專利名稱：一種提高低溫電流比較儀信噪比的系統(tǒng)及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于一種在計量過程中的計量系統(tǒng)及其方法，和低溫電流比較儀裝置相關(guān)。尤其涉及一種在低溫電流比較儀系統(tǒng)中解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量中電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍問題的系統(tǒng)及方法。
背景技術(shù)：
在電學(xué)計量中，電壓量標(biāo)準和電阻量標(biāo)準是最基本的兩種標(biāo)準。只要有了這兩種標(biāo)準，其它的標(biāo)準均可由此而導(dǎo)出。在實際應(yīng)用中，電阻量標(biāo)準是由標(biāo)準電阻器保存和維持的，所以用于比較標(biāo)準電阻量值的測量儀器十分重要。
1980年，德國的馮克里青教授發(fā)現(xiàn)了量子化霍爾效應(yīng)，量子化霍爾效應(yīng)是指在強磁場及超低溫的條件下，半導(dǎo)體器件中的二維電子氣可以完全量子化，此時的霍爾電阻為RH=hie2i=1,2,3...(1)]]>此處h為普朗克常數(shù)，e為基本電荷電量，i為正整數(shù)。
式(1)的一個重要特點是量子化后的霍爾電阻RH只與基本物理常數(shù)h及e有關(guān)，與器件的材料及其它外界條件均無關(guān)。這是一種很理想的情況。人們可以據(jù)此復(fù)現(xiàn)電阻單位，不受地點、時間的限制。因此從發(fā)現(xiàn)之日起，各國的標(biāo)準實驗室投入了較大力量來建立此種“量子電阻基準”，并迅速取得了成果。
在滿足完全量子化的條件下，量子化霍爾效應(yīng)對應(yīng)的平臺區(qū)的霍爾電阻的數(shù)值只取決于恒量h/e2。這個恒量由基本物理常數(shù)組成，原則上不會變化，用于復(fù)現(xiàn)電阻單位是很理想的。在使用GaAs-AlXGa1-XAs異質(zhì)結(jié)器件時，與第一個和第二個自然的朗道次能帶之間的間隙對應(yīng)的是i＝2的平臺處的量子化霍爾電阻值為RH＝h/(2e2)＝25812.807/2Ω＝12906.4035Ω(2)這是一個由第18次CCE會議建議，并得到第77屆國際計量委員會的批準后從1990年1月1日起在世界范圍內(nèi)啟用的量子化霍爾電阻基準的國際推薦值。各個已建成量子化霍爾電阻實驗裝置的國家實驗室均已根據(jù)式(2)建立起了自己的量子電阻基準。
要利用式(2)建立準確的可供日常檢定工作使用的十進制電阻基準，要克服一些測量技術(shù)方面的困難。首先，式(2)給出的是個非整數(shù)值，要用特殊的方法才能與通常的十進制電阻進行比較。同時，式(2)作為國際推薦值，實際上已作為無誤差常數(shù)使用。因此，在測量技術(shù)方面需發(fā)展一種能高準確度地比較非整數(shù)值電阻量值的精密儀器。
傳統(tǒng)的能高準確度地比較非整數(shù)值電阻量值的精密儀器有兩種類型。第一種是用電阻串并聯(lián)方法來得到非整數(shù)電阻量值比例的哈蒙量具法，可以達到10-8量級的不確定度。80年代不少實驗室曾使用這種方法得到了較好的結(jié)果。但這種方法使用起來比較繁瑣，電阻元件的不穩(wěn)定性也限制了此種方法準確度的進一步提高，因此近年來已很少使用。第二種方法是90年代發(fā)展起來并逐步成熟的低溫電流比較儀法，可達到10-9-10-10量級。
低溫電流比較儀構(gòu)成的電阻比較電橋如附圖1所示，它的測量原理是附圖1中的兩個獨立回路中的電流I1和I2被通入繞在同一鐵心上的兩個繞組中，W1和W2分別表示這兩個繞組的匝數(shù)。這樣，鐵心中的總磁動勢(即總的安匝數(shù))將為I1W1+I2W2。當(dāng)此電路正常工作時，鐵心中的總磁通為零。即滿足磁動勢平衡條件I1W1+I2W2＝0(3)或?qū)懗蒊2I1=-W1W2---(4)]]>由于電橋在平衡時滿足代入(4)式可得到R1R2=I2I1---(5)]]>R1R2=-W1W2---(6)]]>其中等式右邊的負號表示兩個線圈之一的極性端需反接。
從式(6)可看到，利用低溫電流比較儀測量電阻時，電阻之間的比值等于繞組的匝數(shù)之比。繞組的匝數(shù)是整數(shù)，一旦繞制完成后也不會隨時間或溫度、氣壓等外界因素而變化。所以低溫電流比較儀原則上可以達到很高的比例準確度。
低溫電流比較儀在實際測量電阻時，磁動勢平衡公式(3)實際上并不能完美地得到滿足，因而磁調(diào)制器式電流比較儀的準確度受到一系列因素的限制。也就是說實踐中的式(3)應(yīng)表示成為
I1W1+I2W2+Δ＝0(7)其中Δ表示各種因素導(dǎo)致的安匝數(shù)平衡方程的誤差。為了消除式(7)中誤差項Δ內(nèi)包括的由于漏磁通而引起的比例誤差部分，在低溫電流比較儀中巧妙地應(yīng)用了超導(dǎo)體的邁斯納效應(yīng)，泄漏出的漏磁通微乎其微，由漏磁通造成的比例誤差小于10-12，可以忽略不計。式(7)中誤差項Δ中的第二部分是安匝數(shù)平衡裝置的噪聲引起的誤差。附圖3中的低溫電流比較儀使用了超導(dǎo)量子干涉器件SQUID作為監(jiān)視安匝數(shù)平衡條件的技術(shù)手段。超導(dǎo)量子干涉器件是現(xiàn)代最靈敏的微弱磁通探測手段，其靈敏度可達到10-20Wb量級，已經(jīng)在探測生物微弱磁場和空間磁場方面得到了很好的應(yīng)用。而且這種器件沒有磁滯特性，用于監(jiān)測安匝數(shù)平衡條件可得到很好的效果。由于低溫電流比較儀中比較理想地實現(xiàn)了安匝數(shù)平衡條件，其電流比例的準確度極高。在原理上低溫電流比較儀由于安匝數(shù)平衡檢測靈敏度不足而引起的比例誤差可小于10-11。
然而真正影響測量過程的并不直接是噪聲，而是信噪比。因此如果能增加有用信號，信噪比也就隨之增加?？梢钥吹剑?7)中的I1W1或I2W2為有用信號，Δ則為包括噪聲在內(nèi)的誤差信號。I1W1和I2W2兩者大小相等，方向相反。增大安匝數(shù)I1W1或I2W2的絕對值，也就擴大了式(7)中的有用信號。另一方面，實驗已經(jīng)驗證，Δ主要是由于杜瓦瓶中的氣壓波動而引起的，并不會隨安匝數(shù)增大而增加。這樣，通過增大安匝數(shù)的方法就可使式(7)的信噪比得到改善。
安匝數(shù)I1W1或I2W2由電流和匝數(shù)兩者相乘而得。從附圖1可以看到，電流I1或I2要通過被比較的電阻。在精密測量中為了避免電阻發(fā)熱而引起附加誤差，通過電阻的電流大小受到嚴格限制。例如通過量子化霍爾樣品的電流一般不能超過40μA。通過100Ω電阻的電流則不能超過5mA。所以要加大電流I1或I2以增加信噪比是很有限的。而在增加匝數(shù)w1或W2方面則存在較大的靈活性。
另一方面，從提高電流比較儀比較非整數(shù)電阻時的比例準確度的角度來看，增加匝數(shù)W1或W2也是有利的。對于現(xiàn)在普遍使用的用GaAs-AlxGa1-xAs異質(zhì)結(jié)制成的量子化霍爾樣品，則一般使用i＝2平臺處的量子化霍爾電阻。即RH=h2e2=12×25812.407Ω=12906.4035Ω---(8)]]>因為對于這種樣品來說i＝2的平臺對應(yīng)于第1朗道能級與第2朗道能級的間隙處，平臺最寬也最平坦。平臺中心處樣品的量子化最充分，因而可以得到最準確的量子化霍爾電阻測量值(i＝1、3處的平臺對應(yīng)于自旋分裂的間隙，平臺較窄也不很平坦。i＝4處的平臺對應(yīng)第2朗道能級與第3朗道能級的間隙，但平臺不太寬。其它的平臺質(zhì)量更差)。
把RH與100Ω電阻相比較時式(6)中的比例繞組匝數(shù)比W1/W2的準確值就應(yīng)該是129.064035。但另一方面，匝數(shù)W1和W2都只能是整數(shù)。因此我們就應(yīng)該仔細挑選W1和W2的數(shù)值，使得這兩個整數(shù)之比盡可能地接近其理想值129.064035。
對于我們所討論的低溫電流比較儀的匝數(shù)比問題，不難看出，理想比例值129.064035/1介于129/1和130/1之間。如把若干個實現(xiàn)129/1和130/1這兩種比例的繞組適當(dāng)組合起來，應(yīng)該就可得到接近理想比例的結(jié)果。為此我們可先取n組129/1的繞組相串聯(lián)。此時一次繞組的總匝數(shù)為n×129，二次繞組的總匝數(shù)則為n×1。為了使比例接近理想情況，我們把n組129/1的繞組中的m組更換成130/1。此時一次繞組的總匝數(shù)變?yōu)?n-m)×129+m×130，二次繞組的總匝數(shù)仍為n×1，實際比例則成為
Ra＝[(n-m)×129+m×130]/n(129n+m)/n(9)對于不同的m及n，求出的匝數(shù)比、比例值及其誤差如表1.1所示從表1可以看到，繞組匝數(shù)較多時近似值的誤差較小。本發(fā)明由于在國際上首先解決了后面將分析的電流跳躍的難題，可以選用匝數(shù)較多的比例。實際使用的比例是m＝5的10067/78和m＝8的16133/125兩種。從表1可知，這兩種比例的誤差都小于1×10-6，為進一步提高測量準確度創(chuàng)造了很好的基礎(chǔ)。

從表1可以看到，增加了比例繞組的匝數(shù)就等效于擴大了表中的m值，可以選取更加接近理想值的比例。但從現(xiàn)有技術(shù)來看，除了英國NPL采用過m＝2對應(yīng)的比例4001/31以外，其它各國建成的低溫電流比較儀采用的都是與m＝1對應(yīng)的比例2065/16。由于比例繞組的匝數(shù)較少，測量過程的信噪比較差。從表1還可以看到，比例2065/16與理想值的差別較大，達到1.2×10-5左右。為了平衡這一差別，必須有一套補償量達到1～2×10-5的讀數(shù)補償裝置。補償量本身的不確定度也要達到10-5量級，才能適應(yīng)總體不確定度為10-9量級的測量要求。這在實踐中做起來也是有相當(dāng)難度的。
現(xiàn)有技術(shù)中未采用與較大m值相對應(yīng)的匝數(shù)較多的比例繞組的問題，發(fā)明人發(fā)現(xiàn)之所以現(xiàn)有技術(shù)中沒有采用匝數(shù)較多的比例繞組，主要是解決不了低溫電流比較儀測量時電流換向過渡過程出現(xiàn)的電流跳躍問題，如圖9所示。由于跳躍幅度比較大，指零儀的輸出超過了量限，導(dǎo)致指零儀受到了沖擊，測量也被迫中斷了，有時這樣的情況甚至?xí)斐芍噶銉x損壞，所以電流跳躍現(xiàn)象是應(yīng)該盡一切可能避免的。低溫電流比較儀繞組的匝數(shù)越多，發(fā)生這種跳躍的次數(shù)也越頻繁。國外為了保證測量系統(tǒng)的穩(wěn)定性，所以一直采用匝數(shù)較低的比例2065/16。
專利申請人為了解決低溫電流比較儀中電流跳躍的難題，用非線性理論中的相平面方法對低溫電流比較儀的工作過程進行了細致的分析。低溫電流比較儀使用了如附圖4和附圖5所示的前饋環(huán)節(jié)進行補償，但是這樣的前饋環(huán)節(jié)是按照直流電路，也就是穩(wěn)態(tài)電路設(shè)計的。對于暫態(tài)過程，前饋環(huán)節(jié)的補償作用就不夠完全。例如初級(或次級)電流源電路中的采樣電阻一般用雙線繞法，會有較大的分布電容。線路連接時也有分布電容和分布電感。在暫態(tài)過程中這些分布參數(shù)的作用使得繞組中的電流不完全等于外電路通入的電流。這樣，前饋環(huán)節(jié)的補償作用就與按穩(wěn)態(tài)調(diào)定的狀態(tài)有些差別。也就是說在暫態(tài)過程中反饋回路的瞬間輸入量ΔIW可能達到一定的數(shù)量，對于附圖5中的精密反饋回路來說就是一種相當(dāng)大的沖擊量。
對于低溫電流比較儀來說，暫態(tài)過程的沖擊是難以避免的。例如，為了消除測量回路中熱電勢的影響，工作電流要進行正負換向。電流從正到負的過程就是一種暫態(tài)過程。換向過程中因開關(guān)磨擦而產(chǎn)生的熱電效應(yīng)、開關(guān)斷開時產(chǎn)生的電火花也均是較強的干擾源。如果用繼電器進行自動切換，則還會加上因繼電器線圈的驅(qū)動電流而產(chǎn)生的干擾。這樣的暫態(tài)過程可以用非線性理論中的相平面方法表示出來，如圖6所示。暫態(tài)過程中的變動因素所產(chǎn)生的沖擊使得反饋回路的工作點不會停留在原來的穩(wěn)定平衡點上而被移到相平面的某一點處。如果沖擊量不太大，沖擊過程過去后，反饋回路就會以這一點作為新的起始點而回歸到原來的穩(wěn)定平衡點處。如果沖擊量比較大，使得反饋回路的工作點移到了與別的穩(wěn)定平衡點相應(yīng)的積分曲線族的區(qū)域，此時反饋回路就不會回到原來的平衡點而趨向別的穩(wěn)定平衡點處，這就是附圖6中所表示出的電流跳躍現(xiàn)象。根據(jù)上面的分析，電流跳躍現(xiàn)象是由于換向過程中前饋電路的平衡條件受到影響而引起的。低溫電流比較儀繞組的匝數(shù)加大時，暫態(tài)過程中的變動因素所產(chǎn)生的沖擊也就隨之稱比例地加大。也就越容易產(chǎn)生電流跳躍現(xiàn)象。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決上述技術(shù)問題，即1，影響測量過程的并不直接是噪聲，而是信噪比，即I1W1或I2W2的絕對值；所以要增加信噪比。增大安匝數(shù)I1W1或I2W2的絕對值，也就擴大了式(7)中的有用信號。另一方面，Δ主要是由于杜瓦瓶中的氣壓波動而引起的，并不會隨安匝數(shù)增大而增加。這樣，通過增大安匝數(shù)的方法就可增加信噪比。
2，而增大安匝數(shù)-增加信噪比的實現(xiàn)方法有a加大電流I1或I2以增加信噪比，但是很有限。
b增加線圈匝數(shù)W1或W2則存在較大的靈活性，可以同時提高電流比較儀比較非整數(shù)電阻時的比例準確度。
3，而增加線圈匝數(shù)W1或W2帶來的問題，電流換向過渡過程中出現(xiàn)的電流跳躍次數(shù)也越頻繁。
綜上，為了解決低溫電流比較儀測量時、電流換向過渡過程中出現(xiàn)的電流跳躍的難題，實現(xiàn)增加線圈匝數(shù)從而提高測量時的信噪比，達到提高低溫電流比較儀測量比例確定度的目的，本發(fā)明研制了一種提高信噪比的裝置和方法。
本發(fā)明的技術(shù)方案是一種提高低溫電流比較儀信噪比的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括前饋環(huán)節(jié)和反饋環(huán)節(jié)；所述反饋環(huán)節(jié)包括檢測線圈及磁通變換器、SQUID及后續(xù)電子電路、積分器、電壓電流變換器和二次線圈；所述前饋環(huán)節(jié)包括主動電流源、從動電流源和一次線圈；所述前饋環(huán)節(jié)用于使從動電流源的輸出電流接近一個預(yù)定值，減小對反饋環(huán)節(jié)的信號沖擊，提高信噪比；所述前饋環(huán)節(jié)還包括緩慢變向電路，所述緩慢變向電路是在主動和從動電流源電路的輸入端分別加入相關(guān)的變化速率可調(diào)的基準電壓，使得主動電流和從動電流都成為變化速率可調(diào)的緩慢變化電流，用于解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量時中電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍的問題。
所述的緩慢變向電路為一個帶有時間常數(shù)可調(diào)的RC低通濾波器的積分電路，包括倒向開關(guān)、兩個集成運算放大器和電容、電阻；經(jīng)過所述倒向開關(guān)切換將基準電壓經(jīng)由第一電阻(R1)、第一電容(C1)構(gòu)成的低通濾波器后提供給一個組合積分器。其中的第一個集成運算放大器(OP07a)用作緩沖器，第二個為積分器(OP07b)，積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第二、三電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的陶瓷電容；當(dāng)積分器(OP07b)的輸出電壓未與輸入電壓平衡時，輸出電壓隨時間作線性變化；輸出電壓增長或降低到等于輸入電壓時，積分過程停止，線路達到平衡；整個積分時間就是主動(或從動)電流變化的時間，積分器(OP07b)輸出電壓的變化速率就是主動(或從動)電流的變化速率；第六電阻(R6)在積分器(OP07b)的輸出和輸入之間起緩沖作用；積分器(OP07b)的輸出電壓經(jīng)可調(diào)電位器第四電阻(R4)及由第五電阻(R5)、第四電容(C4)構(gòu)成的低通濾波器后就作為實際的基準電壓提供給主動電流源和從動電流源；低通濾波器的中心頻率為零頻率，其截止頻率主要由第五電阻(R5)、第四電容(C4)決定；R4用于調(diào)節(jié)積分器的輸出電壓，此濾波器主要用于濾除高頻雜散信號。
在具體的應(yīng)用中，所述倒向開關(guān)參考電壓7.5V或-7.5V，采取用手動操作切換或計算機發(fā)出倒向脈沖經(jīng)光纖傳輸驅(qū)動繼電器進行換向；積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第三、四電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的20μF陶瓷電容，R2則可從200kΩ-200MΩ分十檔選擇；這樣，積分時間常數(shù)可在4秒-4000秒之間變動；優(yōu)選用的積分時間常數(shù)為10秒左右；第六電阻(R6)為100kΩ，起緩沖作用。
一種提高低溫電流比較儀信噪比的方法，所述低溫電流比較儀包括前饋環(huán)節(jié)和反饋環(huán)節(jié)；所述反饋環(huán)節(jié)包括檢測線圈及磁通變換器、SQUID及后續(xù)電子電路、積分器、電壓電流變換器和二次線圈；所述前饋環(huán)節(jié)包括主動電流源、從動電流源和一次線圈；為了解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量中，電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍的問題，所述方法增加一個環(huán)節(jié)使從動電流源的輸出電流接近一個預(yù)定值，減小對反饋環(huán)節(jié)的信號沖擊，提高信噪比；即在所述方法中在所述前饋環(huán)中還增加了緩慢變向電路，所述緩慢變向電路是在主動和從動電流源電路的輸入端分別加入相關(guān)的變化速率可調(diào)的基準電壓，使得主動電流和從動電流都成為變化速率可調(diào)的緩慢變化電流，用于解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量時中電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍的問題。
所述提高信噪比的方法是由所述緩慢變向電路輸出信號為可調(diào)基準電壓1和可調(diào)基準電壓2；可調(diào)基準電壓1饋入主動電流源決定該電流源的輸出電流；可調(diào)基準電壓2饋入從動電流源，即是前饋環(huán)節(jié)的輸入信號；可調(diào)基準電壓2饋入從動電流源后，使該電流源輸出一個與預(yù)定值很接近的電流，此電流就是前饋環(huán)節(jié)的輸出信號；方法中可調(diào)基準電壓2和可調(diào)基準電壓1的比例可以調(diào)節(jié)，使得前饋環(huán)節(jié)的輸出電流盡量接近預(yù)定值；只要該預(yù)定值越準確，前饋環(huán)節(jié)就越完善；所述方法中增加的緩慢變向電路為一個帶有時間常數(shù)可調(diào)的RC低通濾波器的積分電路，包括倒向開關(guān)、兩個集成運算放大器和電容、電阻；經(jīng)過所述倒向開關(guān)切換將基準電壓經(jīng)由第一電阻(R1)、第一電容(C1)構(gòu)成的低通濾波器后提供給一個組合積分器。其中的第一個集成運算放大器(OP07a)用作緩沖器，第二個為積分器(OP07b)，積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第二、三電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的陶瓷電容；當(dāng)積分器(OP07b)的輸出電壓未與輸入電壓平衡時，輸出電壓隨時間作線性變化；輸出電壓增長或降低到等于輸入電壓時，積分過程停止，線路達到平衡；整個積分時間就是主動(或從動)電流變化的時間，積分器(OP07b)輸出電壓的變化速率就是主動(或從動)電流的變化速率；第六電阻(R6)在積分器(OP07b)的輸出和輸入之間起緩沖作用；積分器(OP07b)的輸出電壓經(jīng)可調(diào)電位器第四電阻(R4)及由第五電阻(R5)、第四電容(C4)構(gòu)成的低通濾波器后就作為實際的基準電壓提供給主動電流源和從動電流源；低通濾波器的中心頻率為零頻率，其截止頻率主要由第五電阻(R5)、第四電容(C4)決定；R4用于調(diào)節(jié)積分器的輸出電壓，此濾波器主要用于濾除高頻雜散信號。
在具體的應(yīng)用中，所述倒向開關(guān)參考電壓7.5V或-7.5V，采取用手動操作切換或計算機發(fā)出倒向脈沖經(jīng)光纖傳輸驅(qū)動繼電器進行換向；積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第三、四電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的20μF陶瓷電容，R2則可從200kΩ-200MΩ分十檔選擇；這樣，積分時間常數(shù)可在4秒-4000秒之間變動；優(yōu)選用的積分時間常數(shù)為10秒左右；第六電阻(R6)為100kΩ，起緩沖作用。
為了解決技術(shù)問題，設(shè)計了一種使電流源緩慢變向的電路，以減小換向過程中的沖擊，參考電壓7.5V或-7.5V用倒向開關(guān)切換(自動操作時用計算機發(fā)出倒向脈沖經(jīng)光纖傳輸驅(qū)動繼電器進行換向)。此基準電壓經(jīng)由R1、C1構(gòu)成的低通濾波器后提供給一個組合積分器。其中的第一個OP07集成運算放大器用作緩沖器，第二個OP07則為積分器。積分時間常數(shù)由R2(C2+C3)決定。(C2+C3)為固定的20μF陶瓷電容，R2則可從200kΩ-200MΩ分十檔選擇。這樣，積分時間常數(shù)就可在4秒-4000秒之間變動。當(dāng)積分器的輸出電壓未與輸入電壓平衡時，輸出電壓隨時間作線性變化。輸出電壓增長(或降低)到等于輸入電壓時，積分過程停止，線路達到平衡。100kΩ的R6在輸出和輸入之間起緩沖作用。積分器的輸出電壓經(jīng)可調(diào)電位器R4及由R5、C4構(gòu)成的低通濾波器后就作為實際的基準電壓提供給主動電流源和從動電流源?？梢钥吹接捎诜e分器的作用，盡管基準電壓+7.5V或-7.5V是瞬間切換的，但經(jīng)過積分電路后的輸出電壓總是緩慢變向的，變化速率則可以調(diào)節(jié)R2進行選擇。
電流源緩慢變向的電路的作用是減小換向過程中的沖擊。用補償方法使初級和次級電流源電路在動態(tài)過程中更加平衡，也可有效地使前饋環(huán)節(jié)在換向過程中的沖擊進一步減小，更好地避免跳躍現(xiàn)象。在初級和次級電流源電路的輸入端都加入一個時間常數(shù)可調(diào)的補償RC低通電路。仔細調(diào)節(jié)這兩個補償?shù)屯娐返臅r間常數(shù)，就可使初級和次級電流源電路在動態(tài)過程中更加平衡，減小換向過程中前饋環(huán)節(jié)的沖擊，更好地避免跳躍現(xiàn)象。實際實驗數(shù)據(jù)表明，當(dāng)RC低通電路的電容采用8200pF，電阻采用1000Ω時，可達到最佳效果。效果正如附圖10所示。
由于解決了高匝數(shù)的低溫電流比較儀測量過程中的電流跳躍問題，實際使用了m＝5的10067/78和m＝8的16133/125兩種比例繞組。信噪比大大提高了，從而測量準確度也大為提高。另一方面，這兩種比例的誤差都小于1×10-6，也為進一步提高測量準確度創(chuàng)造了很好的基礎(chǔ)。通過2005年的國際比對說明，我們用低溫電流比較儀傳遞100Ω電阻的準確度全世界最高。達到10-10量級。見圖11所示。


圖1是現(xiàn)有技術(shù)中由低溫電流比較儀構(gòu)成電阻比較電橋；圖2是本發(fā)明中包含緩慢變向電路由低溫電流比較儀構(gòu)成電阻比較電橋；圖3是低溫電流比較儀的結(jié)構(gòu)；圖4是用于低溫電流比較儀的反饋系統(tǒng)框圖；圖5是消除前饋環(huán)節(jié)與反饋回路交叉部分后的框圖；圖6是相平面上的積分曲線族；圖7是緩慢變向電路圖；圖8是現(xiàn)有技術(shù)的信噪比效果圖；圖9是增加了安匝數(shù)但出現(xiàn)電流跳躍示意圖；圖10是本發(fā)明的信噪比效果圖。
圖11是國際計量局發(fā)表的各國的國家實驗室用量子化霍爾電阻測量100Ω電阻量值的結(jié)果。
具體實施例方式
如圖2本發(fā)明中包含緩慢變向電路由低溫電流比較儀構(gòu)成電阻比較電橋；圖4中的二次線圈是指包括前饋環(huán)節(jié)的回路與反饋回路的交叉部分。圖5是按照反饋理論把兩個回路的交叉部分解開而得到的。因而其中的二次線圈**會在附圖5中出現(xiàn)兩次，其實是指同一個線圈。
所述一種提高低溫電流比較儀信噪比的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括前饋環(huán)節(jié)和反饋環(huán)節(jié)；所述反饋環(huán)節(jié)包括檢測線圈及磁通變換器、SQUID及后續(xù)電子電路、積分器、電壓電流變換器和二次線圈；
所述前饋環(huán)節(jié)包括主動電流源、從動電流源和一次線圈；所述前饋環(huán)節(jié)用于使從動電流源的輸出電流接近一個預(yù)定值，減小對反饋環(huán)節(jié)的信號沖擊，提高信噪比；所述前饋環(huán)節(jié)還包括緩慢變向電路，所述緩慢變向電路是在主動和從動電流源電路的輸入端分別加入相關(guān)的變化速率可調(diào)的基準電壓，使得主動電流和從動電流都成為變化速率可調(diào)的緩慢變化電流，用于解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量時中電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍的問題。
具體的電路如圖7所示，緩慢變向電路為一個帶有時間常數(shù)可調(diào)的RC低通濾波器的積分電路，包括倒向開關(guān)、兩個集成運算放大器和電容、電阻；經(jīng)過所述倒向開關(guān)切換將基準電壓經(jīng)由第一電阻(R1)、第一電容(C1)構(gòu)成的低通濾波器后提供給一個組合積分器。其中的第一個集成運算放大器(OP07a)用作緩沖器，第二個為積分器(OP07b)，積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第二、三電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的陶瓷電容；當(dāng)積分器(OP07b)的輸出電壓未與輸入電壓平衡時，輸出電壓隨時間作線性變化；輸出電壓增長或降低到等于輸入電壓時，積分過程停止，線路達到平衡；整個積分時間就是主動(或從動)電流變化的時間，積分器(OP07b)輸出電壓的變化速率就是主動(或從動)電流的變化速率；第六電阻(R6)在積分器(OP07b)的輸出和輸入之間起緩沖作用；積分器(OP07b)的輸出電壓經(jīng)可調(diào)電位器第四電阻(R4)及由第五電阻(R5)、第四電容(C4)構(gòu)成的低通濾波器后就作為實際的基準電壓提供給主動電流源和從動電流源；低通濾波器的中心頻率為零頻率，其截止頻率主要由第五電阻(R5)、第四電容(C4)決定；R4用于調(diào)節(jié)積分器的輸出電壓，此濾波器主要用于濾除高頻雜散信號。
變化速率主要是由積分時間常數(shù)決定的。通常選用的電流變化速率從正最大值(或負最大值)變到負最大值(或正最大值)為10秒左右，如果電路的穩(wěn)定性不夠理想，可適當(dāng)加大積分時間常數(shù)，使變化速率進一步變慢。
在具體的應(yīng)用中，所述倒向開關(guān)參考電壓7.5V或-7.5V，采取用手動操作切換或計算機發(fā)出倒向脈沖經(jīng)光纖傳輸驅(qū)動繼電器進行換向；積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第三、四電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的20μF陶瓷電容，R2則可從200kΩ-200MΩ分十檔選擇；這樣，積分時間常數(shù)可在4秒-4000秒之間變動；優(yōu)選用的積分時間常數(shù)為10秒左右；第六電阻(R6)為100kΩ，起緩沖作用。
即參考電壓7.5V或-7.5V用倒向開關(guān)切換(自動操作時用計算機發(fā)出倒向脈沖經(jīng)光纖傳輸驅(qū)動繼電器進行換向)。此基準電壓經(jīng)由R1、C1構(gòu)成的低通濾波器后提供給一個組合積分器。其中的第一個OP07集成運算放大器用作緩沖器，第二個OP07則為積分器。積分時間常數(shù)由R2(C2+C3)決定。(C2+C3)為固定的20μF陶瓷電容，R2則可從200kΩ-200MΩ分十檔選擇。這樣，積分時間常數(shù)就可在4秒-4000秒之間變動。當(dāng)積分器的輸出電壓未與輸入電壓平衡時，輸出電壓隨時間作線性變化。輸出電壓增長(或降低)到等于輸入電壓時，積分過程停止，線路達到平衡。100kΩ的R6在輸出和輸入之間起緩沖作用。積分器的輸出電壓經(jīng)可調(diào)電位器R4及由R5、C4構(gòu)成的低通濾波器后就作為實際的基準電壓提供給主動電流源和從動電流源?？梢钥吹接捎诜e分器的作用，盡管基準電壓+7.5V或-7.5V是瞬間切換的，但經(jīng)過積分電路后的輸出電壓總是緩慢變向的，變化速率則可以調(diào)節(jié)R2進行選擇。R4用于調(diào)節(jié)積分器的輸出電壓，正常工作時放在100％。但在0測量一個未知電阻時，為了避免電路失衡而對指零儀造成沖擊，可把R4先置到零位，使饋入后續(xù)電路的電壓為零，再慢慢調(diào)大R4使饋入后續(xù)電路的電壓逐步加大，可保證電路的穩(wěn)定運行。低通濾波器的中心頻率為零頻率，其截止頻率主要由R5、C4決定， R4的阻值比較小(5千歐)，與截止頻率關(guān)系不太大。此濾波器主要用于濾除高頻雜散信號，截止頻率可選擇為1秒左右。
電流源緩慢變向的電路的作用是減小換向過程中的沖擊。用補償方法使初級和次級電流源電路在動態(tài)過程中更加平衡，也可有效地使前饋環(huán)節(jié)在換向過程中的沖擊進一步減小，更好地避免跳躍現(xiàn)象。在初級和次級電流源電路的輸入端都加入一個時間常數(shù)可調(diào)的補償RC低通電路。仔細調(diào)節(jié)這兩個補償?shù)屯娐返臅r間常數(shù)，就可使初級和次級電流源電路在動態(tài)過程中更加平衡，減小換向過程中前饋環(huán)節(jié)的沖擊，更好地避免跳躍現(xiàn)象。實際實驗數(shù)據(jù)表明，當(dāng)RC低通電路的電容采用8200pF，電阻采用1000Ω時，可達到最佳效果。效果正如附圖10所示。
圖8是現(xiàn)有技術(shù)一般采用比例為2065/16的繞組。由于匝數(shù)比較低，可以穩(wěn)定工作，不出現(xiàn)電流跳躍，但是信噪比比較低。該圖中的曲線為與圖1中相應(yīng)的測量電路中指零儀的輸出曲線。可以看到，噪聲比較大。
圖9是當(dāng)把比例繞組匝數(shù)增加到4001/31時，噪聲小了一些，但出現(xiàn)了電流跳躍現(xiàn)象的效果圖。
圖10是當(dāng)專利申請人采用了本發(fā)明的技術(shù)方案的措施后，比例繞組的匝數(shù)提高到了16133/125，低溫電流比較儀可以穩(wěn)定工作，不出現(xiàn)電流跳躍，而噪聲大大降低了。
圖11是國際計量局發(fā)表的各國的國家實驗室用量子化霍爾電阻測量100Ω電阻量值的結(jié)果。測量值用不同形狀的點標(biāo)志標(biāo)出。穿過測量值的豎線為測量不確定度。豎線越長，測量不確定度越大。
權(quán)利要求
1，一種提高低溫電流比較儀信噪比系統(tǒng)，其特征在于所述系統(tǒng)包括前饋環(huán)節(jié)和反饋環(huán)節(jié)；所述反饋環(huán)節(jié)包括檢測線圈及磁通變換器、SQUID及后續(xù)電子電路、積分器、電壓電流變換器和二次線圈；所述前饋環(huán)節(jié)包括主動電流源、從動電流源和一次線圈；所述前饋環(huán)節(jié)用于使從動電流源的輸出電流接近一個預(yù)定值，減小對反饋環(huán)節(jié)的信號沖擊，提高信噪比；所述前饋環(huán)節(jié)還包括緩慢變向電路，所述緩慢變向電路是在主動和從動電流源電路的輸入端分別加入相關(guān)的變化速率可調(diào)的基準電壓，使得主動電流和從動電流都成為變化速率可調(diào)的緩慢變化電流，用于解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量時電流換向過渡過程中產(chǎn)生電流跳躍的問題。
2，根據(jù)權(quán)利要求1所述一種提高低溫電流比較儀信噪比的系統(tǒng)，其特征在于所述的緩慢變向電路為一個帶有時間常數(shù)可調(diào)的RC低通濾波器的積分電路，包括倒向開關(guān)、兩個集成運算放大器和電容、電阻；經(jīng)過所述倒向開關(guān)切換將基準電壓經(jīng)由第一電阻(R1)、第一電容(C1)構(gòu)成的低通濾波器后提供給一個組合積分器。其中的第一個集成運算放大器(OP07a)用作緩沖器，第二個為積分器(OP07b)，積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第二、三電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的陶瓷電容；當(dāng)積分器(OP07b)的輸出電壓未與輸入電壓平衡時，輸出電壓隨時間作線性變化；輸出電壓增長或降低到等于輸入電壓時，積分過程停止，線路達到平衡；整個積分時間就是主動(或從動)電流變化的時間，積分器(OP07b)輸出電壓的變化速率就是主動(或從動)電流的變化速率；第六電阻(R6)在積分器(OP07b)的輸出和輸入之間起緩沖作用；積分器(OP07b)的輸出電壓經(jīng)可調(diào)電位器第四電阻(R4)及由第五電阻(R5)、第四電容(C4)構(gòu)成的低通濾波器后就作為實際的基準電壓提供給主動電流源和從動電流源；低通濾波器的中心頻率為零頻率，其截止頻率主要由第五電阻(R5)、第四電容(C4)決定；R4用于調(diào)節(jié)積分器的輸出電壓，此濾波器主要用于濾除高頻雜散信號。
3，根據(jù)權(quán)利要求2所述一種提高低溫電流比較儀信噪比的系統(tǒng)，其特征在于所述倒向開關(guān)參考電壓7.5V或-7.5V，采取用手動操作切換或計算機發(fā)出倒向脈沖經(jīng)光纖傳輸驅(qū)動繼電器進行換向；積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第三、四電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的20μF陶瓷電容，R2則可從200kΩ-200MΩ分十檔選擇；積分時間常數(shù)可在4秒-4000秒之間變動；優(yōu)選用的積分時間常數(shù)為10秒左右；第六電阻(R6)為100kΩ，起緩沖作用。
4，一種提高低溫電流比較儀信噪比的方法，其特征在于所述低溫電流比較儀包括前饋環(huán)節(jié)和反饋環(huán)節(jié)；所述反饋環(huán)節(jié)包括檢測線圈及磁通變換器、SQUID及后續(xù)電子電路、積分器、電壓電流變換器和二次線圈；所述前饋環(huán)節(jié)包括主動電流源、從動電流源和一次線圈；為了解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量中，電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍的問題，所述方法增加一個環(huán)節(jié)使從動電流源的輸出電流接近一個預(yù)定值，減小對反饋環(huán)節(jié)的信號沖擊，提高信噪比；即在所述方法中在所述前饋環(huán)中還增加了緩慢變向電路，所述緩慢變向電路是在主動和從動電流源電路的輸入端分別加入相關(guān)的變化速率可調(diào)的基準電壓，使得主動電流和從動電流都成為變化速率可調(diào)的緩慢變化電流，用于解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量時中電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍的問題。
5，根據(jù)權(quán)利要求4所述一種提高低溫電流比較儀信噪比的方法，其特征在于所述提高信噪比的方法是由所述緩慢變向電路輸出信號為可調(diào)基準電壓1和可調(diào)基準電壓2；可調(diào)基準電壓1饋入主動電流源決定該電流源的輸出電流；可調(diào)基準電壓2饋入從動電流源，即是前饋環(huán)節(jié)的輸入信號；可調(diào)基準電壓2饋入從動電流源后，使該電流源輸出一個與預(yù)定值很接近的電流，此電流就是前饋環(huán)節(jié)的輸出信號；方法中可調(diào)基準電壓2和可調(diào)基準電壓1的比例可以調(diào)節(jié)，使得前饋環(huán)節(jié)的輸出電流盡量接近預(yù)定值；只要該預(yù)定值越準確，前饋環(huán)節(jié)就越完善。
6，根據(jù)權(quán)利要求4所述一種提高低溫電流比較儀信噪比的方法，其特征在于所述的緩慢變向電路為一個帶有時間常數(shù)可調(diào)的RC低通濾波器的積分電路，包括倒向開關(guān)、兩個集成運算放大器和電容、電阻；經(jīng)過所述倒向開關(guān)切換將基準電壓經(jīng)由第一電阻(R1)、第一電容(C1)構(gòu)成的低通濾波器后提供給一個組合積分器。其中的第一個集成運算放大器(OP07a)用作緩沖器，第二個為積分器(OP07b)，積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第二、三電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的陶瓷電容；當(dāng)積分器(OP07b)的輸出電壓未與輸入電壓平衡時，輸出電壓隨時間作線性變化；輸出電壓增長或降低到等于輸入電壓時，積分過程停止，線路達到平衡；整個積分時間就是主動(或從動)電流變化的時間，積分器(OP07b)輸出電壓的變化速率就是主動(或從動)電流的變化速率；第六電阻(R6)在積分器(OP07b)的輸出和輸入之間起緩沖作用；積分器(OP07b)的輸出電壓經(jīng)可調(diào)電位器第四電阻(R4)及由第五電阻(R5)、第四電容(C4)構(gòu)成的低通濾波器后就作為實際的基準電壓提供給主動電流源和從動電流源；低通濾波器的中心頻率為零頻率，其截止頻率主要由第五電阻(R5)、第四電容(C4)決定；R4用于調(diào)節(jié)積分器的輸出電壓，此濾波器主要用于濾除高頻雜散信號。
7，根據(jù)權(quán)利要求6所述一種提高低溫電流比較儀信噪比的方法，其特征在于所述倒向開關(guān)參考電壓7.5V或-7.5V，采取用手動操作切換或計算機發(fā)出倒向脈沖經(jīng)光纖傳輸驅(qū)動繼電器進行換向；積分時間常數(shù)由第二電阻(R2)和第三、四電容(C2+C3)決定。第二、三電容(C2+C3)為固定的20μF陶瓷電容，R2則可從200kQ-200MQ分十檔選擇；其中積分時間常數(shù)可在4秒-4000秒之間變動；優(yōu)選用的積分時間常數(shù)為10秒左右；第六電阻(R6)為100kQ，起緩沖作用。
全文摘要
本發(fā)明屬于一種在計量過程中的一種計量系統(tǒng)及其方法，和低溫電流比較儀裝置相關(guān)。尤其涉及一種在低溫電流比較儀系統(tǒng)中解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量時中電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍問題的系統(tǒng)及方法。一種提高低溫電流比較儀信噪比的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括前饋環(huán)節(jié)和反饋環(huán)節(jié)；前饋環(huán)節(jié)還包括緩慢變向電路，所述緩慢變向電路是在主動和從動電流源電路的輸入端加入一個時間常數(shù)可調(diào)的補償RC低通電路，用于解決高匝數(shù)低溫電流比較儀測量時中電流換向過渡過程時產(chǎn)生電流跳躍的問題。由于解決了高匝數(shù)的低溫電流比較儀測量過程中的電流跳躍問題，信噪比大大提高了，從而測量準確度也大為提高。
文檔編號G01R27/02GK1996024SQ20061014402
公開日2007年7月11日 申請日期2006年11月24日 優(yōu)先權(quán)日2006年11月24日
發(fā)明者賀青, 張鐘華, 李正坤 申請人:中國計量科學(xué)研究院