專利名稱：數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒數(shù)字解調和信號處理方法及裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明屬于醫(yī)療器械中高精度與智能檢測領域，具體包括高速信號采集與處理， 高精度，智能化信號檢測與分析。
背景技術：
超聲經(jīng)顱多普勒系統(tǒng)目前是腦血流檢測以及腦疾病分析的一種重要的電子醫(yī)療儀器系統(tǒng)，它主要由換能器，超聲轉換模擬電路，數(shù)字信號采集系統(tǒng)，數(shù)據(jù)分析系統(tǒng)和軟件系統(tǒng)組成。超聲波在傳播的過程中，遇到運動的物體，其反射波的頻率會發(fā)生變化，頻率變化的大小和物體運動速度成正比。利用這個原理可測量人腦血管的血流速度以及動力學特性，這就是超聲經(jīng)顱多普勒系統(tǒng)的理論基礎。目前，國內生產(chǎn)的超聲經(jīng)顱多普勒系統(tǒng)都是模擬系統(tǒng)，測量的深度最多也只有8 個深度。而且系統(tǒng)噪聲大，信噪比弱，測量精度差，體積龐大，結構復雜，探頭定位基本上是人工定位，不能實現(xiàn)自動化。國外的超聲經(jīng)顱多普勒系統(tǒng)，雖然已經(jīng)實現(xiàn)數(shù)字化，但測量深度最多也只有32個深度，有頭套來固定超聲探頭，但不能對探頭實行智能控制，檢測數(shù)據(jù)處理精度不高。主要原因是系統(tǒng)對血管深度變化的靈敏度高。目前對多普勒數(shù)據(jù)的處理使用的方法都是是短時傅立葉變換，該方法增加了血流頻譜的副瓣效應，從而影響測量精度， 血流頻譜圖與噪聲點圖界限模糊，使醫(yī)生對檢測者的病情難以準確地判斷。受高速信號采集和實時處理技術的限制，目前具有全深度的數(shù)字化超聲經(jīng)顱多普勒系統(tǒng)還未出現(xiàn)。數(shù)字經(jīng)顱多普勒需要的信號采樣速度至少是模擬經(jīng)顱多普勒系統(tǒng)的120倍，頻移解調由原來的模擬解調轉為實時數(shù)字解調，且要保證解調精度，算法難度增大。受檢測噪聲和信號處理算法的影響，除血流頻譜圖外，血流聲音的背景噪聲也很大。

發(fā)明內容
本發(fā)明目的是針對現(xiàn)有技術存在的缺陷提供一種數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒數(shù)字解調和信號處理方法及裝置。本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的，采用如下技術方案本發(fā)明數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒數(shù)字解調和信號處理方法包括如下步驟步驟1)將輸入調頻波即沒有經(jīng)過解調的超聲回波信號進行A/D采樣，然后經(jīng)過數(shù)字比較器進行限幅；步驟2、從步驟1)所述限幅后的調頻波中檢出反映在頻率變換上的調制信號；步驟幻首先將步驟2、所述調制信號取絕對值，將調制信號幅度的變化反應到包絡線上，然后經(jīng)過降采樣低通濾波器得到低頻調制信號。采用小波變換對超聲回波的時變信號進行變換相關出時變信號的頻譜；小波變換的方法有并行算法和串行算法兩種，并行算法在DSP中實現(xiàn)，串行算法在FPGA中實現(xiàn)。采用如下方法得到所述包絡線先計算出原始包絡的尖點曲率，在以寬度為5的數(shù)據(jù)量進行平滑；谷點數(shù)據(jù)由于數(shù)據(jù)變化比較平緩，采用格雷厄母算法對谷點數(shù)據(jù)進行毛刺剔除；并以寬度為7的數(shù)據(jù)量進行平滑。一種寬帶超聲經(jīng)顱多普勒裝置，包括AD轉換器、至少兩片大容量高速緩存FIFO、 DSP和FPGA ；采用高速AD轉換器采樣數(shù)據(jù)；使用至少兩片大容量高速緩存FIFO來存儲數(shù)據(jù)；FPGA作為該系統(tǒng)的主控制器來控制系統(tǒng)中各個單元協(xié)調工作；采用DSP芯片對采集的回波數(shù)據(jù)進行高速處理；通過PCI總線將處理后的回波數(shù)據(jù)送往PC機中。AD轉換器要采用高速轉換器，轉換器的控制頻率不低于100MHz，轉換時間不高于 3個時鐘周期。兩片大容量高速緩存FIFO，每個高速緩存的深度為4096個字節(jié)，兩個高速緩存采用乒乓存儲機制，由FPGA來控制對高速緩存進行讀寫。FPGA 其一，向AD發(fā)送控制時鐘信號，向FIFO發(fā)送讀寫與乒乓控制信號，向PCI總線發(fā)控制信號，仲裁系統(tǒng)中各個模塊使用總線；FPGA 其二，實現(xiàn)數(shù)據(jù)解調和串行小波的高速硬件流水線算法。與現(xiàn)有設計相比，本發(fā)明具有如下優(yōu)點(1)可實現(xiàn)寬頻帶掃描，解決了單一頻率掃描距離短，精度不高等缺點。(2)可實現(xiàn)全深度掃描，可對所掃描深度范圍的所有血管進行檢測。(3)由于使用并行和串行小波算法，因此提高了系統(tǒng)的適時性和信噪比。(4)由于使用準確的包絡檢測方法，可精確的提取血流動態(tài)參數(shù)，提高檢測信號的信噪比，改善頻譜圖像的質量。


圖1為全數(shù)字調頻波解調系統(tǒng)原理框圖2為數(shù)字鑒頻器鑒頻特性曲線；
圖3為數(shù)字鑒頻器幅度譜和相位譜；
圖4為包絡檢波結果波形圖5為解調結果與原始低頻調制信號波形的放大對比；
圖6為解調結果幅度譜圖7為全深度高速信號采集系統(tǒng)；
圖8為全深度數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒實施系統(tǒng)；
圖9為全深度數(shù)字經(jīng)顱多普勒血流頻譜和M波；
圖10為全深度數(shù)字經(jīng)顱多普勒不同深度血管的血流頻譜圖。
具體實施例方式本發(fā)明提供一種全新的方法來研究數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒系統(tǒng)的弱信號增強技術， 在該技術中，系統(tǒng)可在一個探頭上發(fā)射1. 6MHz到2. OMHz帶寬頻率的超聲，用很小的采樣容積和發(fā)射功率也可以得到清晰的圖像，且可實現(xiàn)全深度檢測，最大檢測深度可達1 個深度。本發(fā)明之一，是提供一種高速的數(shù)字信號解調算法，該算法采用流水方法，對高速采集的信號進行實時解調，可用FPGA直接實現(xiàn)。最高的處理速度可達100M。
調頻波的解調稱為頻率檢波，簡稱鑒頻。鑒頻電路的功能是從輸入調頻波中檢出反映在頻率變換上的調制信號，即完成頻率-電壓的變換作用。先將等幅調頻波的瞬時頻率變化規(guī)律不失真的變換為調頻波的振幅包絡變化，然后用包絡檢波器提取出所需的調制信號。這種方法簡稱為斜率鑒頻。當輸入調頻信號為Ui (t) =Ac cos[coct+Kf f m(t)dt] (1)時，頻率解調器的輸出信號應為U0 (t) Kfm(t) (2)那么，理想的頻率解調器可以看成由一個時域微分器和包絡檢波器級連，而時域微分器起頻幅變換作用。因為其輸出ud (t) = -Ac [ ω c+Kfm (t) ] sin [ ω ct+Kf f m (t) dt] (3)已經(jīng)是一個調頻調幅信號，如果只取包絡信息，則幅度檢波后的輸出信號為U0 (t) = Kdm(t) (4)根據(jù)上述解調原理，我們設計了全數(shù)字調頻波解調系統(tǒng)，該系統(tǒng)原理框圖如圖1 所示整個系統(tǒng)包括如下幾個模塊1)限幅模塊限幅模塊由A/D轉換器和數(shù)字比較器構成，將輸入調頻波進行A/D采樣，然后經(jīng)過數(shù)字比較器進行限幅，限幅的目的是使本系統(tǒng)的輸出信號幅度與輸入信號幅度無關。2)鑒頻模塊鑒頻模塊完成頻率-電壓變換，實現(xiàn)該功能的關鍵是保證鑒頻模塊通帶內的頻率和幅度響應之間為線性關系，本系統(tǒng)使用數(shù)字方法實現(xiàn)斜率鑒頻，這樣可以得到十分理想的鑒頻特性曲線，圖2是使用MATLAB軟件設計的數(shù)字斜率鑒頻器，該數(shù)字鑒頻器中心頻率為沈00!1 z，采樣頻率為10kHz，帶寬為100Hz。可以看出，數(shù)字鑒頻器在通帶內具有近似理想的鑒頻特性曲線，這是傳統(tǒng)模擬鑒頻器很難做到的。圖3是該數(shù)字鑒頻器的幅度譜和相位譜，可以看出，數(shù)字鑒頻器在通帶內具有線性相位，這正是很多應用領域所希望的。3)包絡檢波模塊包絡檢波模塊首先將數(shù)字鑒頻器的輸出取絕對值，將信號幅度的變化反應到包絡上，然后經(jīng)過降采樣低通濾波器得到低頻調制信號。降采樣濾波器輸入輸出關系如下
N-Iy{n) 二 Υ^ιφ、χ{Μη - k、( 5 )
k=Q其中N為濾波器階數(shù)，M為采樣率降低的倍數(shù)，即該濾波器輸出的采樣率降低為輸入的1/M，h(k)為該濾波器的沖擊響應，用以濾除低頻調制信號以外的頻率分量。降采樣濾波器除了完成低通濾波任務，還降低了低頻調制信號的采樣率，從而降低了對后續(xù)模塊工作速度的要求，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。包絡檢波模塊的輸出即是我們需要的低頻調制信號。根據(jù)上述全數(shù)字調頻信號解調系統(tǒng)的原理，我們使用MATLAB軟件設計了仿真系統(tǒng)，進行了計算機仿真。仿真系統(tǒng)輸入信號載頻f。為2600H z，低頻調制信號全部存在，低頻調制信號頻率為fi = 0. 88+0. 64XiHz(i = 0,1, ... 9) (6)噪聲為白噪聲和工頻干擾，信噪比14dB，仿真系統(tǒng)的信噪比設置為實際應用中的最壞情況，圖4是包絡檢波后幅度歸一化的結果。解調結果與原始低頻調制信號波形的放大對比如圖5所示，圖中實線為原始低頻調制信號，虛線為仿真系統(tǒng)的輸出，可以看出，解調結果基本真實再現(xiàn)了原始低頻調制信號。解調信號幅度譜如圖6所示。從頻域也可以看出，本系統(tǒng)正確恢復了原始低頻調制信號。本發(fā)明目的之二是提供一種用于計算頻譜圖的計算方法，以往的血流頻譜圖都是由短時傅立葉變換分析得到的，使得頻譜數(shù)據(jù)旁瓣過大，信噪比低，本發(fā)明采用小波變換的方法來分析超聲回波數(shù)據(jù)，經(jīng)過改進，該算法可在硬件中直接實現(xiàn)，分串行算法和并行算法兩種。設f (χ)為一維輸入信號，記 Φ Jk (χ) = 2_jV2 Φ (2_JX-k)，Ψ Jk (χ) = 2_jV2 Ψ (2^'x-k)， 這里Φ (X)與Ψ (χ)分別稱為定標函數(shù)與子波函數(shù)，{ΦΛ(Χ)}與{ΨΛ(χ)}為二個正交基函數(shù)的集合。記p。f = f，在第j級上的一維離散小波變換DWT(Discrete Wavelet Transform) 通過正交投影P/與Q/將P^f分解為PJ-J = PJf + QJf = T^]k +Σ《ν#( 7 )
k k其中=ΡΣ h(n)cJ2；In , d=^ g(η)c]2~kl+n (j = 1，2，· · ·，L，k = 0，1，· · · ·，
n=0n=0
N/2L1)，這里，{h(n)}與{g(n)}分別為低通與高通權系數(shù)，它們由基函數(shù){ΦΛ(χ)}與 l>jk(x)}來確定，P為權系數(shù)的長度。{C °}為信號的輸入數(shù)據(jù)，N為輸入信號的長度，L為所需的級數(shù)。由上式可見，每級一維DWT與一維卷積計算很相似。所不同的是在DWT中， 輸出數(shù)據(jù)下標增加1時，權系數(shù)在輸入數(shù)據(jù)的對應點下標增加2，這稱為“間隔取樣”。算法1 一維離散小波變換串行算法輸入C, CJ1)h = (h0，h” · · ·，V1)g = (g0, gl, . . . , gH)輸出:c/,d/ (i = 0，1，...，N/2jM, j 彡 0)Begin(1) j = 0, η = N(2) Whi Ie (η 彡 1) do(2. l)for i = 0 to η-Ido(2. 1. 1) ci'=0, di'=0(2. 1. 2) for k = OtoL-Idocj+1 =—47+1 =(ξ+ι +gkdik+2l)modlend forend for(2. 2) j = j+1, η = n/2end whileEnd顯然，算法1的時間復雜度為0(N*L)。
在實際應用中，很多情況下采用緊支集小波(Compact Iy Supportedffavelets), 這時相應的尺度系數(shù)和小波系數(shù)都是有限長度的，不失一般性，設尺度系數(shù)只有有限個非零值屯，...，hN，N為偶數(shù)，同樣取小波使其只有有限個非零值gl，. . .，&。為簡單起見， 設尺度系數(shù)與小波函數(shù)都是實數(shù)。對有限長度的輸入數(shù)據(jù)序列-Jn=Xmn=XIAM (其余點的值都看成0)，它的離散小波變換為Ck+l = Σ cJn^n-2k(8)
Zdk+l = Σ cis -2k J = 0,1,Λ ,J-I(9)
ne Z其中J為實際中要求分解的步數(shù)，最多不超過Iog2M,其逆變換為Cn1 = Σ cJkhn_2k + Σ cJkhn_2k , j =( 10)
keZkeZ注意到尺度系數(shù)和輸入系列都是有限長度的序列，上述和實際上都只有有限項。 若完全按照上述公式計算，在經(jīng)過J步分解后，所得到的J+1個序列《,_/+ = 0,1,Λ J-mc{ 的非零項的個數(shù)之和一般要大于M，究竟這個項目增加到了多少？下面來分析一下上述計算過程。j = 0時計算過程為
χ MCk = Σ XnK-2k
"=1 (11)
Md\ = Yj x g _2k( 12 )
n = l不難看出，^的非零值范圍為λ = +即有
“-f^+ifhP^1]個非零值。4的非零值范圍相同。繼續(xù)往下分解時，非零項出現(xiàn)的
規(guī)律相似。分解多步后非零項的個數(shù)可能比輸入序列的長度增加較多。例如，若輸入序列長度為100，N = 4，則劣有51項非零，^有27項非零，4有15項非零，《4有9項非零，4有 6項非零，《6有4項非零，4項非零。這樣分解到6步后得到的序列的非零項個數(shù)的總和為116，超過了輸入序列的長度。在數(shù)據(jù)壓縮等應用中，希望總的長度基本不增加，這樣可以提高壓縮比、減少存儲量并減少實現(xiàn)的難度?？梢圆捎蒙晕⒏淖冇嬎愎降姆椒?，使輸出序列的非零項總和基本上和輸入序列的非零項數(shù)相等，并且可以完全重構。這種方法也相當于把輸入序列進行延長(增加非零項)，因而稱為延拓法。只需考慮一步分解的情形，下面考慮第一步分解(j = 1)。將輸入序列作延拓，若 M為偶數(shù)，直接將其按M為周期延拓；若M為奇數(shù)，首先令xM+1 = 0。然后按M+1為周期延拓。 作了這種延拓后再按前述公式計算，相應的變換矩陣已不再是H和G，事實上這時的變換矩陣類似于循環(huán)矩陣。例如，當M = 8，N = 4時矩陣H變?yōu)?br> 權利要求
1.一種數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒數(shù)字解調和信號處理方法，其特征在于所述方法包括如下步驟步驟1)將輸入調頻波即沒有經(jīng)過解調的超聲回波信號進行A/D采樣，然后經(jīng)過數(shù)字比較器進行限幅；步驟幻從步驟1)所述限幅后的調頻波中檢出反映在頻率變換上的調制信號；步驟幻首先將步驟幻所述調制信號取絕對值，將調制信號幅度的變化反應到包絡線上，然后經(jīng)過降采樣低通濾波器得到低頻調制信號。
2.根據(jù)權利1所述的數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒數(shù)字解調和信號處理方法，其特征在于采用小波變換對超聲回波的時變信號進行變換相關出時變信號的頻譜；小波變換的方法有并行算法和串行算法兩種，并行算法在DSP中實現(xiàn)，串行算法在FPGA中實現(xiàn)。
3.根據(jù)權利1所述的數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒數(shù)字解調和信號處理方法，其特征在于采用如下方法得到所述包絡線先計算出原始包絡的尖點曲率，在以寬度為5的數(shù)據(jù)量進行平滑；谷點數(shù)據(jù)由于數(shù)據(jù)變化比較平緩，采用格雷厄母算法對谷點數(shù)據(jù)進行毛刺剔除；并以寬度為7的數(shù)據(jù)量進行平滑。
4.一種寬帶超聲經(jīng)顱多普勒裝置，其特征在于包括:AD轉換器、至少兩片大容量高速緩存FIF0、DSP和FPGA ；采用高速AD轉換器采樣數(shù)據(jù)；使用至少兩片大容量高速緩存FIFO 來存儲數(shù)據(jù)；FPGA作為該系統(tǒng)的主控制器來控制系統(tǒng)中各個單元協(xié)調工作；采用DSP芯片對采集的回波數(shù)據(jù)進行高速處理；通過PCI總線將處理后的回波數(shù)據(jù)送往PC機中。
5.根據(jù)權利要求4所述的寬帶超聲經(jīng)顱多普勒裝置，其特征在于AD轉換器要采用高速轉換器，轉換器的控制頻率不低于100MHz，轉換時間不高于3個時鐘周期。
6.根據(jù)權利要求4所述的寬帶超聲經(jīng)顱多普勒裝置，其特征在于兩片大容量高速緩存 FIFO，每個高速緩存的深度為4096個字節(jié)，兩個高速緩存采用乒乓存儲機制，由FPGA來控制對高速緩存進行讀寫。
7.根據(jù)權利要求4所述的寬帶超聲經(jīng)顱多普勒裝置，其特征在于FPGA其一，向AD發(fā)送控制時鐘信號，向FIFO發(fā)送讀寫與乒乓控制信號，向PCI總線發(fā)控制信號，仲裁系統(tǒng)中各個模塊使用總線；其二，實現(xiàn)數(shù)據(jù)解調和串行小波的高速硬件流水線算法。
全文摘要
本發(fā)明公布了一種數(shù)字超聲經(jīng)顱多普勒數(shù)字解調和信號處理方法及裝置，所述方法包括將輸入調頻波即沒有經(jīng)過解調的超聲回波信號進行A/D采樣，然后經(jīng)過數(shù)字比較器進行限幅；所述限幅后的調頻波中檢出反映在頻率變換上的調制信號；所述調制信號取絕對值，將調制信號幅度的變化反應到包絡線上，然后經(jīng)過降采樣低通濾波器得到低頻調制信號。所述裝置包括AD轉換器、至少兩片大容量高速緩存FIFO、DSP和FPGA。本發(fā)明實現(xiàn)寬頻帶掃描，可實現(xiàn)全深度掃描，提高了系統(tǒng)的適時性和信噪比，精確的提取血流動態(tài)參數(shù)，提高檢測信號的信噪比，改善頻譜圖像的質量。
文檔編號G05B17/02GK102176121SQ20111000953
公開日2011年9月7日 申請日期2011年1月18日 優(yōu)先權日2011年1月18日
發(fā)明者蔣德富, 靜大海 申請人:河海大學