專利名稱：一種電力轉換器和方法及三角波產生電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及 一 種將從發(fā)電機輸出的交流電轉換成直流電的電力轉換器 和方法及三角波產生電路，特別是涉及一種按照目標電壓精確控制輸出電壓 的技術。
背景技術：
通常，調整從一個發(fā)電機輸出的交流電并將它轉換成直流電的電力轉換 器用來對電池進行充電，例如對車輛的電池進行充電。圖34是常規(guī)電力轉換器200的結構圖。在圖34中，通過驅動發(fā)電機的 轉軸將交流電供給發(fā)電機線圈100。晶閘管201、電阻器202、 二極管203、 齊納二才及管204和205以及二極管206組成電力轉換器200，基本上^皮實現(xiàn) 為半波整流電if各。具體來說，晶閘管201的陽極和發(fā)電機線圈IOO的一端相連，它的陰極 與作為電力轉換器200的負載的電池300的正電極相連接。電阻器202、 二 極管203、齊納二極管204和205在晶閘管201的陽極到地線之間按此順序 串聯(lián)。從晶閘管201的陽極到地線，按照正向連接二極管203,按照反向連 接齊納二極管204和205。從電阻器202與二極管203之間的連接點P到晶 閘管201的珊電極，按照正向連接二極管206。在連接點P設置電壓Vref,使得當電池300的端電壓低于比電池300 的規(guī)定電壓高出預定電壓的目標電壓VT時，晶閘管201能夠被控制在接通 (ON)狀態(tài)。換句話說，將電壓Vref設置成一個恰當的值，使得當電池300 的端電壓等于或高目標電壓VT時，晶閘管201達不到接通的狀態(tài)。圖35用來說明上述常規(guī)技術的電力轉換器。
圖35A是低速旋轉的發(fā)電機的運行圖，而圖35B是高速旋轉的發(fā)電機 的運行圖。為了方便的目的，電池300的端電壓的初始值低于目標電壓VT。在圖35A的Tl時段，當供給發(fā)電機線圈100的交流電壓VA的正相(正 電壓)提供給晶閘管201的陽極時，交流電壓VA經由電阻器202施加給連 接點P。當連接點P的電壓升高時，電流經由二極管206流到晶閘管201的 珊電極，晶閘管201接通。其后，齊納二極管204和205將連接點P的電壓 固定到電壓Vref。當晶閘管201接通時，經由晶閘管201供應交流電壓VA 的正相，由此，晶閘管201的輸出電壓VO增加，對電池300充電。在其后的T2時段，當交流電壓VA變成負相(負電壓)時，連接點P 的電壓降低，由此，晶閘管201轉換為反偏壓狀態(tài)，并且斷開。當晶閘管 201斷開時，因為不再向電池300供應電力，電池300》文電，并且它的端電 壓不斷下降。在其后的T3時段，當交流電壓VA又一次變成正相時，連接點P的電 壓升高。然而，因為電池300的端電壓(也就是晶閘管201的輸出電壓VO) 仍然高于目標電壓VT，所以電流沒有流到保持斷開的晶閘管201的珊電極。 在隨后的T4和T6時段，因為輸出電壓VO仍然高于目標電壓VT,晶閘管 201保持斷開狀態(tài)。在其后的T7時段，當輸出電壓VO下降到目標電壓VT以下時，通過 此時從發(fā)電機輸出交流電壓VA的正相，晶閘管201接通，輸出電壓VO有 少^午的增加，《合電池300充電。然而，在其后的T8時段，當交流電壓VA變成負相時，晶閘管201斷 開，輸出電壓VO降低，在其后的T9階段，當輸出電壓VO下降到目標電 壓VT以下時，通過此時/人發(fā)電^U輸出的交流電壓VA的正相，晶閘管201 接通，輸出電壓VO升高。因此，當輸出電壓VO下降到目標電壓VT以下時，在交流電壓VA的 正相階段，晶閘管201接通，給電池300充電。如圖35B所示，當發(fā)電機高速旋轉時，從發(fā)電機輸出的交流電壓VA的 振幅和頻率增加，因此輸出電壓vo的上升速率隨之增加，在其它方面與圖35A中的例子是相同的。專利文獻日本專利申請?zhí)朜O. Hei 10-52045。發(fā)明內容本發(fā)明所要解決的問題根據上面描述的常規(guī)技術，當輸出電壓VO下降到低于目標電壓VT時， 晶閘管201在交流電壓VA的正相周期(cycle)時段接通。如果輸出電壓 VO沒有下降到低于目標電壓VT，晶閘管201在各周期時段斷開。因此，在交流電壓VA的各周期時段，晶閘管201被控制在導通或截止 這兩種極端二進制狀態(tài)中的一種。這種常規(guī)技術是有問題的，因為輸出電壓 VO的波動幅度增大，從而精確控制輸出電壓VO至目標電壓VT是困難的。如圖34所示的常規(guī)技術的結構也是有問題的，因為當燈泡取代電池300 作為負載被連接時，輸出電壓的有效值Vrms增加，燈泡關斷。圖36是解決這種問題的電力轉換器。與圖34中所示的設備結構相比， 該電力轉換器進一步包括獲得輸出電壓VO的有效值Vrms的電路系統(tǒng)，包 括晶閘管401、 二才及管402、齊納二極管403、電阻器404和電解電容器405。根據這種設備，輸出電壓VO被提供給電解電容器405,并且通過它變 平滑；另外，當電解電容器405的端電壓增加時，晶體管401導通，強制斷 開晶閘管201,抑制電解電容405的端電壓的增加。因此，該設備是有問題 的，因為當輸出電壓的有效值Vrms被提供給燈泡301時，燈泡因此不會關 斷，但由于輸出電壓被不連續(xù)地輸出，所以燈泡會閃爍。根據如圖34和圖36所示的常規(guī)技術，由于輸出電壓VO的峰值電壓增 加，額定供應電壓有限制的電子設備不能作為負載被引入。圖37是解決這 個問題的電力轉換器。與圖34中的結構相比，電力轉換器進一步包括抑制 輸出電壓VO的峰值電壓的電路系統(tǒng)，包括使發(fā)電機線圈100短路的晶閘管 500、 二極管501和用于控制晶閘管500的齊納二極管502。
根據這種常規(guī)設備，當輸出電壓VO超出被齊納二極管502確定的固定 電壓時，晶閘管500接通，發(fā)電機的輸出被短路到地線，從而使得交流電壓 VA的振幅被控制，晶閘管201的輸出電壓VO的峰值能夠得到抑制。然而，這種常規(guī)設備是有問題的，因為由于有效值Vrms降低，作為負 載相連的電子設備不操作。還有一個問題是，由于發(fā)電機的輸出被短路到地 線，所以電力轉換效率惡化?？紤]到上述問題，本發(fā)明目的在于提供一種電力轉換器和方法， 一種精 確控制輸出電壓至目標電壓但不降低電力轉換效率的三角波產生電路。解決這些問題的技術方案為了解決這些問題，根據本發(fā)明的一種電力轉換器，將從發(fā)電機輸出的 交流電轉換成直流電且提供給負載，包括開關單元，被連接在所述發(fā)電機 的輸出單元和所述負載之間；和控制單元，產生具有恒定峰值電壓的、與從 所述發(fā)'電機輸出的所述交流電的各周期相對應的三角波電壓，產生在預定的 目標電壓與經由所述開關單元提供給所述負載的電壓之間的差分電壓，基于 所述三角波電壓和所述差分電壓控制所述開關單元的導通狀態(tài)。在上述電力轉換器中，所述控制單元包括差分電路，輸入所述預定的目 標電壓和經由所述開關單元提供給所述負載的電壓，并產生它們之間的差分電 壓；和比較電路，比較所述三角波電壓和由所述差分電路產生的差分電壓，并 且，基于比較的結果，產生規(guī)定所述開關單元的導通時間的脈沖信號，并提供 給該開關單元。在上述電力轉換器中，所述控制單元包括電壓產生電路，產生預定電壓； 和選擇電路，基于由所述電壓產生電路產生的預定電壓與由所述差分電路產生 的差分電壓之間的大小關系，選擇所述預定電壓和所述差分電壓中的一個電壓， 并輸出給所述比較電路，并且所述比較電路將從所述選擇電路輸入的預定電壓 或差分電壓與所述三角波電壓進行比較，并且，基于比較的結果，產生規(guī)定所 述開關單元導通時間的脈沖信號，并將所述脈沖信號提供給該開關單元。在上述電力轉換器中，所述控制單元包括計數器電路，對時鐘進行計數， 當計數結果超出閾值時，控制所述選擇電路的輸出，使得所述選擇電路輸出由 所述差分電路產生的差分電壓。在上述電力轉換器中，所述電壓產生電路包括含有電容器和電阻器的CR 電路，并通過存儲在所述電容器中的電荷的放電來產生所述預定電壓。在上述電力轉換器的每一個中，所述控制單元包括負載移除檢測電路， 基于從所述發(fā)電機輸出的交流電壓和所述開關單元的輸出來檢測所述負載的移 除，并且，當檢測到所述負載已被移除時，控制所述選擇電路的輸出，使得所 述選擇單元輸出由所述電壓產生電路產生的預定電壓。在上述電力轉換器的每一個中，所述控制單元包括負載移除檢測電路， 基于從所述發(fā)電機輸出的交流電壓和所述開關單元的輸出來檢測所述負載的移 除，并且，當所述載移除檢測電路檢測到所述負載已被移除時，執(zhí)行用于降低 所述預定的目標電壓的電壓值的操作。上述的電力轉換器進一步包括放大所述差分電壓并提供給所述比較電路的 ;改大電路。在上述電力轉換器中，如果H是所述三角波的波峰值，M是所述放大電路 的放大率，VT是所述目標電壓，W是經由所述開關單元提供給所述負載的電 壓的控制幅度，那么W為從VT到VT+(H/M)范圍內的值。在上述電力轉換器中，所述控制單元作為用于產生所述三角波電壓的裝置， 包括計數單元，對所述發(fā)電機輸出第一周期內的交流電壓波形的半個周期的 時間進行計數；除法單元，以預定值除所述計數單元的累計數；和波形產生單 元，在所迷第一周期之后的第二周期產生階梯狀電壓波形，所述階梯狀電壓波 形每當經過由在所述第 一周期內從所述除法單元獲得的除法結果所表示的時間 后上升預定的電壓，輸出所述階梯狀電壓波形作為所述三角波電壓的波形。在上述電力轉換器中，所述控制單元包括第一充電單元，當所述發(fā)電機 輸出的交流電壓是正周期或負周期時，以具有預定電流值的恒定電流給第 一電 容器充電；第二充電單元，以具有基于所述周期結束時所述第一電容器兩端間 的電壓的電流值的恒定電流給第二電容器充電；和控制單元，基于交流電壓的
周期或所述第二電容器兩端的電壓來終止所述第二充電單元進行的充電，所述 電力轉換器進一步包括三角波產生電路，輸出所述第二電容器兩端間的電壓作 為所述三角波電壓的波形。根據本發(fā)明的 一方面的 一種電力轉換器，將從發(fā)電機輸出的三相交流電轉換成直流電并提供給負載，包括多個開關單元，分別連接在所述發(fā)電機的各 相的輸出單元和所述負載的各端子之間；和控制單元，產生與從所述發(fā)電機輸 出的各相交流電的各周期相對應且具有恒定峰值電壓的三角波電壓，并產生在 預定的目標電壓與經由所述開關單元提供給所述負載的電壓之間的差分電壓， 對各相，基于為其它相產生的三角波電壓和差分電壓，控制與該相的輸出單元 相連的各開關單元的導通狀態(tài)。在上述電力轉換器中，所述控制單元產生與從所述發(fā)電機輸出的W相交流 電的各周期相對應且具有恒定峰值電壓的W相三角波電壓，產生在預定的目標 電壓與經由所述開關單元提供給所述負載的電壓之間的差分電壓，并且，基于 所產生的所述W相三角波電壓和所述差分電壓，控制與U相輸出單元相連接 的各開關單元的導通狀態(tài)；產生與從所述發(fā)電機輸出的U相交流電的各周期相 對應且具有恒定峰值電壓的U相三角波電壓，產生在預定的目標電壓與經由所 述開關單元提供給所述負載的電壓之間的差分電壓，并且，基于所產生的所述 U相三角波電壓和所述差分電壓，控制與V相輸出單元相連接的各開關單元的 導通狀態(tài)；并且產生與從所述發(fā)電機輸出的V相交流電的各周期相對應且具有 恒定峰值電壓的V相三角波電壓，產生在預定的目標電壓與經由所述開關單元 提供給所述負載的電壓之間的差分電壓，并且，基于所產生的所述V相三角波 電壓和所述差分電壓，控制與W相輸出單元相連接的各開關單元的導通狀態(tài)。為了解決上面描述的問題，根據本發(fā)明的一種電源轉換方法，包括經 由連接在發(fā)電機的輸出單元和負載之間的開關單元提供從所述發(fā)電機輸出的交 流電給所述負載的步驟；產生與所述發(fā)電機輸出的交流電的各周期相對應的具 有恒定峰值電壓的三角波電壓的步驟；產生在預定的目標電壓與經由所述開關 單元提供給所述負載的電壓之間的差分電壓的步驟；基于所述三角波電壓和所 述差分電壓控制所述開關單元的導通時間的步驟。根據本發(fā)明的一種三角波產生電路，產生用于在電力轉換器中控制開關元 件的導通狀態(tài)的三角波電壓，所述電力轉換器將從發(fā)電機輸出的交流電轉換成直流電并提供給負載，所述三角波產生電路包括計數單元，對所述發(fā)電機輸出的第一周期的交流電壓波形的半個周期的時間進行計數；除法單元，以預定值除所述計數單元的累計數；和波形產生單元，在所述第一周期之后的第二周 期產生階梯狀電壓波形，其中所述階梯狀電壓波形每當經過由在所述第一周期階梯狀電壓波形作為所述三角波電壓的波形。根據本發(fā)明的一方面的一種三角波產生電路，產生用于在電力轉換器中控 制開關元件的導通狀態(tài)的三角波電壓，所述電力轉換器將從發(fā)電機輸出的交流 電轉換成直流電并提供給負載，所述三角波產生電路包括第一充電單元，當 所述發(fā)電機輸出的所述交流電壓是正周期或負周期時，以具有預定電流值的恒 定電流給第一電容器充電；第二充電單元，以具有基于所述周期結束時所述第 一電容器兩端的電壓的電流值的恒定電流給第二電容器充電；和控制單元，基 于所述交流電壓的周期或所述第二電容器兩端的電壓，終止所述第二充電單元 的充電，所述三角波產生電路輸出所述第二電容器兩端的電壓作為所述三角波 電壓的波形。本發(fā)明的效果根據本發(fā)明，由于按照在輸出電壓和目標電壓之間的差分電壓控制晶閘 管的導通時間，所以能夠將輸出電壓精確地控制在目標電壓而不降低電力轉 換的效率。
圖1為根據本發(fā)明第 一 實施例的電力轉換器的結構和應用實例的圖； 圖2為根據本發(fā)明的第 一 實施例的門控制單元的詳細結構的方框圖； 圖3A為當發(fā)電機低速旋轉時，說明根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換
器操作的波形圖；圖3B為當發(fā)電機高速旋轉時，說明根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換 器操作的波形圖；圖4為說明在三角波產生電路中的三角波產生原理(矩形波產生過程) 的波形圖，該三角波產生電路根據本發(fā)明第一實施例；圖5為說明在根據本發(fā)明第一實施例的三角波產生電路中的三角波產 生原理(傾斜部分產生過程)的波形圖；圖6A為說明根據本發(fā)明的第 一 實施例的放大電路所得到的效果的波形圖；圖6B為說明根據本發(fā)明的第一實施例的放大電路所得到的效果的波形圖；圖6C為說明根據本發(fā)明的第 一 實施例的放大電路所得到的效果的波形圖；圖7為根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換器的第一其它應用實例的圖； 圖8為根據本發(fā)明第 一 實施例的電力轉換器的第二其它應用實例的圖； 圖9為根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換器的第三其它應用實例的圖； 圖10為根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換器的第四其它應用實例的圖；圖11為根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換器的第五其它應用實例的圖；圖12為根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換器的第六其它應用實例的圖；圖13為根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換器的第七其它應用實例的圖；圖14為根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換器的第八其它應用實例的圖；圖15為在本發(fā)明的第一實施例中，當在產生器開始產生電能后，輸出 電壓VO立即過量升高時的一個例子的波形圖；圖16為根據本發(fā)明的第二實施例的門控制單元的詳細結構的方框圖； 圖17為說明根據本發(fā)明的第二實施例的電力轉換器的操作的波形圖； 圖18為根據本發(fā)明的第三實施例的門控制單元的詳細結構的方框圖； 圖19為說明根據本發(fā)明的第三實施例的電力轉換器的操作的波形圖； 圖20為在本發(fā)明第一實施例中，當充電時負載被移除并且充電時間增加時， 一個例子的波形圖；圖21為根據本發(fā)明的第四實施例的門控制單元的詳細結構的方框圖； 圖22為說明根據本發(fā)明的第四實施例的電力轉換器的操作的波形圖； 圖23為根據本發(fā)明的第五實施例的門控制單元詳細結構的方框圖； 圖24為根據本發(fā)明的第六實施例的三角波產生電路的內部結構圖； 圖25為根據本發(fā)明的第六實施例的電容器端電壓隨時間變化的圖； 圖26為根據本發(fā)明的第六實施例的電流值和電壓之間的關系圖； 圖27為在本發(fā)明第六實施例中，當前一周期和當前周期不相同時，一個例子的示例圖；圖28為說明根據本發(fā)明第六實施例的三角波產生電路操作的波形圖； 圖29為根據本發(fā)明第七實施例的電力轉換器的一個結構和應用實例的圖；圖3 0為根據本發(fā)明第七實施例的門控制單元的詳細結構的方框圖； 圖31為說明根據本發(fā)明第七實施例的電力轉換器的操作的波形圖； 圖3 2為說明根據本發(fā)明第七實施例的門控制單元操作的波形圖； 圖33A為說明根據本發(fā)明第七實施例的超前角和延遲角的圖，該圖是 實際測試的結果；圖33B為說明根據本發(fā)明第七實施例的超前角和延遲角的圖，該圖是 實際測試的結果；圖33C為說明根據本發(fā)明第七實施例的超前角和延遲角的圖，該圖是 實際測試的結果；
圖34為常規(guī)的電力轉換器(電池作為負載)的結構圖；圖35A為說明常規(guī)的電力轉換器操作的波形圖；圖35B為說明常規(guī)的電力轉換器操作的波形圖；圖36為常規(guī)的電力轉換器(燈泡作為負載)的結構圖；圖37為常規(guī)的電力轉換器(電子設備作為負載)的結構圖。參考符號IOO為線圏;201, 2071, 2073為晶閘管;300為電池;100， 2070， 2080， 2090， 2100, 2110, 2120, 2130， 2140, 2150為電力轉換器;110， 2072， 2152為門控制單元；1110為電壓轉換電路；1120， 1121為參考電壓產生電 路；1130為差分電路；1140為i丈大電路；1150， 1151， 1152為三角波產生 電路；1160, 1210為比較電路；1220， 1221為限制電壓產生電路；1230為 轉換電路；1240為起動電路；1250為計數回路；1260， 11210為電池移除 檢測電路；11211為選擇單元；11212為1.5V電源；11223為2.5V電源；11500 為恒定電流源；11502為恒定電流源；11501為保持電路；11503為控制單 元；Cl, C2為電容器；II, 12, 13為反相器；Ql， Q2, Q3, Q4, Q5， Q6 為功率MOSFET; Rl, R2為電阻器；SW1, SW2, SW3， SW4為開關。
具體實施方式
以下參照附圖對本發(fā)明進 一 步說明。 第一實施例圖1為根據本發(fā)明第一實施例的電力轉換器1000的結構圖。在圖l中， 與圖34中顯示的常規(guī)設備相同的部分用同樣的參考符號來標識。電力轉換器IOOO將從發(fā)電機線圈IOO輸出的交流電壓VA轉換成輸出 電壓VO，然后將該輸出電壓VO供給構成負載的電池300;電力轉換器1000 包括晶閘管201,門控制單元IIOO，電阻器R1和R2。晶閘管201連接在 發(fā)電機的輸出單元和電池300之間。更具體地說，晶閘管201的陽極和發(fā)電 機線圏100的一端相連接，電池300的正電極和晶閘管201的陰極相連接， 電池300的負電極和地線相連接。用于檢測經由晶閘管201提供給電池300的正電極的輸出電壓VO的電 阻器Rl和R2串聯(lián)在晶閘管201和地線之間。當輸出電壓VO被這些電阻 分壓時所獲得的電壓VR出現(xiàn)在電阻Rl和R2之間的連4妄點P處。門控制 單元1100的輸入單元和連接點P相連接，門控制單元1100的輸出單元和晶 閘管201的珊電極相連。圖2為門控制單元IIOO的詳細結構圖。門控制單元IIOO控制晶閘管201的導通，門控制單元1100包括電壓 轉換電路1110、參考電壓產生電路1120、差分電路1130,放大電路1140、 三角波產生電路1150和比較電路1160。電壓轉換電路1110將出現(xiàn)在連接 點P處的電壓VR轉換成電壓VR，， VR，指VR的有效值或平均值；電壓壽爭 換電路1110的輸入單元和連接點P相連接，電壓轉換電路1110的輸出單元 和差分電路1130的一個輸入單元相連接。電壓VR，與提供給電源300的輸 出電壓VO相對應，并且被認為是輸出電壓VO的檢測值。電壓VR，指電壓VR的有效值還是平均值是根據設備的利用方式來提前 適當地確定。如果設備被用來使得輸出電壓VO的有效值很重要，那么電壓 轉換電路1110輸出電壓VR的有效值，反之，如果輸出電壓VO的平均值 很重要，那么電壓轉換電路1110輸出電壓VR的平均值。當然，電壓VR 可以不轉換成電壓VR，就輸出，也可以轉換成不同于有效值和平均值的一個 數值?？梢允褂贸Ｒ?guī)技術來產生電壓VR的有效值和平均值。參考電壓產生電路1120產生一個給電池300充電的目標電壓VT，它的 輸出單元和差分電路1130的另一輸入單元相連接。該目標電壓VT的重要 性已經^皮說明。差分電路1130產生電壓VR，和目標電壓VT的差分電壓VD (=VR，-VT)，差分電路1130的輸出單元和放大電路1140的輸入單元相連。放大電路1140將放大系數(放大因數)M(〉0)乘以差分電壓VD,并輸 出比差分電壓VD放大了 M倍的差分電壓VD，；放大電路1140的輸出單元 和比較電路1160的輸入單元相連接。三角波產生電路1150產生與從發(fā)電機 線圈100輸出的交流電壓VA的各周期相對應的三角波電壓VB，三角波產 生電路1150的輸出單元和比較電路1160的另一輸入單元相連接。在本發(fā)明的這個實施例中，如圖3所示，三角波電壓VB與交流電壓 VA的正相的周期時段相對應，三角波電壓VB具有這樣的波形，當交流電 壓VA從負相變?yōu)檎鄷r，該波形從OV這個基點以不變的斜率增長，當交 流電壓VA從正相變?yōu)樨撓鄷r，該三角波電壓VB變?yōu)?V。三角波電壓VB 的峰值Vp在各周期時段都是不變的。三角波VB的產生原理后面再作說明。比較電路1160將三角波電壓VB與差分電壓VD，進行比較，輸出脈沖 信號VSCR,該脈沖信號的電平與VB和VD，的大小關系一致。在本實施例 中，在三角波電壓VB大于差分電壓VD，的時間間隔內，脈沖信號VSCR處 于高電平，反之，處于低電平。脈沖信號VSCR供給晶閘管201的珊電極。接下來，將參照圖3到圖6說明電力轉換器1000的操作。圖3A是發(fā)電機低速旋轉時的例子，圖3B是發(fā)電機高速旋轉時的例子， 發(fā)電機的旋轉的初始狀態(tài)是停止的，下面從初始狀態(tài)按順序說明。如果發(fā)電機的旋轉處于停止狀態(tài)，則發(fā)電機線圈IOO就產生不了電能， 那么交流電壓VA為OV,電力轉換器IOOO處于不帶電的狀態(tài)。當負載不是 電池(例如當負載是燈泡)時，這時在連接點P處的電壓VR也為OV,由 此，差分電壓VD和差分電壓VD，為負值。因此，在初始狀態(tài)時，三角波電 壓VB高于差分電壓VD，，比較電路1160發(fā)送高電平的脈沖信號VSCR給 晶閘管201的珊極。當負載是電池時，因為沒有供應交流電VA的正相，電 壓VR在連接點P處為低，三角波電壓VB同樣比差分電壓VD，高，比較電 路1160發(fā)送高電平的脈沖信號VSCR給晶閘管201的珊極。當發(fā)電機從初始狀態(tài)開始產生電能時，從發(fā)電機輸出的交流電壓VA作 為經由處于接通狀態(tài)的晶閘管201的輸出電壓VO提供給電池300,電池300 開始充電。當發(fā)電機輸出交流電壓VA時，三角波產生電路1150在交流電 VA的各周期產生三角波。隨著輸出電壓VO增加，在連接點P處的電壓VR也隨之增加。隨著電 壓VR增加，由電壓轉換電路1110輸出的電壓VR，也增加。差分電路1130 輸入由參考電壓產生電路1120產生的目標電壓VT和從電壓轉換電路1110 輸出的電壓VR，，然后輸出它們的差分電壓VD。放大電路1140將差分電壓 VD放大M倍，并將差分電壓VD，(-MxVD)提供給比較電路1160。當電壓VR，超過目標電壓VT，從差分電路1130輸出的差分電壓VD轉 變成一個正值，輸入差分電壓VD的放大電路1140的輸出電壓VD，也是一 個正值。使用放大電路1140將差分電壓VD放大M倍的重要性在后面將進 行說明。如圖3A所示，差分電壓VD，轉變成正值的結果是差分電壓VD，的 波形與三角波電壓VB的波形相交，產生一個三角波電壓VB高于差分電壓 VD，的時間間隔，并且當三角波電壓VB低于差分電壓VD，時也產生一個時 間間隔。比較電路1160將差分電壓VD，與三角波電壓VB進行比較，基于比專交 的結果，產生脈沖信號VSCR來規(guī)定晶閘管201的導通時間。在三角波電壓 VB高于差分電壓VD，的時間間隔內，比較電路1160提供高電平月永沖信號 VSCR給晶閘管201的珊電極，在三角波電壓VB低于差分電壓VD，的間隔 內，比較電路1160提供低電平脈沖信號VSCR給晶閘管201的珊電極。晶閘管201的珊電極輸入脈沖信號VSCR，當脈沖信號VSCR轉變成高 電平時，晶閘管201接通。隨著脈沖信號VSCR下降到低電平，當交流電壓 VA轉變成負電壓時，晶閘管201轉換成反偏壓并斷開。也就是說，晶閘管 201在三角波電壓VB高于差分電壓VD，的時間間隔內接通，其它的時間間 隔斷開。因此，電壓轉換電路1110基于由三角波產生電路1150產生的三角 波電壓VB和/人;改大電路1140輸出的差分電壓VD，來控制晶閘管201的導 通狀態(tài)。當晶閘管201接通時的時間間隔，也就是當三角波電壓VB高于差分電 壓VD，的時段，依賴于差分電壓VD，的電平，而差分電壓VD，的電平又依賴 于與相對于目標電壓VT的輸出電壓VO的電平。所以，如果輸出電壓VO 比較高，那么差分電壓VD，也比較高，因此三角波電壓VB高于差分電壓
VD，的這些時段就減少，同樣，當晶閘管201接通時，這些時段也減少。結 果，輸出電壓VO向目標電壓VT下降。相反地，如果輸出電壓VO比較低，那么差分電壓VD，的電平也比較低， 因此三角波電壓VB高于差分電壓VD ，的這些間隔就增加，同樣當晶閘管2 01 接通時，這些時段也增加。結果，輸出電壓VO向目標電壓VT升高。因此， 在發(fā)電機產生的交流電壓VA的各周期，晶閘管201的導通時段被控制，使 得輸出電壓VO穩(wěn)定在目標電壓VT。雖然上面的例子描述的是當發(fā)電機低速旋轉時的情形，當發(fā)電機高速旋 轉時，如圖3B所示，因為從發(fā)電機輸出的交流電壓VA的振幅增大，頻率 也增大，并且，盡管三角波電壓VB的上升率增大，但在其它方面晶閘管201 的操作和圖3A所示的發(fā)電機低速旋轉時是一樣的，晶閘管201由門控制以 便輸出電壓VO穩(wěn)定在目標電壓VT。接下來，將參照圖4和圖5來說明在三角波產生電路1150中產生三角 波電壓VB的原理。因為從發(fā)電機輸出的交流電頻率通常不會突然改變，前一周期的波形和 當前周期的波形被認為幾乎是一樣的。例如，在圖4中，如果波形2被當作 當前波形，波形2的半個周期T2和前一周期的波形1的半個周期Tl幾乎 是一樣的。利用這些特征，通過以下步驟產生三角波電壓VB。步驟l:如圖4所示，在波形l的周期內，矩形波S由從發(fā)電機輸出的 交流電壓VA產生。與波形1相對應的矩形波S的半個周期與交流電壓VA 在波形1的周期內的半個周期T1相匹配。步驟2:對矩形波S的半個周期T1的時間進行計數。步驟3:以預定的分辨能力n除半個周期Tl的時間的累計數，得到時 間tl(=Tl/n)。分辨能力n是規(guī)定三角波電壓VB斜坡平滑度的量，分辨能力 n越高，三角波電壓VB的斜坡就越平滑。步驟4:以規(guī)定的分辨能力n除三角波電壓VB的峰值電壓Vp,得到電 壓vl(=Vp/n)。步驟5:如圖5所示，在下一周期的波形2的上升點(開始計算T2的 點)，三角波電壓VB增加電壓vl,并且在時間tl內三角波電壓VB 4呆持 不變。步驟6:在同一波形2的周期內，當時間tl過后，三角波電壓VB又增 加vl;重復n次來得到一個如圖5所示的階梯狀波形，該波形與波形2的 周期的三角波電壓的傾斜部分相對應。增大分辨能力n的值，階梯狀波形就 更平滑，就能夠獲得更優(yōu)的三角波。通過以上步驟，交流電壓VA的前一周期的波形用來產生與交流電壓 VA的各周期相對應的三角波電壓，并且具有一個峰值電壓為常量Vp的電 壓波形。利用上面描述的三角波電壓產生原理的三角波產生電路1150產生三角 波電壓，用來控制電力轉換器中的晶閘管201的導通時間，該三角波產生電 路可能由例如計數器單元、除法單元和波形產生單元組成。計數器單元對由 發(fā)電機輸出的第 一 周期的交流電壓波形的半個周期的時間(例如圖4中的波 形1的周期內的時間Tl)進行計數。除法單元以預定的分辨能力n(預定值) 除計數器單元的累計數。在第一個周期之后的第二個周期(例如圖4中的波 形2的周期)，波形產生單元在每當時間tl過后以上升預定的電壓vl而產 生一個階梯狀電壓波形，時間tl在第一周期內從除法單元獲得。階梯狀電 壓波形作為三角波電壓輸出。接下來將利用圖6說明引入放大電路1140的技術意義。 圖6A為當放大電路1140的放大因數即放大系數M為1時，三角波電 壓VB與差分電壓VD，(-VD)之間的關系。在圖6A中，時間間隔Wl表示當 三角波電壓VB超出差分電壓VD，也即晶閘管201接通時的時段。圖6B為 當放大系數M設置為2時，三角波電壓VB與差分電壓VD，(2xVD)之間的 關系。如圖6B所示，當通過設置放大系數M為2而使差分電壓VD放大2 倍時，與晶閘管201接通狀態(tài)相對應的時間間隔W2是圖6A中所示的時間
間隔W1兩倍的波動量；因此，脈沖信號VSCR的響應量(靈敏度)為輸出 電壓VO的波動量的兩倍。如圖6C所示，這相當于當放大系數M為1時關于差分電壓VD，(=VD) 的三角波電壓峰值相對減少到l/2(VB/2)，并且表明控制幅度已經減半。因 此，通過引入放大電路1140并且將差分電壓VD放大M倍，輸出電壓VO 的控制幅度被相對減少到1/M,使輸出電壓VO能夠被精確地控制在目標電 壓VT。三角波電壓VB的高度H (=峰值電壓Vp)、放大系數M、目標電壓 VT和輸出電壓VO的控制幅度W之間的關系是使得W的值在從VT到 VT+(H/M)范圍內變化。所以，當實施電力轉換器時，根據所期望的控制幅 度W和目標電壓VT，恰當地設置三角波電壓VB的最大值和放大系數M來 滿足上述關系。接下來，將參照圖7到圖14來說明電力轉換器1000的應用實例。各個 應用實例將根據參照圖l到圖6描述的門控制原理作為其基本原理。如圖7所示的電力轉換器2070有一個以燈泡為負載的開路控制結構， 并且包括晶閘管2071和門控制單元2072。晶閘管2071的陽極連接到燈泡L， 陰極連接到發(fā)電機的線圈100。因此，晶閘管2071的導通性被從發(fā)電機輸 出的交流電壓VA的負相的各周期所控制。如圖8所示的電力轉換器2080有一個以燈泡為負載的短路控制結構。 如圖9所示的電力轉換器20卯也有一個以燈泡為負載的短路控制結構。在 圖l中的較早的例子中，負載的導通時段被控制，而在本例子中，負載的非 導通時段被控制(被短路控制)。在圖10中，電力轉換器2100的構成為以 電池301和電阻302為負載執(zhí)行單相半波開路控制。在圖ll中，電力轉換 器2110的構成為以電池和電阻為負載執(zhí)行單相全波開路控制。如圖12所示 的電力轉換器2120執(zhí)行單相全波短路控制。如圖13所示的電力轉換器2130 執(zhí)行三相全波開路控制。如圖14所示的電力轉換器2140執(zhí)行三相全波短路 控制。本發(fā)明并不限于以上描述的實施例，本發(fā)明可能不背離它的要點而進行 修改。例如，如圖l到圖6所示的實施例，僅僅從發(fā)電機輸出的交流電的正相 成分經由晶閘管201供給負載，發(fā)電機的輸出被進行了半波整流，這些都不 受本發(fā)明的限制，通過類似地對從發(fā)電機輸出的交流電壓的負相成分進行半 波整流來執(zhí)行全波整流也是可能的。此外，雖然圖l到圖6所示的實施例對單相交流電進行轉換，但它也可 以適用于對多相交流電進行轉換。此外，雖然如圖1到圖6所示的實施例控制供應電能給負載的晶閘管 201的接通時間，但是該結構可能是控制使發(fā)電機短路的晶閘管的接通時間 的結構。此外，雖然圖1到圖6所示的實施例提供放大電路1140來增加上述被 說明的晶閘管201的門控制的靈敏度，如果輸出電壓VO的控制幅度是足夠 的，那么放大電路1140也可以省略。再者，雖然如圖1到圖6所示的實施例提供電壓轉換電路1110,但當 控制直流電時它可以省略。實施例2在本實施例中，在根據第一實施例的電力轉換器1000中，電壓轉換電 路1110的結構被進一步改進。在第一個實施例中，在發(fā)電機開始發(fā)電之后，存在輸出電壓VO迅速過 量增加的情況。圖15是這種情況的特定例子。在圖15的例子中，左側是發(fā) 電機的發(fā)電開始時間。如圖15所示，因為當發(fā)電機開始發(fā)電時差分電壓VD， 比較小，所以存在長的脈沖信號VSCR處于高電平(接通)的時段。結果， 交流電壓VA提供給電池300的時間(充電時間)就變得比較長。雖然輸出 電壓VO會由于交流電壓V供應給電池300而增加，但在長充電時間期間， 它增加得相當大，并且如圖15所示變得過量。如圖15所示的交流電壓VA的振幅的波動表明發(fā)電機的輸出是不穩(wěn)定 的。 一般來說，如圖15所示，發(fā)電機的輸出在啟動時經常是不穩(wěn)定。也就 是說，扭曲的波形表明當晶閘管201接通時，發(fā)電機的輸出被固定住了。在本實施例中，限制電壓VL被另外引入到電壓轉換電路1110的結構 中，使得輸出電壓VO增加得不是非常大。限制電壓VL限制充電時間的最 大值。以下，將對此進行詳細的說明。圖16是根據本實施例的門控制單元1100的詳細結構圖。在圖16中， 與根據第一實施例(圖2)的門控制單元的結構相同的組成部分以同樣的參 考符號來標識。如圖16所示，根據本實施例的門控制單元1100包括電壓轉換電路1110、 參考電壓產生電路1120、差分電路1130、方丈大電路1140、三角波產生電路 1150和比較電路1160,還進一步包括比較電路1210、限制電壓產生電路 1220、開關電路1230、起動電路1240和計數器電路1250。在本實施例中，放大電路1140的輸出單元與比較電路1210和開關電路 1230的輸入單元相連接。這樣，差分電壓VD，被輸入比較電路1210和開關 電路1230。限制電壓產生電路1220產生一個具有預定電壓值的限制電壓VL,它的 輸出單元與比較電路1210和開關電路1230的輸入單元相連接。因而限制電 壓VL也輸入給比較電路1210和開關電路1230。比較電路1210和開關電路1230起到了選擇電路的作用基于由限制電 壓產生電路1220產生的限制電壓與由差分電路l 130所產生的差分電壓之間 的大小關系，選擇限制電壓和差分電壓中的一個，并將它輸出給比較電路 1160。更具體地說，開關電路1230包括用于將輸入到其中的差分電壓VD， 和限制電壓VL中的一個輸出給比較電路1160的開關。比較電路1210比較 輸入的差分電壓VD，和限制電壓VL的大小。然后，它按照比較的結果控制 開關電^各1230的開關。更確切地說，它將差分電壓VD，與限制電壓VL中 比較大的一個輸出給開關電路1230。起動電路1240的輸出單元和限制電壓產生電路1220的輸入單元相連 接。起動電路1240監(jiān)視輸入三角波產生電路1150的交流電壓VA,并且， 當交流電壓VA開始被輸入時，它輸出一個開始信號給限制電壓產生電路 1220來使它開始產生限制電壓VL。計數器電路1250的輸出單元與比較電路1210的輸入單元相連接。與起 動電路1240相似，計數器電路1250監(jiān)視輸入給三角波產生電路1150的交 流電壓VA,并且，當交流電壓開始被輸入時，開始由未示出的振蕩器所產 生的時鐘計數。當計數器值超出預定的閾值時，計數器電路1250控制比較 電路1210使得其后開關電路1230總是輸出差分電壓VD，。更具體地，它輸 出一個差分電壓VD，選擇命令信號給比較電路1210。當輸入開始信號時，限制電壓產生電路1210開始輸出限制電壓VL。當 差分電壓VD，選擇命令信號被輸入，比較電路1210其后總是輸出差分電壓 VD'給開關電路1230。接著，將參照圖17來說明根據本實施例的門控制單元IIOO的操作。同樣地，在圖17中的例子中，左側是發(fā)電機的發(fā)電開始時間。當發(fā)電 機開始發(fā)電時，交流電壓VA開始輸入三角波產生電路1150。起動電路1240 檢測到這種情況后，開始輸出限制電壓VL給限制電壓產生電路1220。盡管限制電壓VL的電壓值應該通過測試等適當確定，但經常使用三角 波電壓VB最大值的大約2/3的值作為限制電壓VL的電壓值。如果限制電 壓具有這個近似的電壓值，隨即在發(fā)電機開始發(fā)電之后，限制電壓VL的值 具有一個與差分電壓VD，相比較大的值。因此，三角波電壓VB和限制電壓 VL將被輸入給比較電路1160。由于在三角波電壓VB高于限制電壓VL時 的時間間隔內比較電路1160輸出脈沖信號VSCR的高電平，否則輸出低電 平，所以如圖17所示的脈沖電壓VSCR在高電平的時間(充電時間)比圖 15所示的脈沖電壓VSCR在高電平的時間要短一些，而在圖15中差分電壓 VD，輸入比較電路1160。這會阻止輸出電壓VO大幅度地上升，也會阻止輸 出電壓VO過多地增加。然而，對于上面的結構，可能存在當差分電壓VD，相比限制電壓VL不 再有任何進一步增加的情況。由于電池300變舊，或者一些像這樣的原因， 輸出電壓VO可能不會增加；然而，因為比較電路1210根據計數器電路1250 被控制，使得預定的時間過后，開關電路1230總是輸出差分電壓VD，，所 以即使在這種情況下，輸出電壓VO也能夠被適當地增加。如上所述，當發(fā)電機開始發(fā)電時，本實施例會阻止輸出電壓VO的大幅 度地上升，同時會確保輸出電壓VO其后^f皮適當地增加。實施例三本實施例是根據第二實施例的門控制單元1100的改進。 在第二實施例中，計數器電路1250控制比較電路1210使得在輸出電壓VO—直沒有被適當地增加時，輸出電壓VO會適當地增加，而第三實施例通過控制限制電壓VL來實現(xiàn)。圖18是根據本實施例的門控制單元U00的詳細結構圖。在圖18中，與根據第二實施例(圖16)的門控制單元1100相同的組成部分用同樣的參考符號來標識。參考電壓產生電路1120、差分電路1130、放大電路1140、三角波產生電路 1150、比較電路1160、比較電路1210、限制電壓產生電路1221、開關電路 1230和起動電^各1240。盡管沒有顯示在圖18中，但限制電壓產生電路1221包括一個由電容器， 電阻器和開關所組成的CR電路。限制電壓VL的電荷提前存儲在電容器中。 開關與CR電路和限制電壓產生電路1221的輸出單元相連接，并且在初始 狀態(tài)時它是斷開的。當開始信號輸入時，開關接通，電容器開始放電。由放 電產生的電壓作為限制電壓VL輸出給比較電路1210和開關電路1230。從 限制電壓產生電路1221輸出的限制電壓VL的電壓值由于瞬變現(xiàn)象而不斷 地減少，最后變?yōu)?。接下來，將參照圖19來說明根據本實施例的門控制單元1100的操作。 在圖19的例子中，同樣地，左側是發(fā)電機的發(fā)電開始時間。當發(fā)電機 開始發(fā)電時，交流電VA開始輸入三角波產生電路1150。起動電路1240檢 測到這種情況，開始輸出限制電壓VL給限制電壓產生電路1220。如已經提及的，從限制電壓產生電路1220輸出的限制電壓VL的電壓 值不斷地減少。如果限制電壓VL開始被設置成一個足夠大的值，那么將防 止輸出電壓VO大幅度地增加。隨著限制電壓VL減少，差分電壓VD，變得 很可能超過限制電壓VL,然而，即使輸出電壓VO因為電池300變舊或者 一些像這樣的原因，不再充分地增加，適當地增加輸出電壓VO也將是可能 的。如上所述，本實施例能夠在發(fā)電^/L開始發(fā)電時防止輸出電壓VO大幅度 地上升，并且能夠保證輸出電壓VO其后適當地增加。 實施例四本實施例進一步改進了根據第二實施例的電力轉換器1000中的門控制 單元1100的結構。當負載(電池300 )在充電期間被移除時充電時間增加，第一實施例是 有問題的。圖20是這種情況的特定例子。如圖20所示，當電池300被移除 時，如果脈沖信號VSCR是高電平，那么不變的交流電壓VA作為輸出電壓 VO。另一方面，如果脈沖信號VSCR是高電平，那么輸出電壓VO為O。因 此，電壓VR的有效值VR，不斷地減少，差分電壓VD，也不斷地減少。結果， 如圖20所示，充電時間(當脈沖信號VSCR在高電平的時段)不斷地增加。然而，在電池30(M皮移除以后充電是無意義的。因此，本實施例4企測電 池300凈皮移除，然后在那時激活限制電壓，從而阻止因為電池300凈皮移除而 增加充電時間。圖21是根據本實施例的門控制單元IIOO的詳細結構圖。在圖21中， 與根據第二實施例(圖16)的門控制單元的組成部分相同的組成部分用同 樣的參考符號標識。參考電壓產生電路1120、差分電路1130、放大電路1140、三角波產生電路
1150、比較電路1160、比較電路1210、限制電壓產生電路1220、開關電路 1230、起動電路1240、計數器電路1250以及電池移除檢測電路1260。電池移除檢測電路1260的輸出單元與比較電路1210的輸入單元相連 接。電池移除檢測單元126(H企測到電池300已經被移除。更具體地，它監(jiān) -現(xiàn)交流電壓VA和;渝出電壓VO，并且，當輸出電壓VO為0而交流電壓VA 為負值(當交流電源VA在負周期時)時，它4企測到電池300移除。當它才企 測到電池300移除時，它產生電池移除檢測信號，并將它輸出給比較電路 1210。當比較電路1210收到電池移除檢測信號時，即使比較電路1210使開關 電路1230在該時刻總是輸出差分電壓VD，，比較電路1210其后根據輸入的 差分電壓VD，與限制電壓VL的比較結果來控制開關電路1230。更具體地， 它4吏開關電3各1230輸出差分電壓VD，與限制電壓VL中比較大的一個。接下來，將參照圖22來說明根據本實施例的門控制單元1100的操作。如圖22所示，當電池被移除時，在交流電壓VA的負周期，輸出電壓 VO變?yōu)镺。電池移除檢測電路1260檢測到這種狀態(tài)。正如已經被描述的， 然后它激活限制電壓VL。限制電壓VL限制充電時間的最大值，如圖22所 示，這些處理防止止充電時間的增加。如上所述，本實施例防止由于移除電池造成的充電時間的增加。第五實施例如第四實施例所述，本實施例防止由于移除電池造成的充電時間的增 加，但是與第四實施例的不同之處在于本實例是通過減少目標電壓VT來 實現(xiàn)的。以下，將對此進行詳細的描述。圖23是根據本實施例的門控制單元IIOO的詳細結構圖。在圖23中， 與根據第一實施例(圖2)的門控制單元1100結構相同的組成部分用同樣 的參考符號來標識。如圖23所示，根據本實施例的門控制單元1100包括電壓轉換電路 1110、參考電壓產生電路1121、差分電路1130、放大電路1140、三角波產 生電路1150和比較電路1160。參考電壓產生電路1121包括電池移除4企測 電路11210、選擇單元11211、 1.5V電壓源11212和2.5V電壓源11223。在 接下來的說明中，第一實施例的目標電壓VT是2.5V。電池移除檢測電路11210的輸出單元與選擇電源11211的輸入單元相連 接。電池移除檢測電路11210檢測電池300是否被移除。更具體地，它監(jiān)視 電流電壓VA和輸出電壓VO，并且，當輸出電壓VO為0而交流電壓VA 為負值(當交流電源VA在負周期時)時，它^f企測到電池30(M皮移除。當它 檢測到電池300被移除，它產生電池移除4企測信號，并將它輸出給選擇單元 11211。選擇單元11211與IV電壓源11212和2.5V電壓源11223相連，通常 將從2.5V電源11223輸出的2.5V電壓作為目標電壓VT輸出給差分電路 1130。當電池移除檢測信號被輸入時，選擇單元11211其后將從IV電源 11212輸出的IV電源作為目標電壓VT輸出給差分電路1130。結果，由于 目標電壓VT下降，所以根據VR，-VT的值確定的VD，的值增加，縮短了充 電時間。如上所述，本實施例防止了由于移除電池造成的充電時間的增加。 第六實施例本實施例是根據第一實施例的門控制單元1100中的三角波產生電路 1150的改進。根據第一實施例的三角波產生電路1150根據在三角波電壓VB上的增 加獲得具有階梯形狀的斜邊的三角波，而本實施例的三角波產生電路1150 獲得具有一個平滑的斜邊的三角波。在本實施例中，如在第一實施例中一樣， 從發(fā)電機輸出的交流電壓的頻率并不總是突然改變，從而使得前一周期的波 形與當前周期的波形被認為幾乎是一樣的。圖24根據本實施例的三角波產生電路1150的內部結構圖。如圖24所 示，三角波產生電路1150包括恒定電流源11500、保持電路11501、恒定電 流源11502、控制單元11503、開關SW1到SW4和電容器Cl和C2。
恒定電流源11500、控制單元11503、開關SW1和SW2作為第一充電 單元以具有預定的電流值的恒定電流給電容器Cl充電，而從發(fā)電機輸出的 交流電壓位于正周期或者負周期(在這種情況下是正周期)。當上述周期結 束時，保持電路11501、恒定電流源11502、控制單元11503、開關SW3和 S W4作為第二充電單元以恒定電流給電容器C2充電，該恒定電流的電流值 基于電容器Cl的端子之間的電壓。另外，控制單元11503作為控制單元基 于交流電壓的周期和電容器C2的端子之間的電壓來終止第二充電單元進行 的充電。在通過第二充電單元充電期間，三角波產生電路1150輸出電容器 C2的端子之間的電壓作為三角波電壓的波形。以下，將詳細說明組成元件 的處理。恒定電流源11500與開關SW1的一端相連。開關SW1的另一端與電容 器Cl和開關SW2的一端相連。電容器Cl的另一端連接到地線。開關SW2 的另外一端與保持電路11501相連。保持電路11501也和恒定電流源11502 相連接。恒定電流源11502與開關SW3的一端相連，開關SW3的另一端與電容 C2和開關S24的一端相連接。電容C2的另一端連接到地線。開關SW3的 另一端組成三角波產生電路1150的輸出端。恒定電流源11500產生其電流值固定在Ic的電流，并流到開關SW1的 一端?？刂茊卧?1503才艮據交流電壓VA和由三角波產生電^各1150產生的三 角波電壓VB的值對開關SW1到SW4進行切換。更具體地，當交流電壓 VA是正值時，控制單元11503接通開關SW1和SW3，并且斷開SW2和SW4。 當交流電壓VA不是正值時，控制單元11503接通開關SW2和SW4,并且 斷開SW1和SW3。然而，當三角波電壓VB的波峰值達到后面描述的目標 電壓Vo時，無"i侖交流電壓VA的值如^"可，控制單元11503斷開開關SW3, 并且接通開關SW4。 由于通過控制單元11503控制的開關SW1和SW2的操作，當交流電 壓VA是正值時，電容器Cl以電流Ic被充電。電容器(靜電容量C)的充電電流I與它的端子之間的電壓V(t)之間的關 系由方程式(1)來一般表達。這里，t是充電時間。方程式1<formula>formula see original document page 31</formula>(1)如方程式(1)所示，如果L為交流電壓VA是正值的時間，如圖25 所示，在時間T,之后的電容器C1的端子之間的電壓Vi用方程式(2)來表 示。方程式(2)表示時間T,可以被變換成電壓這里，電容器C1和電 容器C2的靜電容量為C。方程式2<formula>formula see original document page 31</formula>(2)由于開關SW1和開關SW2的操作，當交流電壓VA不再是正值時，電 容器Cl開始放電。由于開關SW2的操作，；汰電電流被輸入保持電路11501。 保持電路11501通過接收電容器Cl的放電電流而獲得前一周期的電壓Vp 然后保持住它。恒流電源11502產生一個從方程式(3)中獲得的具有恒定電流值/。的 電流，并流到開關SW3的一端。 方程式3<formula>formula see original document page 31</formula>這里a是由方程式(4)表示的系數。順便提及，v。是三角波電壓峰值 電壓(波峰值)的目標值，例如5V。方程式4 <formula>formula see original document page 32</formula> (4)
圖26是方程式(3)和方程式(4)顯示的電流值/。和電壓V,的關系。 如圖26所示，當電壓Vi的大小波動時，從方程式(3)計算出來的電流/。超 過恒定電流源11502所能產生的電流的/。皿的最大值和最小值/皿^;因此，
三角波產生電路1150優(yōu)選在不超出這些電平的范圍內使用。
當交流電壓VA從負值變成正值時，由于開關SW3和SW4被控制單元 11503所控制，電容器C2開始以電流值/。被充電?？偟膩碚f，當具有恒定
電流值的電流流到電容器時，在電容器的端子之間的電壓按照恒定電流值的 大小以恒定增長率增加。利用電容器的這個特性，當以電流值/。給電容器 C2充電時，電容器C2的端子之間的電壓V2作為三角波電壓VB輸出。
當充電時間是T2時，電容器C2的端子之間的電壓V2利用方程式(1 ) 到方程式(4)以下列方程式(5)來表達。
方程式5
<formula>formula see original document page 32</formula> (5)
電容器C2的充電時間T2是從開關SW3接通且開關SW4斷開直到開 關SW3斷開且SW4接通的時間。這對應于交流電壓VA是正值的時間。如 上所述，由于從發(fā)電機輸出的交流電壓的頻率經常不會突然改變，前一周期 的波形與當前周期的波形^^認為幾乎是一樣的；因此，Tl和T2能夠祐j人為 是相等的。結果，方程式(5)被進一步修改成方程式(6)。
方程式6
K2 = r。 (6)
這些步驟產生一個具有平滑斜邊的三角波電壓VB,并且使目標電壓V0 作為它的峰值電壓。它的周期是T1。
更嚴格地說，還有前一周期與當前周期不一樣的情況。圖27是這種情 況的例子的示例圖。如圖27顯示的例子中，為了方便，除了電池300作為
負載，燈泡也作為負載。如圖27所示，電池充電引起的波形扭曲和延遲以 及燈泡點亮引起的延遲在輸入負載的交流電壓中產生。
當前一周期比當前周期長時，即當丁2>1\時，根據方程式(5),三角 波電壓VB的電壓值在充電時間結束時沒有達到目標電壓Vo。既然這樣，當 三角波電壓VB的電壓值達到目標電壓Vo時，不管交流電壓VA的值如<可， 控制單元11503都斷開開關SW3并且接通開關SW4，從而在三角波電壓VB 的電壓值達到目標電壓Vo時，終止輸出三角波電壓VB。
在發(fā)電機的輸出變得穩(wěn)定之后，控制單元11503計算在此之前的幾個周 期的平均值，并且在當前周期的三角波輸出開始后過了一段時間達到了計算 出的平均周期的時刻終止三角波電壓VB的輸出(斷開開關SW3和接通開關 SW4),如果這樣的話也是有效的。這能夠減少發(fā)電機的輸出周期中的突然 改變對三角波電壓的輸出周期的影響。
接下來，將參照圖28示出的例子對根據本實施例的三角波產生電路 1150的操作進行說明。
圖28是在發(fā)電機開始發(fā)電之后的交流電壓VA的六個周期內，電容器 Cl兩端的電壓波形(Cl電壓波形)和電容器C2兩端的電壓波形(C2電壓 波形)。圖28中，當交流電壓VA是正值時，矩形波電壓VA，是高電平，當 交流電壓VA是負值時，矩形波電壓VA，是低電平，并且為了說明目的而假 設引入了矩形波電壓VA，。
當發(fā)電機開始發(fā)電，開關SW1接通，開關SW2斷開，電容器C1以恒 定電流Ic開始充電。如果正周期是T"^3-t!)，基于方程式(2)，電容器C1 兩端之間的電壓Vn為Vu-IcT"C。保持電路11501保持電壓Vu，并使恒 定電流源11502產生一個具有由方程式(3)表示的恒定電流值/。。
在時間t4,交流電壓VA的下一個正周期開始。另外，開關SW3接通， 開關SW4斷開，由此，電容器C2開始充電，三角波電壓VB開始被輸出。 在圖28中，因為第二個正周期的周期丁2短于第一個正周期的周期Tl,所
以沒有達到目標電壓Vo(在本例子中是5V)的情況下，在時間t5(=t4+T2)，開 關SW3斷開，開關SW4接通，三角波電壓VB的輸出終止。
在起始狀態(tài)(在時間^之前)被保持電路11501保持的電壓值沒有確定。 在圖28的例子中，這個電壓具有極高的值，在時間ti過去之后不久，在時 間t2終止三角波電壓VB的輸出。
時間ts之后，同樣地，三角波電壓VB開始輸出，并且，如圖28所示， 當發(fā)電機的輸出開始穩(wěn)定時，三角波的周期和峰值電壓也變得穩(wěn)定。
根據本實施如上所述，能夠獲得具有平滑斜邊的三角波，并且自從開始 輸出三角波起，當與交流電壓VA的前一周期相等的時間過去之后，它的電 壓能夠被控制到目標電壓Vo。
第七實施例
本實施例將根據第一實施例的電力轉換器1000應用在執(zhí)行三相全波整 流的電^各中。
在圖29中，電力轉換器2150被配置為例如使用電池300和負載303作 為它的負載來控制三相全波整流，它包括功率金屬氧化物半導體場效應晶體 管(MOSFET) Ql到Q6、反相器II到13和門控制單元2152。本實施例中 利用功率M0SFETQ1到Q6作為開關單元。
功率M0SFETQ1到Q6的源極與由包括線圈IOO的三相交流電發(fā)電機 產生的U相輸出、V相輸出、W相輸出相連接。功率M0SFETQ1到Q6的 漏極與門控制單元2152、電池300以及負載303的正側相連接，它們的珊 極與門控制單元2152相連接。
圖30是門控制單元2152的詳細結構圖。在圖30中，與根據第一實施 例的門控制單元1100 (圖2)相同組成部分用同樣的參考符號來標識。
如圖30所示，門控制單元2152包括電壓轉換電路1110、參考電壓 產生電路1120、差分電路1130、放大電路1140、三角波產生電路1151-W、 三角波產生電路1151-U、三角波產生電路1151-V、三角波產生電路1152-W、 三角波產生電路1152-U、三角波產生電路1152-V、比較電路1160-U、比較
電路1160-V和比較電路1160-W。
由三相交流發(fā)電才幾W相輸出的交流電壓VA-W、由U相輸出的交流電 壓VA-U、由V相輸出的交流電壓VA-V,分別輸入三角波產生電路1151-W、 三角波產生電路1151-U、三角波產生電路1151-V。因此，單相交流電壓豐ir 入各個三角波產生電路1151，該三角波產生電路1151以第一實施例和第六 實施例所描述的方式產生三角波。結果，當輸入的單相交流電壓是正周期時， 三角波產生，并作為三角波電壓VB-W1、 VB-U1和VB-V1從三角波產生電 路1151輸出。
交流電壓VA-W、交流電壓VA-U、交流電壓VA-V同樣輸入三角波產 生電路1152-W、三角波產生電路1152-U、三角波產生電路1152-V。在該三 角波產生電路1152以第一實施例和第六實施例所描述的方式產生三角波之 前，各個三角波產生電路1152對被輸入的單相交流電壓進行反相。結果， 當輸入的單相交流電壓是負周期時，三角波產生，并作為三角波電壓 VB-W2、 VB-U2和VB-V2從三角波產生電路1152輸出。
比較電路1160-U、比較電路1160-V以及比較電路1160-W分別接收三 角波電壓VB-W1和VB-W2、 VB-U1和VB-U2以及VB-V1和VB-V2的輸 入。正如下面將參照波形曲線圖詳細說明的那樣，它們將各個三角波電壓 VB與電壓VD，比較，并且，基于比較的結果，輸出脈沖信號VSCR-U、 VSCR-V和VSCR-W。
圖31是各個電壓等等的波形曲線圖。圖31是不考慮噪聲等的理想化的 例子；為了簡單起見，將利用這個例子來說明比較電路1160-U的處理。如 圖31的第一層所示，交流電壓VA-W的相位比交流電壓VA-U的相位慢240 度。比較電路1160-U將基于交流電壓VA-W所產生的三角波電壓VB-W1 和VB-W2與差分電壓VD，相比較，并且，基于比較的結果，產生脈沖信號 VSCR。三角波電壓VB-W1和VB-W2以及差分電壓VD，顯示在圖31的第 二層。
更具體地，比較電路1160-U首先確定在三角波電壓VB-W2上升時(當
交流電壓VA-進入負周期的時刻)電壓VD，是否是正值。如果電壓VD，不是 正值，比較電路1160-U將脈沖信號VSCR-U變成高電平，而交流電壓VA-W 的負周期繼續(xù)。另一方面，如果電壓VD，是正值，比較電路1160-U計算三 角波電壓VB-W2的斜邊與電壓VD，之間的交點，從那一點向前將脈沖4言號 VSCR-U變成高電平。接著，比較電路1160-U計算下一個三角波電壓VB-W1 的斜邊與電壓VD，之間的交點，在那一點將脈沖信號VSCR-U變成低電平。 圖31的第三層是在這種處理中產生的脈沖信號VSCR-U的例子。這樣，比 較電路1160-U產生和輸出脈沖信號VSCR-U。比較電路1160-V和1160-W 也是如此操作。
接下來說明作為比較電路1160的這些處理的結果的施加給電池300和 負載303的兩端的電壓。
從比4交電路1160-U輸出的脈沖信號VSCR-U輸入給功率MOSFET Ql 的珊極。功率MOSFET Ql的源極和漏極僅當輸入給它的珊才及的脈沖^[言號 VSCR-U是高電平時，才會導通。由于交流電壓VA-U被輸入功率MOSFET Ql的源極，當輸入給珊極的脈沖信號VSCR-U是高電平時，交流電壓VA-U 穿過功率MOSFET Ql，施加給電池300和負載303的正端。圖31的第四層 表示這時施加的交流電壓VA-U。
從比較電路1160-U輸出的脈沖信號VSCR-U被反相器II反相，并輸出 給功率MOSFET Q4的珊極。僅當輸入給珊極的反相脈沖信號VSCR-U是高 電平時，功率MOSFET Q4的源極和漏極導通。由于交流電壓VA-U輸入功 率MOSFET Q4的漏極，當反相脈沖信號VSCR-U是高電平時，交流電壓 VA-U穿過功率MOSFET Q4,并施加給電池300和負載303的負端。圖31 中的第五層和第六層分別表示反相脈沖信號VSCR-U和:故施加的交流電壓 VA-U。
作為如上所述施加交流電壓VA-U給電池300和負載303的正端和負端 的結果，圖31第七層的波形是施加給電池300和負載303的兩端的凈電壓。 通過將施加給正端的交流電壓VA-U和施加給負端的反相交流電壓VA-U相
加來獲得這個電壓。
更進一步地，圖32表示施加于電池300和負載303兩端的的各相《立的 電壓，以及合計值。該合計值成為電池300的充電電壓。如圖31和圖32所 示，當VD，增加，充電電壓擺動到負側，電池300開始》文電。當VD，減少， 合計擺動到正側，電池300充電。
根據超前角和延遲角來說明這些處理。如下所述，門控制單元2152的 處理實現(xiàn)與超前角處理和延遲角處理相等的結果。
例如，關于U相，當電壓VD，比較大時，門控制單元2152使功率MOSFET Q1輸出負的U相電壓。這個處理是超前角處理，因為U相輸出被轉移到負 側。結果，電流從電池300流到象馬達一樣操作的發(fā)電沖幾，電池300it電。 另一方面，當電壓VD，比較小時，門控制單元2152使功率MOSFET Ql輸 出正的U相電壓。這個處理是延遲角處理，因為U相輸出被轉移到正側。 結果，電流從發(fā)電機流到電池300,從而癥會電池300充電。
圖33是從實際測試中獲得超前角和延遲角的示例圖。圖33描述了表示 交流電壓VA-U的矩形波、脈沖信號VSCR-U以及給電池300和負載303 的輸出電流。矩形波在交流電壓VA-U的正周期保持高電平，在負周期保持 低電平。為了使測試簡單，圖33中的例子與上面描述的例子不同之處在于 將脈沖信號VSCR-U上升到高電平以后過了預定時間，將脈沖信號VSCR-U 下降到低電平。
圖33A是超前角和延遲角的參考狀態(tài)圖，其被安排為方便圖示。這里， 脈沖信號VSCR-U從交流電壓VA-U的負周期開始經過大約7/20的時間祐: 上升到高電平。這種情況的輸出電流在正側非常少。換句話說，電池300處 于平穩(wěn)的充電狀態(tài)。
對照圖33B，脈沖信號VSCR-U從交流電壓VA-U的負周期開始經過大 約2/20的時間被上升到高電平。由于這幾乎完全輸出交流電壓VA-U的負 周期，因此它達到執(zhí)行超前角處理的狀態(tài)。結果，輸出電流在負側，電池 300處于;^文電狀態(tài)。
圖33C中，脈沖信號VSCR-U從交流電壓VA-U的負周期開始經過大 約19/20的時間被上升到高電平。由這幾乎完全輸出交流電壓VA-U的正周 期，因此它達到執(zhí)行延遲角處理的狀態(tài)。結果，輸出電流相當大部分在正側， 電池300處于快速充電狀態(tài)。
因此，電池300的充電狀態(tài)可以根據交流電壓VA-U的負周期被輸出多 少來控制。如圖31所示，在本實施例中，各相位的負周期的輸出范圍通過 電壓VD，的大小來控制，獲得與執(zhí)行超前角處理或者延遲角度處理一樣的效 果。
正如之前提到的，電力轉換器1000也可以用于執(zhí)行三相全波整流的電 路中。在各相位，各功率MOSFET的交流電壓功率輸出時間基于具有240 度相移的交流電壓來控制，從而生成超前角和延遲角控制狀態(tài)，使控制電池 300充電/方丈電狀態(tài)成為可能。
盡管本發(fā)明的優(yōu)選實施例在上面已作描述和說明，應該理解的是，這些 僅僅是本發(fā)明的示例，且不應理解為本發(fā)明僅限于此。在不偏離本發(fā)明的精 神和范圍的情況下，可以對本發(fā)明進行添加、省略、等同替換以及其它+務改。 相應地，本發(fā)明也不受前面描述的限制，而僅受附加權利要求的范圍限制。
權利要求
1、一種電力轉換器，將從發(fā)電機輸出的交流電轉換成直流電且提供給負載，包括開關單元，被連接在所述發(fā)電機的輸出單元和所述負載之間；和控制單元，產生具有恒定峰值電壓的、與從所述發(fā)電機輸出的所述交流電的各周期相對應的三角波電壓，產生在預定的目標電壓與經由所述開關單元提供給所述負載的電壓之間的差分電壓，基于所述三角波電壓和所述差分電壓控制所述開關單元的導通狀態(tài)。
2、 根據權利要求1所述的電力轉換器，其中所述控制單元包括的電壓，并產生它們之間的差分電壓；和比較電路，比較所述三角波電壓和由所述差分電路產生的差分電壓，并且， 基于比較的結果，產生規(guī)定所述開關單元的導通時間的脈沖信號，并提供給該 開關單元。
3、 根據權利要求2所述的電力轉換器，其中所述控制單元包括 電壓產生電路，產生預定電壓；和選擇電路，基于由所述電壓產生電路產生的預定電壓與由所述差分電路產 生的差分電壓之間的大小關系，選擇所述預定電壓和所述差分電壓中的一個電 壓，并輸出給所述比較電路，Ds，柳-八日3丁貝角波電壓進行比較，并且，基于比較的結果，產生規(guī)定所述開關單元導通時間 的脈沖信號，并將所述脈沖信號提供給該開關單元。
4、 根據權利要求3所述的電力轉換器，其中所述控制單元包括 計數器電路，對時鐘進行計數，當計數結果超出閾值時，控制所述選擇電路的輸出，使得所述選擇電路輸出由所述差分電路產生的差分電壓。
5、 根據權利要求3所述的電力轉換器，其中所述電壓產生電路包括含有電容器和電阻器的CR電路，并通過存儲在所述電容器中的電荷的放電來產生所 述預定電壓。
6、 根據權利要求3至5中的任意一項所述的電力轉換器，其中所述控制單 元包括負載移除檢測電路，基于從所述發(fā)電機輸出的交流電壓和所述開關單元的 輸出來檢測所述負載的移除，并且，當檢測到所述負載已被移除時，控制所述 選擇電路的輸出，使得所述選擇單元輸出由所述電壓產生電路產生的預定電壓。
7、 根據權利要求1至5中的任意一項所述的電力轉換器，其中所述控制單 元包括負載移除檢測電路，基于從所述發(fā)電機輸出的交流電壓和所述開關單元的 輸出來檢測所述負載的移除，并且，當所述載移除檢測電路檢測到所述負載已 被移除時，執(zhí)行用于降低所述預定的目標電壓的電壓值的操作。
8、 根據權利要求1至7中的任意一項所述的電力轉換器，進一步包括放大 所述差分電壓并提供給所述比較電路的放大電路。
9、 根據權利要求8所述的電力轉換器，其中，如果H是所述三角波的波 峰值，M是所述放大電路的放大率，VT是所述目標電壓，W是經由所述開關 單元提供給所述負載的電壓的控制幅度，那么W為從VT到VT+(H/M)范圍內 的值。
10、 根據權利要求1至9中的任意一項所述的電力轉換器，其中所述控制 單元作為用于產生所述三角波電壓的裝置，包括計數單元，對所述發(fā)電機輸出第 一周期內的交流電壓波形的半個周期的時 間進行計數；除法單元，以預定值除所述計數單元的累計數；和波形產生單元，在所述第一周期之后的第二周期產生階梯狀電壓波形，所 述階梯狀電壓波形每當經過由在所述第 一周期內從所述除法單元獲得的除法結 果所表示的時間后上升預定的電壓，輸出所述階梯狀電壓波形作為所述三角波電壓的波形。權利要求書第3/5頁
11. 根據權利要求1至9中的任意一項所述的電力轉換器，其中所述控制 單元包括第一充電單元，當所述發(fā)電機輸出的交流電壓是正周期或負周期時，以具 有預定電流值的恒定電流給第 一 電容器充電；第二充電單元，以具有基于所述周期結束時所述第一電容器兩端間的電壓 的電流值的恒定電流給第二電容器充電；和控制單元，基于交流電壓的周期或所述第二電容器兩端的電壓來終止所述 第二充電單元進行的充電，所述電力轉換器進一步包括三角波產生電路，輸出所述第二電容器兩端間 的電壓作為所述三角波電壓的波形。
12. 一種電力轉換器，將從發(fā)電機輸出的三相交流電轉換成直流電并提供 給負載，包括多個開關單元，分別連接在所述發(fā)電機的各相的輸出單元和所述負載的各 端子之間；和控制單元，產生與從所述發(fā)電機輸出的各相交流電的各周期相對應且具有 恒定峰值電壓的三角波電壓，并產生在預定的目標電壓與經由所述開關單元提 供給所述負載的電壓之間的差分電壓，對各相，基于為其它相產生的三角波電 壓和差分電壓，控制與該相的輸出單元相連的各開關單元的導通狀態(tài)。
13. 根據權利要求12所述的電力轉換器，其中所述控制單元 產生與從所述發(fā)電機輸出的W相交流電的各周期相對應且具有恒定峰值電壓的W相三角波電壓，產生在預定的目標電壓與經由所述開關單元提供給所 述負載的電壓之間的差分電壓，并且，基于所產生的所述W相三角波電壓和所 述差分電壓，控制與U相輸出單元相連接的各開關單元的導通狀態(tài)；產生與從所述發(fā)電機輸出的U相交流電的各周期相對應且具有恒定峰值電 壓的U相三角波電壓，產生在預定的目標電壓與經由所述開關單元提供給所述 負載的電壓之間的差分電壓，并且，基于所產生的所述U相三角波電壓和所述 差分電壓，控制與V相輸出單元相連接的各開關單元的導通狀態(tài)；并且產生與從所述發(fā)電機輸出的V相交流電的各周期相對應且具有恒定峰值電 壓的V相三角波電壓，產生在預定的目標電壓與經由所述開關單元提供給所述負載的電壓之間的差分電壓，并且，基于所產生的所述v相三角波電壓和所述 差分電壓，控制與w相輸出單元相連接的各開關單元的導通狀態(tài)。
14、 一種電源轉換方法，包括經由連接在發(fā)電機的輸出單元和負載之間 的開關單元提供從所述發(fā)電機輸出的交流電給所述負載的步驟；產生與所述發(fā)電機輸出的交流電的各周期相對應的具有恒定峰值電壓的三 角波電壓的步驟；產生在預定的目標電壓與經由所述開關單元提供給所述負載的電壓之間的 差分電壓的步驟；基于所述三角波電壓和所述差分電壓控制所述開關單元的導通時間的步驟。
15、 一種三角波產生電路，產生用于在電力轉換器中控制開關元件的導通 狀態(tài)的三角波電壓，所述電力轉換器將從發(fā)電機輸出的交流電轉換成直流電并 提供給負載，所述三角波產生電路包括計數單元，對所述發(fā)電機輸出的第 一周期的交流電壓波形的半個周期的時 間進行計&;除法單元，以預定值除所述計數單元的累計數；和波形產生單元，在所述第一周期之后的第二周期產生階梯狀電壓波形，其 中所述階梯狀電壓波形每當經過由在所述第一周期內從所述除法單元獲得的除 法結果所表示的時間后上升預定的電壓；輸出所述階梯狀電壓波形作為所述三角波電壓的波形。
16、 一種三角波產生電路，產生用于在電力轉換器中控制開關元件的導通 狀態(tài)的三角波電壓，所述電力轉換器將從發(fā)電機輸出的交流電轉換成直流電并 提供給負載，所述三角波產生電路包括第一充電單元，當所述發(fā)電機輸出的所述交流電壓是正周期或負周期時， 以具有預定電流值的恒定電流給第 一 電容器充電； 第二充電單元，以具有基于所述周期結束時所述第一電容器兩端的電壓的電流值的恒定電流給第二電容器充電；和控制單元，基于所述交流電壓的周期或所述第二電容器兩端的電壓，終止 所述第二充電單元的充電，所述三角波產生電路輸出所述第二電容器兩端的電壓作為所述三角波電壓 的波形。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種電力轉換器，將從發(fā)電機輸出的交流電轉換成直流電以提供給電池(負載)。該電力轉換器包括被連接在發(fā)電機輸出單元與負載之間的晶閘管(開關單元)以及門控制單元(控制單元)，該門控制單元(控制單元)用于產生與從發(fā)電機輸出的交流電的各個周期相對應的三角波電壓，產生在經由晶閘管提供給負載的電壓與預定目標電壓之間的差分電壓，并基于三角波電壓和差分電壓控制晶閘管的導通狀態(tài)。
文檔編號H02M7/12GK101401288SQ200780008279
公開日2009年4月1日 申請日期2007年3月9日 優(yōu)先權日2006年3月9日
發(fā)明者高島豐隆 申請人:新電元工業(yè)株式會社