(shí)施例中的箝位電路的作用與前實(shí)施例相同。實(shí)施例5、一種自供電的加速開(kāi)通箝位型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，如圖7所示。本實(shí)施例5與實(shí)施例3(如圖5所示)相比，具有如下區(qū)別點(diǎn)自驅(qū)動(dòng)電路沒(méi)有能 量回饋，而是在二極管D2陰極和驅(qū)動(dòng)電路參考地之間，添加一個(gè)用于提供偏置電壓的電容 Cb。參考地與同步管的源極相接。本實(shí)施例所述整流驅(qū)動(dòng)電路，通過(guò)CT不僅獲得驅(qū)動(dòng)的時(shí)間信號(hào)，而且獲得了驅(qū)動(dòng) 同步管門極的能量。電容Cb儲(chǔ)存從CT感應(yīng)得到的能量，可以提供一個(gè)穩(wěn)定的電壓Vbias。Vbias 由CT的匝比、同步管的門極電容和主電路輸出電流決定。本電路的參考地?zé)o需和主電路的 地相連，擴(kuò)大了本電路的使用的靈活性。此外，本實(shí)施例的驅(qū)動(dòng)電壓與主電路輸出電壓大小 無(wú)關(guān)，因此，本實(shí)施例可以用于各種輸出電壓的開(kāi)關(guān)電源。本電路中的箝位電路的作用，與實(shí)施例3、4類似，也是為了箝位同步管驅(qū)動(dòng)電壓。 但是，這里不是用于解決輸出電壓過(guò)高的問(wèn)題，而是為了提高電路的穩(wěn)定性。當(dāng)輸出電流由 于某些情況(如短路等)變得異常大時(shí)，同步管的驅(qū)動(dòng)電壓也容易超出MOSFET的最大允許 值。添加箝位電路后，就可以避免這種情況，因?yàn)轵?qū)動(dòng)電壓始終被箝位在Vz。圖8所示是實(shí)施例3 (圖5)在反激同步整流電路的應(yīng)用。具體連接方式是，將實(shí) 施例3所示電路的同步管(MOSFET)和CT的一次側(cè)繞組N1,串入反激式變換器輸出的負(fù)電 壓端。下面結(jié)合圖8所示電路的關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)的波形圖(圖10)，對(duì)本電路工作過(guò)程進(jìn)行詳細(xì) 描述。設(shè)反激式變換器工作于斷續(xù)模式，輸出電壓大小為V。，設(shè)V。> 20V，Vz表示穩(wěn)壓管的 穩(wěn)定電壓，Vgs表示同步管(MOSFET)的門極電壓，VeT表示CT 二次側(cè)繞組N2的電壓。反激電路原邊的開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，副邊電流由0迅速增大，如圖10-(a)所示。t = t0 時(shí)刻，CT 二次側(cè)感應(yīng)電流超過(guò)勵(lì)磁電流，通過(guò)推挽電路的放大作用，該電流給MOS管的門極 電容充電，其門極電壓Vgs迅速上升，如圖10-(b)所示。t =、時(shí)亥IJ，由于穩(wěn)壓管ZD1的作用，Vgs被箝位在Vz。t >、，Vct大小超過(guò)V。，二極管D2導(dǎo)通，多余能量通過(guò)D2回饋到主電路上。在這一階段，勵(lì)磁電流、以特定斜率增 大，如圖10-(a)所示。t = t2時(shí)亥lj，CT的感應(yīng)電流下降到與勵(lì)磁電流相等，此時(shí)刻之后，CT 二次側(cè)N2輸 出電流反向，三級(jí)管Q1導(dǎo)通，形成放電回路，通過(guò)推挽電路的放大作用，MOS管的門極電容上 的貯存電荷通過(guò)三極管Q3放電，Vgs迅速下降，如圖10-(b)所示。t = t3時(shí)刻，Vgs下降到 O0設(shè)t = t4時(shí)亥lj，進(jìn)入下一個(gè)周期的充電階段，如圖10-(a)、(b)所示。在t3 t4 階段，三極管Q1進(jìn)入飽和狀態(tài)。勵(lì)磁電流依次通過(guò)RpCp,以及三極管Q1的基極和集電極所 形成的PN結(jié)進(jìn)行放電，設(shè)計(jì)R1, Cp以及勵(lì)磁電感Lm的大小，使t = t4時(shí)刻，勵(lì)磁電流沒(méi)有 下降到零，使這時(shí)電容Cp上存有一定電荷。當(dāng)進(jìn)入下一個(gè)周期的充電階段，CT 二次側(cè)感應(yīng) 電流超過(guò)勵(lì)磁電流，也就是t4時(shí)刻，電容Cp上的反向電壓迅速抽取三極管Q1中，由于飽和 在基極和集電極中積累的少子，使三極管Q1迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài)恢復(fù)，不至于影響到三極管的 開(kāi)通速度，從而在實(shí)質(zhì)上提高同步管的開(kāi)通速率。而這一點(diǎn)，也是本發(fā)明的關(guān)鍵發(fā)明點(diǎn)。圖9所示是實(shí)施例5 (圖7)在反激同步整流電路的應(yīng)用。具體鏈接方式是，將實(shí) 施例5所示電路的同步管(MOSFET)和CT的一次側(cè)繞組Ni，串入反激式變換器輸出的正電 壓端。其具體工作過(guò)程與圖8所示電路非常類似，所不同的是，在、 t2時(shí)間段，從CT 的獲得的能量不是回饋到主電路的輸出，而是儲(chǔ)存于偏置電容Cb中，用于下一個(gè)周期驅(qū)動(dòng) 同步管。如實(shí)施例5的描述，整流驅(qū)動(dòng)電路通過(guò)CT，不僅獲得了驅(qū)動(dòng)的時(shí)間信號(hào)，而且獲得 了驅(qū)動(dòng)同步管門極的能量。同步整流驅(qū)動(dòng)電路的參考地，沒(méi)有與反激式變換器輸出端的地 相接。所以這種自驅(qū)動(dòng)的同步整流方案，可以使同步管的位置非常靈活，擴(kuò)大了該整流方法 的使用范圍。最后，還需要注意的是，以上列舉的僅是本發(fā)明的若干個(gè)具體實(shí)施例。顯然，本發(fā) 明不限于以上實(shí)施例，還可以有許多變形。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員能從本發(fā)明公開(kāi)的內(nèi)容 直接導(dǎo)出或聯(lián)想到的所有變形，均應(yīng)認(rèn)為是本發(fā)明的保護(hù)范圍。
8
權(quán)利要求
一種電流控制型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，包括電流互感器CT、整形與復(fù)位電路、推挽電路三個(gè)部分，其特征是在整形與復(fù)位電路中加入電容Cp，利用該電容Cp的存儲(chǔ)電荷所形成反向電壓抽取飽和三極管少子；控制電流互感器，使得在給同步管門極電容充電的初始時(shí)刻，電容Cp上存有電荷，此時(shí)三極管Q1處于飽和狀態(tài)，利用電容Cp的反向電壓來(lái)抽取三極管Q1中由于飽和而在的基極和集電極中積累的少子，使該三極管迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài)中恢復(fù)，從而提高同步管開(kāi)通速率；或者在整形與復(fù)位電路中，加入一條用于少子放電的通路，所述通路由三極管Q4和電阻R3構(gòu)成；在給同步管門極電容充電的初始時(shí)刻，三極管Q1處于飽和狀態(tài)，基極和集電極含有由于飽和而積累的少子，此時(shí)三極管Q4開(kāi)通，所述少子通過(guò)三極管Q4流走，使三極管Q1迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài)中恢復(fù)，從而提高同步管開(kāi)通速率。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電流控制型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，其特征是在所述整形與復(fù) 位電路和推挽電路之間添加齊納穩(wěn)壓管ZD1、二極管D3及電阻R2,由此構(gòu)成一個(gè)電壓箝位電 路來(lái)箝住同步管的門極電壓，使其適應(yīng)高輸出電壓的開(kāi)關(guān)電源電路。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種電流控制型同步整流驅(qū)動(dòng)電路，包括電流互感器CT、整形與復(fù)位電路、推挽電路三個(gè)部分，在整形與復(fù)位電路中加入電容Cp，利用該電容Cp的存儲(chǔ)電荷所形成反向電壓抽取飽和三極管少子；控制電流互感器，使得在給同步管門極電容充電的初始時(shí)刻，電容Cp上存有電荷，此時(shí)三極管Q1處于飽和狀態(tài)，利用電容Cp的反向電壓來(lái)抽取三極管Q1中由于飽和而在的基極和集電極中積累的少子，使該三極管迅速?gòu)娘柡蜖顟B(tài)中恢復(fù)，從而提高同步管開(kāi)通速率。采用本發(fā)明能加快同步管開(kāi)通速率，提高高頻開(kāi)關(guān)電源的效率。
文檔編號(hào)H02M7/217GK101902138SQ20101023028
公開(kāi)日2010年12月1日 申請(qǐng)日期2010年7月19日 優(yōu)先權(quán)日2010年7月19日
發(fā)明者吳新科, 張軍明, 邵帥 申請(qǐng)人:浙江大學(xué)