專利名稱：：去除電生理信號中工頻干擾信號的方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及去除工頻干擾信號的方法，尤其是電生理信號中工頻干擾信號的方法，本發(fā)明方法屬于自適應信號處理范疇的降噪算法，是將鎖定放大器軟件化后的結果。
背景技術：
：.-針對電生理信號中的工頻干擾，傳統(tǒng)的方法是使用50Hz的陷波器。然而，由于電網(wǎng)、用電設備的影響，因此傳統(tǒng)的陷波器難以達到令人滿意的結果。在IEEETrans這些領先的雜志上，每年都有針對去除工頻干擾信號的文章發(fā)表，但是，這些文章大多從隨機信號處理的角度出發(fā)，雖然處理效果不錯，但是往往存在算法復雜度高，難以理解等缺點。因此，在對電生理信號進行預處理時，大家都迫切地需要一種易于實現(xiàn)，易于理解，同時效果又相當不錯的去除工頻干擾的算法。例如，在心電圖檢測中，現(xiàn)有技術中，在硬件上，盡管通過引進更好的儀表放大器以及右腿驅動電路，共模干擾能夠被極大削弱，然而，硬件改良并非在所有場合下都適用。在軟件上，傳統(tǒng)的做法是采用50Hz陷波器。然而，工頻干擾的頻率相位并非一成不變，因此單純地設計50Hz附近一個很窄的頻段作為陷波器效果不佳。但是，武斷地增大陷波器帶寬的做法則會引起兩個問題一是50Hz附近的有用頻率也會被濾除，造成信號失真，二是會在信號的時域圖上產生振鈴現(xiàn)象。
發(fā)明內容為了解決現(xiàn)有技術中存在的上述問題，本發(fā)明提供了一種新的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，具體技術方案如下一種去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，歩驟包括1)對于采集到的電生理信號，把工頻干擾信號看作正弦信號，重構該正弦信號(該正弦信號即為類似于工頻干擾的正弦信號)；2)從采集到的電生理信號中減去重構的正弦信號，即消除干擾，得到純凈的心電圖信號。所述步驟l)中，探測正弦信號的頻率、相位和幅度參量，重構正弦信號，步驟是，把工頻干擾信號看作有用信號，而將電生理信號看作干擾信號，通過抑制電生理信號，精確地檢測工頻干擾的幅度、頻率、相位，然后重構干擾信號，具體來說，步驟包括1.1)設定一個初始參考信號，幅度、頻率和相位都已知；1.2)然后把含有干擾的電生理輸入信號InputX(t)和初始參考信號Reference作比較，不斷觀察比較得到的DeltaFrequency,DeltaPhase和兩個信號幅度的乘積；1.3)如果DeltaFrequency或DeltaPhase大于相應的閥值，就根據(jù)DeltaFrequency和DeltaPhase不斷修正參考信號；所述DeltaFrequency是兩個信號頻率的差值，DeltaPhase是兩個信號相位的差值；1.4)重復步驟1.11.3，輸出的DeltaFrequency和DeltaPhase越來越小，最終小于閾值，此時，參考信號的頻率、相位非常逼近干擾信號的頻率相位；1.5)應用步驟1.4修正最終得到的參考信號的Frequency、Phase作為干擾信號的頻率和相位，參考信號和輸入信號的幅度乘積，作為干擾信號的幅度，重構仿真得到干擾信號。所述步驟2)中，用輸入信號hputX(t)減去重構仿真的干擾信號，去除輸入信號中的干擾信號，得到純凈的電生理信號。所述步驟l)是在鎖定放大器中完成的，所述鎖定放大器包括兩個乘法器和兩個低通濾波器LPF;每個乘法器對應設在一個低通濾波器LPF的前端，所述心電圖輸入信號InputX(t)分別傳入一個乘法器；所述初始參考信號Reference有兩組，分別是一對正交的信號Vref和Vref9(T;所述Vref和Vref90°分別傳入一個乘法器中；測量兩個低通濾波器LPF輸出信號，運算后即得干擾信號的幅度、相位和頻率。本犮明還將所述鎖定放大器的硬件電路軟件化，使本發(fā)明更具有靈活性和穩(wěn)定性。所述DeltaFrequency的閾值y=0.005Hz，DeltaPhase的閾值是0.005Radian。本發(fā)明把工頻干擾(就是市電50Hz干擾)看成正弦波(實際情況是類正弦波而不是絕對的正弦波)，然后通過一定的方法，將這個正弦波重構出來，最后再將這個重構的正弦波減去，達到了消除干擾的目的。本發(fā)明用簡單的減法應用就消除了干擾。而在信號處理領域中，幾乎所有的去除干擾的行為，就可以概括為巻積濾波，業(yè)內人士也對這種方法非常熟悉，甚至已經(jīng)產生了審美疲勞或是思維慣性。但是，本發(fā)明與傳統(tǒng)不同，就是簡單的相減，而且效果很好。本發(fā)明在探測頻率、相位、幅度時，在宏觀上構成了一個反饋環(huán)，通過多次反饋，逐漸逼近了那三個量的精確值。由于是基于反饋原理，因此最終的精度非常的高，.可以達到小數(shù)點后6位。這種利用反饋的思想，將探測精度提高了不止3個數(shù)量級。將鎖定放大器的硬件電路軟件化，由于鎖定放大器的強烈的抑制噪聲的本領，本算法工作時，不需要避開QRS波群。圖1是本方法原理示意圖圖2是鎖定放大器原理框圖圖3是測試一中原始心電信號圖4是測試一中含有工頻干擾的心電信號圖5是測試一中還原的信號(分段長度為128個點)圖6是測試一中干擾信號(分段長度為128個點)圖7是測試二中實際采集的ECG信號圖8是測試二中還原的信號。具體實施例方式一種去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，步驟包括1)對于采集到的電生理信號，把工頻干擾信號看作正弦信號，重構該正弦信號(該正弦信號即為類似于工頻千擾的正弦信號)；2)從采集到的電生理信號中減去重構的正弦信號，即消除干擾，得到純凈的心電圖信號。所述步驟l)中，探測正弦信號的頻率、相位和幅度參量，重構正弦信號，步驟是，把工頻干擾信號看作有用信號，而將電生理信號看作干擾信號，通過抑制電生理信號，精確地檢測工頻干擾的幅度、頻率、相位，然后重構干擾信號，具體來說，步驟包括1.1)設定一個初始參考信號，幅度、頻率和相位都已知；1.2)然后把含有千擾的電生理輸入信號InputX(t)和初始參考信號Reference作比較，不斷觀察比較得到的DeltaFrequency,DeltaPhase和兩個信號幅度的乘積；1.3)如果DeltaFrequency或DeltaPhase大于相應的閥值，就根據(jù)DeltaFrequency和DeltaPhase不斷修正參考信號；所述DeltaFrequency是兩個信號頻率的差值，DeltaPhase是兩個信號相位的差值；1.4)重復步驟1.11.3，輸出的DeltaFrequency和DeltaPhase越來越小，最終小于閾值，此時，參考信號的頻率、相位非常逼近干擾信號的頻率相位；1.5)應用步驟1.4修正最終得到的參考信號的Frequency、Phase作為干擾信號的頻率和相位，參考信號和輸入信號的幅度乘積，作為干擾信號的幅度，重構仿真得到干擾信號。所述步驟2)中，用輸入信號InputX(t)減去重構仿真的干擾信號，去除輸入信號中的干擾信號，得到純凈的電生理信號。所述歩驟l)是在鎖定放大器中完成的，所述鎖定放大器包括兩個乘法器和兩個低通濾波器LPF;每個乘法器對應設在一個低通濾波器LPF的前端，所述心電圖輸入信號InputX(t)分別傳入一個乘法器；所述初始參考信號Reference有兩組，分別是一對正交的信號Vref和Vref9(T;所述Vref和Vref90°分別傳入一個乘法器中；測量兩個低通濾波器LPF輸出信號，運算后即得干擾信號的幅度、相位和頻率。本發(fā)明還將所述鎖定放大器的硬件電路軟件化，使本發(fā)明更具有靈活性和穩(wěn)定性。所述DeltaFrequency的閾值y=0.005Hz，DeltaPhase的閾值是0.005Radian。下面以本方法在去除心電圖中工頻干擾信號中的應用，結合附圖對本發(fā)明作進一步說明。參考圖1，輸入信號包括兩部分ECG信號和工頻干擾。此時ECG被看作干擾信號，而工頻干擾則被看成有用的信號。假設存在一個裝置，他能夠抑制ECG信號，比較干擾信號和參考信號Vref，從而得到輸入信號中干擾信號和參考信號二者的頻率差，相位差和幅度的乘積。具體來說，首先設定一個初始參考信號(幅度，頻率和相位都已知)，然后把含有干擾的輸入信號InputX(t)和初始參考信號Reference交給這所述裝置，然后不斷觀察輸出的DeltaFr叫uency，DeltaPhase和兩個信號幅度的乘積。如果DeltaFrequency或DeltaPhase過大(意味著干擾信號和參考信號reference的差別很大)，就根據(jù)DeltaFrequency和DeltaPhase不斷修正參考信號，然后再把7修正過的參考信號reference和Input送給所述裝置，重復以上的過程。這樣經(jīng)過若干次反復以后，輸出的DeltaFrequency和DeltaPhase將越來越小，最終小于閾值(本發(fā)明中設為閾值DeltaFrequency=0.005Hz，閾值DeltaPhase=0.005Radian),而此時就可以認為參考信號的頻率、相位非常逼近干擾信號的頻率相位。而又可以通過輸出的兩個信號的幅度乘積，得到干擾信號的幅度。最后，可以使用已被修正好的參考信號的Frequency,Phase和干擾信號的幅度這三個參數(shù)，重構一個仿真的干擾信號，然后只需要用輸入信號減去仿真的干擾信號，就可以去除輸入信號中的干擾信號。所述裝置選用鎖定放大器，如圖2，Vref和Vref90。是一對正交的信號，Vref就是所述初始參考信號，LPF是低通濾波器。參考圖2，對本算法作進一歩說明。先設X(t)為單頻信號(即輸入的信號是單純的工頻干擾信號)，并且可以寫成X(t)-Eisin(2ixf't+(^)，Vref和Vref90。為參考信號，所有初始參數(shù)均由人為設定，設初始參考信號yVref=Ersin(2;rf2t+cp2)的形式是'Vref90°=Ercos(2;rf2t+cp2)那么，經(jīng)過乘法器以后，A和B處的信號為:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>為高頻信號，在經(jīng)過低通濾波器后就會被濾除，所以，C和D處的信號分別為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>最后一歩的運算是2<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>VI，V2可看成兩條曲線，從這兩條曲線中，可以得到DeltaFrequency(頻率差)和DeltaPhase(相位差)的信息。通過測量V1，便可以從(1)式中得到輸入信號X(t)的幅度Ei,Ei=，。Er對于2)式，在t比較小的時候，可以近似看成V2-^-tan[2兀(f卜f2)t+(cpi-cp2)]*2兀(f1-f2)t+((p卜cp2"2兀xDeltaFxt+DeltaP......(3)式中，DeltaP即為DeltaPhase,DeltaF即為DeltaFrequency。當t=0時，即在V2曲線的初始點，V2=DeltaP等于干擾信號和參考信號的相位差。而"二2r^DeltaF，即V2曲線的斜率，就等于干擾信號和參考信號的頻率差。這樣，通過測量V1和V2，便可以得到干擾信號的幅度、干擾信號和參考信號的相位差，頻率差。但是，實際情況中，輸入信號將不是一個單頻信號，而是ECG信號和干擾信號的混合體。為了將X(t)普適化，令X(t)為一個單頻信號和多個頻率信號的混雜體，這樣更接近實際采集到的信號，設X(t)=Eisin(2nf|t+;。i)+Enlsin(2mfnit+^ni)+'En2sin(2nfn2t+9n2)+...Enxsin(2兀fnxt+^nx)，其中Enlsin(2丌fnlt+^nl)+En2sin(2nfn2t+^n2)+…Enxsin(2nfnxt+<;。nx)相當于噪聲(在實際中相當于ECG波形)參考信號不變，設為,ref=Ersin(27rf2t+(p2)Vref90°=Ercos(27rf2t+cp2)那么，A和B處對應的信號就變?yōu)锳'-"^COS[2兀(f卜f2)t+(Cpl-(p2)J十"^"COS[2兀(fni-f2)t+(Cpni-(p2)I十~^~COS^2兀(fn一f2)^^"(Cpn2-Cp2)l+'■.^——^COS〖2兀(fnx-fi)t十(Cprw-卬2)j-^^cos7「iV/^〃fp+^,7-…-^^"c6^/^;r0〃、(4)B'-平sin[2兀(fi-f2)t+(cp卜屮2))+5l^sin[2兀(fni-f2)t+(cpn卜cp2))+^^sin[2兀(fti2-fi)t+((pn2-q)2))+…+^^sin[23t(fn、-fc)t+(cpw(p2)]-爺sZ/7/"2;r&+/>力"爐〃f"—，w/7々tf7,-a/>力+(>+w'U一5^/27ffflil+&力+f爐"+fJJ—...一si/]/2.t++(V"、+P7(5)同樣的道理，經(jīng)過低通濾波器之后，斜體字部分的高頻信號將被濾除。而對于頻率為L-f2,t;2-tV',f,'廣f2的信號來說，除非fm-f2,^-f2,"',fnx-&非常接近直流，否則仍然會被濾除，無法對后續(xù)產生干擾，對于心電信號來說，能量主要集中在30Hz以下，50Hz附近的能量非常小，很難對探測結果產生影響，因此可以忽略這種計算中的干擾。V1=WC2+D2s，......(6)在LPF的截止頻率很低的情況下，2V2-2《tan[2u(f,-f2)f+(cp,-cp2)〗......(7)c算法改進上面的部分己經(jīng)將算法數(shù)學化，清晰地表明了理論推導部分和可能產生誤差9)和(5)。以上的理論推導出的信號，在實際中會遭到很強的干擾，以致無法直接應用上述算法。因此，在實際算法中還需消除誤差和抑制噪聲，精確地檢測到干擾信號。本方法提出了acquisition(大致獲得)和tracking(跟蹤)的方案在Acquisition的過程中，精度是次要的，而獲得DeltaFrequency和DeltaPhase的大致值則是其主要目的，因此算法需要魯棒性(穩(wěn)定性)。在Acquisition的過程中，為了得到DeltaPhase的大致值，首先令1=0，求出DeltaPhase=V2。為了求DeltaFrequency的大致值，只分析V2序列的前20個點(t比較小，保證式7)中約等號不致引起過大誤差，保證算法的穩(wěn)定性)，LPF的截止頻率也被設定為5Hz，這意味至少在理論上，算法可以追蹤從45Hz-55Hz的干擾信號。然后，立即使用Acquisition過程中得到的DeltaFrequency和DeltaPhase修正參考信號。由于在Acquisition的階段中，DeltaFrequency和DeltaPhase的大致值已經(jīng)確定，因此，經(jīng)過修正以后的參考信號與要追蹤的干擾信號大大接近了，即此時的DeltaFrequency和DeltaPhase已經(jīng)比Acquisition以前大大縮小了。故可以進入Tracking過程。在Tracking的過程中，精度非常重要。隨著DeltaFrequency和DeltaPhase的縮小，在V2=g=tan[2兀(f1-f2)t+(cp1-cp2)]271(f卜f2)t+(cpi陽cp2)-2兀xDeltaFxt+DeltaP中(DeltaP即為DeltaPhase),即使t取得比較大，約等號的精度仍然可以保證，這就允許分析V2中更多的數(shù)據(jù)。并且，隨著Tracking過程的不斷迭代，DeltaFrequency會越來越小，因此我們就可以分析V2中越來越多的數(shù)據(jù)。Acquisition中的僅取V2中前20個數(shù)據(jù)是為了保證算法的穩(wěn)定性，而Tracking中隨著DeltaFrequency的降低，分析V2中越來越多的數(shù)據(jù)則可以平滑信號中的噪聲，保證了算法的精度。另外，由于在Tracking過程中，DeltaFrequency不斷縮小，因此低通濾波器的截止頻率就可以隨著DeltaFrequency的縮小而縮小，以便取得更強的抑制干擾的能力。在算法中，Acquisition和Tracking過程相當于一個反饋環(huán)Acquisition首先大致定位，然后不斷重復Tracking的過程。在Tracking中，隨著DeltaFrequency的減小，V2中越來越多的點納入計算之中，LPF的截止頻率也隨DeltaFrequency的減小而降低。這兩樣措施都會進一歩提高精度，抑制誤差，反過來又減小了DeltaFrequency的值。這個反饋和模擬電路中的反饋機制有類似的作用，可以不斷消除誤差，使參考信號越來越逼近干擾信號，在模擬電路中反饋環(huán)付出的代價是使電路放大倍數(shù)減小，而Tracking過程付出的代價則是更多的計算量。測試測試一(參考圖36)，取MIT-BIH數(shù)據(jù)庫的一段信號(采樣頻率256Hz，長度為6s),這段信號受到了人為添加的幅度、頻率、相位不同的噪聲的污染。表l:<table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>表2:<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>表3:<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>從圖4中，還原信號的第1025點到1152點的噪聲比其他段大，也比較明顯。這是因為，對原始的第1025點到1152點添加的噪聲幅度達到5V(所有噪聲中最大)，因此與之對應的還原信號中，噪聲自然也相應較大。不過，從表格中可以看出，算法的效果(SNR改進比)，在第5段沒有明顯下降，約為35dB。測試二(參考圖7、8):再取一段實際采樣得到的心電信號.采樣頻率為1000Hz，信號持續(xù)時間為1560ms。應用本方法后，SNR(信噪比)改善程度30.26dB總結'測試證明，本算法繼承了鎖定放大器出色的抑制噪聲的能力。即使在工頻干擾幅度很大的情況下，(如測試一中，信號的最大值僅為1V而噪聲的幅度達1.5V甚至5V，測試二中ECG信號幾乎全部淹沒在工頻干擾的噪聲中)，算法仍能恢復出ECG信號。由于采用簡單抵消的方法，而非巻積，相比傳統(tǒng)的陷波器，我們的算不存在相移和振鈴現(xiàn)象。本方法反應速度更快，幾乎不需要學習的時間。很多去除50Hz工頻干擾的算法都需要做QRS檢測，并要小心翼翼地避開QRS波以防止干擾，然而，由于LIA(鎖定放大器)出色的抗噪聲能力，本算法并不需要做QRS檢測，大大地簡化了算法流程。由于參考信號的頻率可以任意調節(jié)，因此從理論上來說，本算法不但可以消除50Hz的工頻干擾，亦可以消除60Hz的干擾和100Hz的倍頻干擾。這種算法的效果相當于一個效果明顯的陷波器，卻沒有濾波器的相移作用，也不會像陷波器那樣對50Hz附近頻率的信號也有影響，而是僅僅對工頻干擾有去除作用。由于僅僅涉及了初等數(shù)學運算，這種算法無疑要比很多復雜的算法容易理解，容易實現(xiàn)得多。1權利要求1、一種去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是步驟包括1)對于采集到的電生理信號，把工頻干擾信號看作正弦信號，重構該正弦信號，該正弦信號即為類似于工頻干擾的正弦信號；2)從采集到的電生理信號中減去重構的正弦信號，即消除干擾，得到純凈的電生理信號。2、根據(jù)權利要求1所述的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是所述步驟l)中，探測正弦信號的頻率、相位和幅度參量，重構正弦信號，步驟是，把工頻干擾信號看作有用信號，而將電生理信號看作干擾信號，通過抑制電生理信號，精確地檢測工頻干擾的幅度、頻率、相位，然后重構干擾信號。3、根據(jù)權利要求2所述的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是所述步驟l)中，檢測工頻干擾的幅度、頻率、相位的的步驟包括1.1)設定一個初始參考信號，幅度、頻率和相位都已知；1.2)然后把含有干擾的電生理輸入信號InputX(t)和初始參考信號Reference作比較，不斷觀察比較得到的DeltaFrequency,DeltaPhase和兩個信號幅度的乘積；1.3)如果DeltaFrequency或DeltaPhase大于相應的閥值，就根據(jù)DeltaFrequency和DeltaPhase不斷修正參考信號；所述DeltaFrequency是兩個信號頻率的差值，DeltaPhase是兩個信號相位的差值；1.4)重復步驟1.11.3，輸出的DeltaFrequency和DeltaPhase越來越小，最終小于閾值，此時，參考信號的頻率、相位非常逼近干擾信號的頻率相位；1.5)應用步驟1.4修正最終得到的參考信號的Frequency,Phase作為干擾信號的頻率和相位，參考信號和輸入信號的幅度乘積，作為干擾信號的幅度，重構仿真得到干擾信號。4、根據(jù)權利要求1或2或3所述的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是所述步驟2)中，用輸入信號InputX(t)減去重構仿真的干擾信號，去除輸入信號中的干擾信號，得到純凈的電生理信號。5、根據(jù)權利要求3所述的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是所述DeltaFrequency的閾值y=0.005Hz，DeltaPhase的閾值是0.005Radian。6、根據(jù)權利要求2或3所述的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是所述步驟l)是在鎖定放大器中完成的，所述鎖定放大器包括兩個乘法器和兩個低通濾波器LPF;每個乘法器對應設在一個低通濾波器LPF的前端，所述心電圖輸入信號I叩utX(t)分別傳入一個乘法器；所述初始參考信號Reference有兩組，'分別是一對正交的信號Vref和Vref90°;所述Vref和Vref90。分別傳入一個乘法器中；測量兩個低通濾波器LPF輸出信號，運算后即得干擾信號的幅度、相位和頻率。7、根據(jù)權利要求6所述的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是將所述鎖定放大器的硬件電路軟件化，算法的步驟包括X(t)為電生理信號和工頻信號的混合體，即單頻信號和多個頻率信號的混雜體，設X(t)=Eisin(2nfit+^i)+Enlsin(2jifnit+9ni)+En2sin(2nfn2t+pn2)+—Enxsin(23tfnxt+9。nx)，其中Enlsin(2:nfnlt+</9n)+En2sin(2jtfn2t+';/n2)+…Enxsin(2nfnxt+^nx)相當于噪聲，即為電生理信號波形；、丄。、jVref-Ersin(27rf2t+cp2)設參考fe可為Vref90°=Ercos(2;rf2t+(p2);經(jīng)過乘法器以后，Vref和Vre巧O。分別對應的信號為A'二"^"COS〖2i7r(f卜f2)t+((fn-(p2)l+^^cos[2兀(fYii-f2)t+((piii-(p2)l+"^"Cos[27t(rn2-f;2)t十(cpn2-(p2)]+…H^^cos[2兀(fnx-f2)t+(q)nx-q)2Jj—g。5"/^;r67^,/^/if+7-"-"，mg/";r(^"'十/>力子廣p〃:^0i，J和EiEr曙…,f_p、/、，，EiEnl.r、/、，，EiEn2.EiEraB'=^^sJn[27r(ft-f2)t+(cpi-cp2n"f~^~sin[2E(fni-f2)t+(cp:ii-cp2)j+~^~sin[27c(fn2-f2)t+(cpn2-cp2)j+..."h~^sin[27r(fn,、-f2)t+(<pnwp2)〕f'必j經(jīng)低通濾波后，高頻信號被濾除，得到Vref和Vref9(T分別對應的信號為和EiErEiEi"EiEn2EiEiiyC=^"^cos[2;c(fi-f2)t+(cpi-cp2)]+~^cosl2M(f'ni-fi)t+((pni-cp2)]+^"^~cos[23t(fh2-f2)t+(cp1'2-cp2)l+—h~^cos[27t(￡.、-fi)t+(cpn,-cp2nD-平sin[2兀(fi-f2)t+((p卜q)2)]十^l^sinf2兀(fm-f2)t+((pm-(p2)l+^l^sin[23r(fm-fi)t+(中n2-fp2)]十…+^l^sin[23i(t;-fi)t+((pnx-(p2))對于頻率為fn,-f2,f2-f2,,fx-f2的信號來說，除非該信號非常接近直流，否則仍然會被濾除，無法對后續(xù)產生千擾，對于電生理信號來說，能量主要集中在30Hz以下，50Hz附近的能量非常小，很難對探測結果產生影響，因此可以忽略這種計算中的干擾；EiErvi=Vc2+o2在LPF的截止頻率很低的情況下，2;VI，V2可看成兩條曲線，通過這兩條曲線中，可以得到信號X(t)和參考信號的頻率差DeltaFrequency和相位差DeltaPhase的信息；對于vi，信號xa)的幅度邁-，；Er對于V2，在t比較小的時候，可以近似看成3V2-^-tan[2兀(fi陽f2)t+(cpi-cp2)]2兀(f卜f2)t+(cpi-cp2)-2兀xDeltaFxt+DeltaP;式中DeltaF即為DeltaFrequency，DeltaP即為DeltaPhase;當1=0時，即在V2曲線的初始點，V2=DeltaPhase等于干擾信號和參考信號的相位差。而"^7ixDeltaF即V2曲線的斜率，即為X(t)信號和參考信號的dt頻率差；通過測量V1和V2，即得工頻干擾信號的幅度、相位和頻率。8、根據(jù)權利要求7所述的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是所述算法中還包括acquisition大致獲得和tracking跟蹤過程；Acquisition和Tracking.過程相當于一個反饋環(huán)Acquisition首先大致定位，然后不斷重復Tracking的過程，步驟包括a)先進斗亍Acquisition的過程求DeltaPhase的大致值首先，令，O，V2=DeltaPhase,只分析V2序列的前20個點，LPF的截止頻率也被設定為5Hz;然后，立即使用Acquisition過程中得到的DeltaFrequency和DeltaPhase修正參考信號；b)再進入Tracking的過程，并不斷重復Tracking的過程隨著DeltaFrequency和DeltaPhase的縮小，在V2=R=tan[2兀(fi-f2)t+(cpi-q>2)]2兀(fi-f2)t+(cpi，2)=2兀xDeltaFxt+DeltaP中，即使t取得比較大，精度仍然可以保證，則分析V2中更多的數(shù)據(jù)；并且，隨著Tracking過程的不斷迭代，DeltaFrequency會越來越小，因此可分析V2中越來越多的數(shù)據(jù)。9、根據(jù)權利要求1或2所述的去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，其特征是所述算法在不避開QRS波群和情況下進行。全文摘要一種去除電生理信號中工頻干擾信號的方法，步驟包括1)對于采集到的電生理信號，把工頻干擾信號看作正弦信號，重構該正弦信號，該正弦信號即為類似于工頻干擾的正弦信號；2)從采集到的電生理信號中減去重構的正弦信號，即消除干擾，得到純凈的電生理信號。本方法用簡單的減法應用就消除了干擾，而且效果很好。文檔編號A61B5/0402GK101548885SQ20091003089公開日2009年10月7日申請日期2009年4月17日優(yōu)先權日2009年4月17日發(fā)明者童唐驥,童建軍,穎陳申請人:南京大學