專利名稱：交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機轉子電流無延時控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及風力發(fā)電機轉子電流的控制方法，尤其是一種適用于電網電壓平衡和不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機(DFIG)轉子電流無延時控制方法。

背景技術：
現(xiàn)代大型風力發(fā)電系統(tǒng)主要有雙饋異步發(fā)電機(DFIG)和永磁同步發(fā)電機兩種類型，為提高發(fā)電效率，均實行變速恒頻發(fā)電運行，其中DFIG系統(tǒng)是當前的主流機型。目前我國的風電技術大多停留在理想電網條件下的運行控制，由于實際電網經常有各類對稱、不對稱故障發(fā)生，因此必須開展電網故障下的運行控制研究并提出相應控制方法。近年來國際上DFIG風電運行技術的研究多集中在對稱故障下的運行控制與穿越運行，但電網不對稱故障更為頻繁、幾率更大，因此DFIG故障運行研究已從對稱故障向不對稱故障延伸。這是因為DFIG控制系統(tǒng)中若未曾考慮電網電壓的不平衡，很小的不平衡電壓將造成定子電流的高度不平衡，致使定子繞組產生不平衡發(fā)熱，發(fā)電機產生轉矩脈動，導致輸向電網的功率發(fā)生振蕩。若風電機組相對電網容量足夠大，這種缺乏不平衡電網電壓控制能力的風電機組不得不從電網中解列，以防引發(fā)后續(xù)的更大電網故障。但從電網安全角度又要求風電機組能承受最大達2％的穩(wěn)態(tài)和相對較大瞬態(tài)不平衡電壓而不退出電網，這就要求風電機組能實現(xiàn)電網故障穿越運行。目前，國內、外對這種不平衡電網電壓條件下DFIG發(fā)電機及相關勵磁變頻器的控制方法與實施方案研究很少，檢索到的相關專利和研究文章僅有 I.胡家兵，賀益康等.不平衡電網電壓條件下雙饋異步風力發(fā)電系統(tǒng)的建模與控制.電力系統(tǒng)自動化，2007，31(14)47-56. II.L Xu，and Y. Wang，“Dynamic Modeling and Control of DFIG Based WindTurbines under Unbalanced Network Conditions，”IEEE Trans.Power System，Vo1.22，No.1，pp.314-323，F(xiàn)eb.2007. III.CARTWRIGHTP，XU L.System controller tor e.g.wind powered doublyfed induction generator attached to wind turbine，has grid imbalance detector whichcontrols current to cancel imbalance in grid served by generators[Patent].PatentNumber.·GB2420456-A.Date.·20060524.Application Number.·GB025662.Date.·20041123. 不平衡電網電壓條件下，上述文獻所提出的控制方法(可稱為傳統(tǒng)方法)可用圖1來說明，DFIG5的轉子側變換器1，采用雙比例-積分調節(jié)器16分別對轉子正、負序電流作獨立控制。但為實現(xiàn)正、負序轉子電流的分別調節(jié)，必須首先獲得反饋轉子電流的正、負序分量，其處理過程是利用兩個電流霍爾傳感器2分別采集三相定、轉子電流信號，電壓霍爾傳感器7采集三相定子電壓信號，采集得到的三相定、轉子電流信號Isabc和Irabc，定子電壓信號Vsabc分別經過靜止三相/二相坐標變換模塊3，轉換得到包含正、負序分量的綜合矢量Isαβs和Irrαβ，Vsαβs，其中Vsαβs、Isαβs分別通過旋轉坐標變換模塊8，9轉換得到正、反轉同步速旋轉坐標系中包含直流量與兩倍頻交流量之和的Vsdq+、Vsdq-，Isdq+、Isdq-(在電網電壓不平衡條件下)，Irαβr通過兩個不同的旋轉坐標變換模塊10，11轉換，分別得到正、反轉同步速旋轉坐標系中包含直流量與兩倍頻交流量之和的Irdq+、Irdq-(在電網電壓不平衡條件下)。該方法中采用了兩倍電網頻率2ωs的陷波器來濾除信號Vsdq+、Vsdq-，Isdq+、Isdq-和Irdq+、Irdq-中2ωs頻率的交流成分，其中Vsdq+、Vsdq-，Isdq+、Isdq-通過第一個陷波器13-1分別獲得其正、負序分量Vsdq++、Vsdq--，Isdq++、Isdq--(直流量)；Irdq+、Irdq-通過第二個陷波器13-2分別獲得其正、負序分量Irdq++、Irdq--(直流量)。在此基礎上，定子磁鏈觀測器14獲取轉子電流指令值計算模塊15和反饋補償解耦模塊12所需的定子磁鏈分量ψsdq++、ψsdq--。根據(jù)電網電壓不平衡條件下DFIG不同的控制目標由轉子電流指令值計算模塊15計算獲得轉子電流指令Irdq++*、Irdq-*-，并與第二個陷波器13-2輸出的反饋信號Irdq++、Irdq--比較獲得誤差信號，然后分別在正、反轉同步速旋轉坐標系中采用比例-積分器16對誤差信號作比例-積分調節(jié)，調節(jié)后的信號經反饋補償解耦模塊12補償解耦，獲得正、反轉同步速旋轉坐標系中的正、負序轉子電壓參考值Vrdq++*、Vrdq--*，分別通過不同的旋轉坐標變換模塊17，18轉換得到轉子坐標系中的正、負序轉子電壓參考值，并相加后得到空間矢量脈寬調制(SVPWM)模塊19的參考信號Vrαβr*，經過SVPWM模塊19調制獲得轉子側變換器1中功率器件的開關信號以控制DFIG運行，實現(xiàn)不平衡電網電壓條件下DFIG正、負序轉子電流在正、反轉同步旋轉坐標系中的獨立閉環(huán)控制，達到所要求的控制目標。
此外，該方法采用軟件鎖相環(huán)(PLL)6電路對電網電壓的頻率和相位進行準確檢測和跟蹤，轉子位置和速度采用編碼器4測定，為定、轉子電壓、電流信號實現(xiàn)正、反轉旋轉坐標變換提供依據(jù)。
由上述分析過程可見，電網電壓不平衡條件下傳統(tǒng)DFIG控制方法的實質是將不對稱系統(tǒng)分解成正、負序對稱分量系統(tǒng)后，再分別在正、反轉同步旋轉坐標系中實現(xiàn)d、q軸解耦控制。雖然轉子正、負序電流在正、反轉同步旋轉坐標系中各自表現(xiàn)為直流量，分別采用兩個PI調節(jié)器即可實現(xiàn)無靜差獨立跟蹤控制，但控制實施的前提是已實現(xiàn)對采集轉子電流的正、負序分離。圖1所示傳統(tǒng)控制方法中正、負序分離普遍采用了2ωs頻率陷波器13(或低通濾波器或1/4電網電壓基波周期延時等)方法。分離中除引入延時外，控制系統(tǒng)的帶寬將受到影響，會造成動態(tài)跟蹤誤差，動態(tài)控制效果不理想。更有甚者，該電路無法區(qū)分電網電壓是平衡還是不平衡，是否需要進行正、負序系統(tǒng)分解。如果DFIG運行在嚴格電網電壓平衡狀態(tài)下，控制系統(tǒng)仍將采用陷波器來分離轉子變量，這將給系統(tǒng)正?？刂茙砹瞬槐匾难訒r，嚴重影響了系統(tǒng)的動態(tài)控制性能。
因此，亟需探索一種無延時的正、負序轉子電流控制方法，以適應電網平衡與不平衡條件下DFIG風電機組的運行控制。


發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提供一種在不平衡電網電壓下無需進行轉子電流正、負序分解的交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機轉子電流無延時控制方法。該方法在電網電壓嚴格平衡下亦不會因不必要的正、負序分解操作而引入控制延時，從而有效提高DFIG風電系統(tǒng)在各類電網電壓條件下的運行控制性能，確保供電電能質量和電力系統(tǒng)的運行穩(wěn)定性及安全。
本發(fā)明的技術解決方案為交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機轉子電流無延時控制方法，包括以下步驟 (i)利用兩個電流霍爾傳感器分別采集三相定子電流Isabc和轉子電流信號Irabc，電壓霍爾傳感器采集三相定子電壓信號Vsabc； (ii)采集得到的三相定子電壓信號Vsabc經軟件鎖相環(huán)檢測出電網/定子電壓角頻率ωs和相位θs；與此同時采用編碼器檢測DFIG轉子位置θr及轉速ωr；以此為依據(jù)經分別經加減計算器計算得到滑差角度±θs-θr和滑差角頻率ωslip+＝ωs-ωr，ωslip-＝-ωs-ωr； (iii)將采集得到的三相定、轉子電流信號Isabc、Irabc和定子電壓信號Vsabc分別經過靜止三相/二相坐標變換模塊，得到包含正、負序分量的定子電壓綜合矢量Vsαβs，定、轉子電流綜合矢量Isαβs和Irαβr； (iv)將得到的定子靜止坐標系中定子電壓、電流綜合矢量Vsαβs、Isαβs均通過正轉同步速旋轉坐標變換模塊，分別獲得在電網電壓不平衡條件下正轉同步速旋轉坐標系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq+、電流矢量Isdq+，將定子電壓綜合矢量Vsαβs通過反轉同步速旋轉坐標模塊得到在電網電壓不平衡條件下反轉同步旋轉坐標系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq-； (v)采用兩倍電網頻率的2ωs陷波器濾除正、反轉同步速旋轉坐標系中電壓矢量Vsdq+、Vsdq-中的2ωs頻率交流成分，獲得正、負序電壓直流分量Vsdq++、Vsdq--； (vi)采用定子磁鏈觀測器獲取轉子電流指令值計算模塊計算所需正、反轉同步旋轉坐標系中的定子磁鏈直流分量ψsdq++、ψsdq--，以及反饋補償解耦模塊進行補償所需的正轉同步速旋轉坐標系中定子磁鏈分量ψsdq+； (vii)將得到的轉子電流綜合矢量Irαβr經旋轉坐標變換模塊轉換為正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流量Irdq+，它在電網電壓不平衡條件下正轉同步旋轉坐標系中包含有正序直流成分Irdq++與兩倍電網頻率2ωs的負序交流成分Irdq--e-j2ωst； (viii)根據(jù)電網電壓不平衡條件下DFIG所需的控制目標，由轉子電流指令值計算模塊計算得到正、反轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流指令Irdq++*、Irdq--*，將該電流指令值Irdq++*，Irdq--*經過旋轉坐標變換模塊轉換為正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流指令值Irdq+*，并與正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流反饋信號Irdq+比較獲得誤差信號ΔIrda+； (ix)轉子電流誤差信號ΔIrda+經過正轉同步速旋轉坐標系中的比例-積分-諧振控制器作比例-積分-諧振調節(jié)，調節(jié)后輸出信號Urda+*經過反饋補償解耦模塊完成正轉同步速旋轉坐標系中交-直軸間的交叉解耦和動態(tài)反饋補償，獲取正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電壓參考值Vrdq+*； (x)正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電壓參考值Vrdq+*通過旋轉坐標變換模塊，獲得空間矢量脈寬調制模塊調制所需的轉子坐標系中轉子電壓參考信號Vrαβr*，該信號經過空間矢量脈寬調制模塊調制后，獲得控制DFIG運行所需的轉子側變換器功率器件開關信號Sa，Sb，Sc。
上述步驟(viii)中所說的控制目標是或保持DFIG定子輸出有、無功功率恒定，或保持DFIG電磁轉矩恒定，或保持定子電流平衡或轉子電流平衡。
本發(fā)明所說的正轉同步速旋轉坐標系中的比例-積分-諧振控制器，包括一個比例環(huán)節(jié)、一個積分環(huán)節(jié)和一個正轉同步速旋轉坐標系中角頻率為ωp＝2ωs的諧振器，其中角頻率諧振器實現(xiàn)對正轉同步速旋轉坐標系中角頻率為2ωs的負序轉子電流成分的無限增益調節(jié)。
本發(fā)明的控制方法是基于正轉同步速旋轉坐標系中的DFIG轉子正、負序電流無需分解、無延時控制。針對DFIG風電系統(tǒng)不平衡電網電壓條件下不同的運行控制目標，通過不平衡電壓下轉子正、負序電流與有、無功功率指令的關系，首先確立正、負序轉子電流指令值，并將其分別通過相應旋轉坐標變換轉換成為正轉同步速旋轉坐標系中的包含正、負序轉子電流的全局指令值?？刂浦斜景l(fā)明無論在電網電壓平衡和不平衡時均無需對轉子電流反饋信號進行正、負序分解，僅需通過對三相轉子電流反饋信號作相應旋轉坐標變換，獲得正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流反饋量。該信號與正轉同步速旋轉坐標系中的全局指令值均表現(xiàn)為直流量和兩倍電網頻率交流量之和，對兩者進行比較后，其誤差信號輸入到比例-積分-諧振(PIR)調節(jié)器，經對比例-積分-諧振電流控制器調節(jié)后的輸出信號進行反饋補償解耦，可得到正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電壓參考值，再通過旋轉坐標變換轉化為轉子坐標系中的空間矢量脈寬調制用參考信號，經過調制生成逆變器功率器件的脈寬調制開關信號，控制轉子側變換器的輸出電流波形和幅值，以實現(xiàn)DFIG的運行控制目標。
本發(fā)明的控制方法簡單易行。相比于傳統(tǒng)的控制方法，無需增加額外的硬件檢測或控制環(huán)節(jié)，只需將傳統(tǒng)的正、反轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流正、負序、雙比例-積分調節(jié)器替換為正轉同步速旋轉坐標系中的單一比例-積分-諧振調節(jié)器。在轉子電流控制環(huán)設計時，由于無需采用濾波器進行轉子電流反饋信號的正、負序分解，不會因此引入分解延時，且所設計的PIR控制器中積分環(huán)節(jié)對直流成分有無限增益，而兩倍電網頻率2ωs的諧振環(huán)節(jié)僅隊對兩倍電網頻率2ωs的交流量有無限增益，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的同時獲得更大轉子電流閉環(huán)的控制帶寬，從而獲得穩(wěn)定的輸出、較小的穩(wěn)態(tài)誤差以及較好的動態(tài)響應特性。采用該方法可使DFIG并網發(fā)電系統(tǒng)在電網電壓平衡和不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下實現(xiàn)轉子電流無延時控制，尤其在不平衡電網電壓條件下實現(xiàn)發(fā)電系統(tǒng)的增強控制目標，有效提高該類風電系統(tǒng)電網故障下的不間斷運行(穿越)能力。
本發(fā)明方法除適用于DFIG風電系統(tǒng)外，還能適用于其他采用高頻開關自關斷器件構成的各類PWM控制形式的三相或單相并網逆變裝置在平衡與不平衡電網電壓條件下的有效控制，如太陽能、燃料電池發(fā)電系統(tǒng)的并網逆變裝置，柔性輸電系統(tǒng)的電力電子逆變裝置，以及調速電力傳動中的雙饋電動/發(fā)電機用變流裝置的有效控制。



圖1是不平衡電網電壓條件下，交流勵磁雙饋異步發(fā)電機傳統(tǒng)控制方法原理圖。
圖2是本發(fā)明的交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機轉子電流無延時控制方法原理圖。
圖3是本發(fā)明中的比例-積分-諧振控制器的原理圖。
圖4是圖2中將正、負序轉子電流指令值Irdq++*、Irdq--*轉換為正轉同步速旋轉坐標系中的指令值Irαβs*的旋轉坐標變換模塊示意圖。
圖5為電網電壓瞬態(tài)不平衡條件下，采用傳統(tǒng)控制方法的效果圖，圖中，(a)DFIG定子三相電流(pu)；(b)轉子三相電流(pu)；(c)直流母線電壓(V)；(d)定子輸出有功功率(pu)；(e)定子輸出無功功率(pu)；(f)DFIG電磁轉矩(pu)；(g)轉子d軸正序電流Ird++*和Ird++(pu)；(h)轉子q軸正序電流Irq++*和Irq++(pu)；(i)轉子d軸負序電流Ird--*和Ird--(pu)；(j)轉子q軸負序電流Irq--*和Irq--(pu)。
圖6為電網電壓瞬態(tài)不平衡條件下，采用本發(fā)明控制方法的效果圖，圖中，(a)DFIG定子三相電流(pu)；(b)轉子三相電流(pu)；(c)直流母線電壓(V)；(d)定子輸出有功功率(pu)；(e)定子輸出無功功率(pu)；(f)DFIG電磁轉矩(pu)；(g)轉子d軸正序電流Ird++*和Ird++*(pu)；(h)轉子q軸正序電流Irq++*和Irq++(pu)；(i)轉子d軸負序電流Irq--*和Irq--(pu)；(j)轉子q軸負序電流Irq--*和Irq--(pu)。
圖7為定子靜止αsβs坐標系、轉子速旋轉αrβr坐標系和正、反轉同步速ωs旋轉dq+、dq-坐標系間的矢量關系圖。

具體實施例方式 下面結合附圖和實施實例對本發(fā)明進一步說明。
圖2是采用本發(fā)明提出的交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機轉子電流無延時控制方法的原理圖，包括控制對象DFIG5，與DFIG轉子連接的轉子側變換器1(兩電平或三電平電壓型PWM逆變器)，用于三相定、轉子電流檢測的霍爾傳感器2和三相定子電壓檢測的霍爾傳感器7，用于檢測DFIG轉子位置和速度的編碼器4，以及實現(xiàn)電網電壓不平衡條件下DFIG控制目標的控制回路?？刂苹芈酚煞答佇盘柼幚硗ǖ篮颓跋蚩刂仆ǖ罉嫵?，其中反饋信號處理通道包括用于檢測電網電壓相位和頻率的軟件鎖相環(huán)(PLL)6，用于各種旋轉坐標變換所需要的角度計算器，用于獲取相應坐標系中信號的三相/二相靜止坐標變換模塊3和旋轉坐標變換模塊8，9，10，用于獲取定子電壓正、負序分量的兩倍電網頻率陷波器13和用于定子磁鏈觀測的定子磁鏈觀測器14；前向控制通道包括根據(jù)電網電壓不平衡條件所需控制目標的轉子電流指令值計算模塊15，將正、反轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流指令值轉換為正轉同步速旋轉坐標系中指令值的旋轉坐標變換模塊22，對轉子電流進行無時延跟蹤控制的正轉同步速旋轉坐標系中比例-積分-諧振控制器(PIR)21和為獲得正轉同步速旋轉坐標系中轉子電壓參考值的反饋解耦補償模塊20，用于將正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電壓參考值轉換為轉子坐標系中參考值的旋轉坐標變換模塊17，以及用于根據(jù)轉子電壓參考值產生空間矢量脈寬調制(SVPWM)信號的SVPWM模塊19。
以一臺1.5MW商用變速恒頻DFIG風電系統(tǒng)為例，參照圖2，采用本發(fā)明提出的方法控制其運行，具體實施步驟如下 (i)利用兩個電流霍爾傳感器2分別采集三相定子電流信號Isabc和轉子電流信號Irabc，電壓霍爾傳感器7采集三相定子電壓信號Vsabc； (ii)采集得到的三相定子電壓信號Vsabc經軟件鎖相環(huán)6檢測，得到電網/定子電壓角頻率ωs和相位θs，與此同時采用編碼器4檢測DFIG轉子位置θr及轉速ωr；并分別用角度計算器計算出DFIG轉子滑差角度±θs-θr和滑差角頻率ωslip+＝ωs-ωr，ωslip-＝-ωs-ωr； (iii)將采集得到的三相定、轉子電流信號Isabc、Irabc，定子電壓信號Vsabc分別經過靜止三相/二相坐標變換模塊3，得到包含正、負序分量的電壓綜合矢量Vsαβs，電流綜合矢量Isαβs和Irαβr。以定子電壓為例，其靜止三相/二相坐標變換如下式表達 (iv)將得到的定子靜止坐標系中定子電壓、電流綜合矢量Vsαβs、Isαβs均通過正轉同步速旋轉坐標變換模塊9，分別獲得在電網電壓不平衡條件下正轉同步旋轉坐標系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq+、電流矢量Isdq+將定子電壓綜合矢量Vsαβs通過反轉同步速旋轉坐標模塊8，得到在電網電壓不平衡條件下反轉同步旋轉坐標系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq-； 圖7為靜止αsβs坐標系、轉子速度旋轉αrβr坐標系和正、反轉同步速ωs(同步速等于電網/定子電壓的角頻率ωs)旋轉dq+、dq-坐標系間的矢量關系圖，其坐標轉換關系為 其中，F(xiàn)廣義地代表電壓、電流和磁鏈；上標+，-，s，r表示正、反轉同步速旋轉坐標系、定子靜止坐標系和轉子旋轉坐標系； 不平衡電網電壓條件下，定、轉子電壓、電流和磁鏈可表示為正、反轉同步速ωs旋轉dq+、dq-坐標系中相應正、負序分量的形式 其中，下標+，-表示相應的正、負序分量?？梢?，不平衡電網電壓下各電量在正轉同步速ωs旋轉dq+坐標系中表現(xiàn)為直流量與兩倍頻2ωs交流量之和。以定子電壓Vsdq+為例，Vsdq++表示在dq+坐標系中的正序分量，為直流量；Vsdq-+表示在dq+坐標系中的負序分量，為兩倍頻交流量Vsdq--e-j2ωst。同理，各電量在反轉同步速旋轉dq-坐標系中亦表現(xiàn)為直流量與兩倍頻交流量之和； (v)采用兩倍電網頻率的2ωs陷波器13濾除正、反轉同步速旋轉坐標系中電壓矢量Vsdq+、Vsdq-中的2ωs頻率交流成分，獲得正、負序電壓直流分量Vsdq++、Vsdq--； (vi)采用定子磁鏈觀測器獲取轉子電流指令值計算模塊15計算所需正、反轉同步旋轉坐標系中的定子磁鏈直流分量ψsdq++、ψsdq--，以及反饋補償解耦模塊20進行補償所需的正轉同步速旋轉dq+坐標系中定子磁鏈分量ψsdq+； (vii)將得到的轉子電流綜合矢量Irαβr經旋轉坐標變換模塊10轉換為正轉同步速旋轉dq+坐標系中的轉子電流量Irdq+，它在電網電壓不平衡條件下包含有正序直流成分Irdq+與兩倍電網頻率2ωs的負序交流成分Irdq--e-j2ωst； 旋轉坐標變換模塊10可用下式表達 viii)根據(jù)電網電壓不平衡條件下DFIG所需的控制目標，由轉子電流指令值計算模塊15計算得到正、反轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流指令Irdq++*、Irdq--*，將該電流指令值Irdq++*，Irda--*經過旋轉坐標變換模塊22轉換為正轉同步速旋轉dq+坐標系中的轉子電流指令值Irda+*，并與正轉同步速旋轉dq+坐標系中的轉子電流反饋信號Irdq+比較獲得誤差信號ΔIrdq+， 旋轉坐標變換模塊22如圖4所示，可用下式表達 (iX)轉子電流誤差信號ΔIrda+經過正轉同步速旋轉坐標系中的比例-積分-諧振控制器21作比例-積分-諧振調節(jié)，調節(jié)后輸出信號Urda+*經過反饋補償解耦模塊20完成正轉同步速旋轉坐標系中的交-直軸間交叉解耦和動態(tài)反饋補償，獲取正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電壓參考值Vrdq+*； 由上述分析可知，要在dq+坐標系中實現(xiàn)對轉子電流Irdq+的無靜差跟蹤控制，須對直流分量Irdq++和交流分量Irdq--e-j2ωst同時實現(xiàn)全局無靜差調節(jié)。從而在設計DFIG轉子電流控制器時，針對直流成分采用積分環(huán)節(jié)，針對兩倍電網頻率的交流成分采用2ωs諧振器，以此構成了轉子電流比例-積分-諧振(PIR)控制器21，如圖3所示。圖中比例-積分-諧振(PIR)控制器21本體包括一個比例環(huán)節(jié)、一個積分環(huán)節(jié)和一個2ωs的諧振環(huán)節(jié)，實現(xiàn)對轉子電流誤差信號ΔIrdq+＝Irdq+*-Irdq+的無靜差調節(jié)。
PIR電流控制器21的頻域表達為 式中，Kip，KiI，KiR為比例、積分和諧振系數(shù)， 比例-諧振控制器的輸出Urdq+*經補償生成DFIG轉子電壓指令Vrdq+*以產生轉子電流Irdq+，實現(xiàn)不平衡電網電壓條件下的運行控制，圖3控制過程中為等效反電勢干擾，而F(s)＝1/(sσLr+Rr)DFIG為轉子數(shù)學模型，式中，σ＝1-Lm2/LsLr，Lm，Ls，Lr分別為DFIG互感、定、轉子自感，Rr為轉子電阻。
正轉同步速旋轉dq+坐標系中轉子電壓參考值可表達為 其中，Rs為定子電阻； (x)正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電壓參考值Vrdq+*通過旋轉坐標變換模塊17后，獲得空間矢量脈寬調制模塊19調制所需的轉子坐標系中轉子電壓參考信號Vrαβr*，該信號經過空間矢量脈寬調制模塊19調制后，獲得控制DFIG運行的轉子側變換器1中功率器件的開關信號Sa，Sb，Sc。
上述步驟viii中所說的控制目標是或保持DFIG定子輸出有、無功功率恒定，或保持DFIG電磁轉矩恒定，或保持定子電流平衡或轉子電流平衡等。采用正序定子電壓Vsd+矢量定向控制時，幾種不同控制目標下轉子電流指令值可表示為 I、保持DFIG輸出有功功率平衡，即PSsin2＝Pscos2＝0，則 其中，Psc*，Qs0*分別為DFIG輸出平均有、無功功率的指令值； II、保持轉子電流無負序分量，即Ird-＝Irq-＝0，則 III、保持定子電流平衡，即則 IV、保持DFIG電磁轉矩和輸出無功功率恒定，即Pesin2＝Pecos2＝0，則 比較圖2和圖1可以看出，本發(fā)明所提出的實施方案在計算正、反轉同步速旋轉坐標系中各正、負序轉子電流指令值Irdq++*，Irdq--*時，雖仍需采用陷波器13來獲得定子電壓正、負序分量，但該陷波器13引入的延時是在轉子電流控制環(huán)之外，因而不會影響轉子電流內環(huán)控制的帶寬和動態(tài)響應速度，由于整個系統(tǒng)的響應速度主要由轉子電流控制內環(huán)決定，所以采用陷波器13來獲得定子電壓正、負序分量時引入的延時對其影響很小。此外，在電網電壓不平衡條件下本方法在對轉子電流調節(jié)時均無需作正、負序相序分解，在正轉同步速旋轉dq+坐標系中針對直流成分采用積分運算，針對兩倍電網頻率的交流成分采用了2ωs諧振器，且2ωs諧振器僅對2ωs頻率點上的交流成分有無限增益。在電網電壓嚴格平衡的情況下，由于轉子電流在正轉同步速旋轉dq+坐標系中僅有正序分量，即在正轉同步速旋轉坐標中表現(xiàn)為單一的直流成分，此時PIR控制器中積分環(huán)節(jié)即可實現(xiàn)對轉子電流的無靜差調節(jié)控制，故本發(fā)明能同時適用電網電壓平衡及不平衡(包括小值穩(wěn)態(tài)和大值瞬態(tài)不平衡)條件下交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機(DFIG)轉子電流的有效控制。
圖5和圖6分別為采用DFIG傳統(tǒng)控制方法和本發(fā)明控制方法在瞬態(tài)電網電壓不平衡條件下的實施結果比較。在0.4s時刻電網電壓發(fā)生不對稱故障，0.8s時電網電壓恢復。該實施案例中，選取保持電磁轉矩恒定以減輕對風機系統(tǒng)的機械應力作為DFIG在不平衡電壓下的控制目標?？梢钥闯雠c傳統(tǒng)的正、負序、雙比例-積分調節(jié)器的DFIG控制方法比較，在電網電壓不對稱故障發(fā)生(0.4s)和清除(0.8s)瞬間，本發(fā)明方法無需對DFIG風電系統(tǒng)中轉子電流實施正、負序分量分解，實現(xiàn)了對轉子電流的無延時全局控制，如圖6中圖(g)，圖(h)，圖(i)，圖(j)，從而快速實現(xiàn)了電網電壓不平衡條件下(0.4s～0.8s期間)保持DFIG電磁轉矩控制恒定的控制目標，同時DFIG定子輸出無功功率也無波動，如圖6中圖(e)，圖(f)所示。與此同時在電網電壓故障清除時，控制系統(tǒng)能夠快速、平穩(wěn)地恢復至對稱運行狀態(tài)下，且在電網電壓嚴格平衡下亦不會給系統(tǒng)帶來不必要的分解和引入相應的延時，從而提高了DFIG風電系統(tǒng)在各種電網條件下的運行控制能力，改善了控制系統(tǒng)的動態(tài)品質，實現(xiàn)了電網故障下的穿越運行。
權利要求
1.交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機轉子電流無延時控制方法，其特征在于包括以下步驟
(i)利用兩個電流霍爾傳感器(2)分別采集三相定子電流Isabc和轉子電流信號Irabc，電壓霍爾傳感器(7)采集三相定子電壓信號Vsabc；
(ii)采集得到的三相定子電壓信號Vsabc經軟件鎖相環(huán)(6)檢測，得到電網/定子電壓角頻率ωs和相位θs；與此同時采用編碼器(4)檢測DFIG轉子位置角θr及轉速ωr；并分別經加減計算器計算出滑差角度±θs-θr和滑差角頻率ωslip+＝ωs-ωr，ωslip-＝-ωs-ωr；
(iii)將采集得到的三相定、轉子電流信號Isabc、Irabc和定子電壓信號Vsabc分別經過靜止三相/二相坐標變換模塊(3)，得到包含正、負序分量的定子電壓綜合矢量Vsαβs，定、轉子電流綜合矢量Isαβs和Irαβr；
(iv)將得到的定子靜止坐標系中定子電壓、電流綜合矢量Vsαβs、Isαβs均通過正轉同步速旋轉坐標變換模塊(9)，分別得到在電網電壓不平衡條件下正轉同步速旋轉坐標系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq+、電流矢量Isdq+，再將定子電壓綜合矢量Vsαβs通過反轉同步速旋轉坐標模塊(8)，得到在電網電壓不平衡條件下反轉同步速旋轉坐標系中含有直流量與兩倍頻2ωs交流量之和的電壓矢量Vsdq-；
(v)采用兩倍電網頻率的2ωs陷波器(13)濾除正、反轉同步速旋轉坐標系中電壓矢量Vsdq+、Vsdq-中的2ωs頻率交流成分，獲得正、負序電壓直流分量Vsdq++、Vsdq--；
(vi)采用定子磁鏈觀測器(14)，獲取轉子電流指令值計算模塊(15)計算所需正、反轉同步旋轉坐標系中的定子磁鏈直流分量ψsdq++、ψsdq--，以及反饋補償解耦模塊(20)進行補償所需的正轉同步速旋轉坐標系中定子磁鏈分量ψsdq+；
(vii)將得到的轉子電流綜合矢量Irαβr經旋轉坐標變換模塊(10)轉換為正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流量Irdq+，它在電網電壓不平衡條件下包含有正序直流成分Irdq++與兩倍電網頻率2ωs的負序交流成分Irdq--e-j2ωst；
(viii)根據(jù)電網電壓不平衡條件下DFIG所需的控制目標，由轉子電流指令值計算模塊(15)計算得到正、反轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流指令Irdq++*、Irdq--*，將該電流指令值經過旋轉坐標變換模塊(22)轉換為正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流指令值Irdq+*，并與正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流反饋信號Irdq+比較，獲得誤差信號ΔIrdq+；
(ix)轉子電流誤差信號ΔIrdq+經過正轉同步速旋轉坐標系中的比例-積分-諧振控制器(21)作比例-積分-諧振調節(jié)，調節(jié)后輸出信號Urdq+*經過反饋補償解耦模塊(20)完成正轉同步速旋轉坐標系中交-直軸間的交叉解耦和動態(tài)反饋補償，獲取正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電壓參考值Vrdq+*；
(x)正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電壓參考值Vrdq+*通過旋轉坐標變換模塊(17)，獲得空間矢量脈寬調制模塊(19)調制所需的轉子坐標系中轉子電壓參考信號Vrαβr*，該信號經過空間矢量脈寬調制模塊(19)調制后獲得控制DFIG運行的轉子側變換器(1)功率器件的開關信號Sa，Sb，Sc。
2.根據(jù)權利要求1所述的交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機轉子電流無延時控制方法，其特征在于步驟(viii)中所說的控制目標是或保持DFIG定子輸出有、無功功率恒定，或保持DFIG電磁轉矩恒定，或保持定子電流平衡，或轉子電流平衡等。
3.根據(jù)權利要求1所述的交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機轉子電流無延時控制方法，其特征在于正轉同步速旋轉坐標系中的比例-積分-諧振控制器(21)，它包括一個比例環(huán)節(jié)、一個積分環(huán)節(jié)和一個正轉同步速旋轉坐標系中角頻率為ωp＝2ωs的諧振器，其中角頻率諧振器可實現(xiàn)對正轉同步速旋轉坐標系中角頻率為2ωs的負序轉子電流成分的無限增益調節(jié)。
全文摘要
本發(fā)明公開了交流勵磁雙饋異步風力發(fā)電機(DFIG)轉子電流無延時控制方法。通過采集三相轉子電流信號進行旋轉坐標變換，獲得正轉同步速旋轉坐標系中的轉子電流反饋量，與相同坐標系中的轉子電流指令進行比較，誤差信號輸入到比例-積分-諧振調節(jié)器進行調節(jié)，反饋補償解耦后獲得正轉同步速旋轉坐標系中的轉子參考電壓，再轉換為轉子坐標系中空間矢量脈寬調制用轉子參考電壓，生成轉子側變換器功率器件的開關信號，控制DFIG并網運行。本發(fā)明方法在電網電壓平衡和不平衡下均無需進行轉子電流正、負序分解，不會引入分解延時，可實現(xiàn)不平衡電網電壓下發(fā)電系統(tǒng)的增強控制目標，有效提高該類風電系統(tǒng)電網故障下的不間斷運行(穿越)能力。
文檔編號H02P9/00GK101145751SQ20071007065
公開日2008年3月19日 申請日期2007年9月7日 優(yōu)先權日2007年9月7日
發(fā)明者胡家兵, 賀益康 申請人:浙江大學