一種終端及其時(shí)域內(nèi)插控制方法和裝置的制造方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及長期演進(jìn)(Long Term Evolut1n, LTE)系統(tǒng)領(lǐng)域,尤其涉及一種終端及其時(shí)域內(nèi)插(Time Interleaved, TI)控制方法和裝置。
【背景技術(shù)】
[0002]在時(shí)分長期演進(jìn)(TD-LTE)系統(tǒng)中，在進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)通常采用線性內(nèi)插方法實(shí)施時(shí)域內(nèi)插。圖1為現(xiàn)有的線性時(shí)域內(nèi)插方法的示意圖，如圖1所示，橫軸為時(shí)域，縱軸為頻率，一個(gè)小方格表示一個(gè)資源粒子(Resource element, RE);其中，黑色小方格表示一個(gè)參考信號(hào)(Reference Signal, RS);帶叉的小方格表示被插值的RE ;線性時(shí)域內(nèi)插方法采用跨子幀的內(nèi)插與線性估計(jì)，與該子幀及其前后子幀的狀態(tài)有關(guān)，具體可參考《LTE 211物理層協(xié)議》。在性能測試中，當(dāng)控制信道單元(Control Channel Elements, CCE)為8CCE時(shí)，運(yùn)用現(xiàn)有線性時(shí)域內(nèi)插方法進(jìn)行信道估計(jì)所得到的信道檢測性能較差，特別是在極低信噪比下，物理下行鏈路控制信道(PDCCH)和物理下行鏈路共享信道(PDSCH)信道的性能較差。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0003]為解決現(xiàn)有存在的技術(shù)問題，本發(fā)明實(shí)施例期望提供一種終端及其時(shí)域內(nèi)插控制方法和裝置，能更好地消除多普勒效應(yīng)對(duì)終端接收信號(hào)的影響，提高下行信道性能。
[0004]本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案是這樣實(shí)現(xiàn)的:
[0005]本發(fā)明實(shí)施例提供一種終端時(shí)域內(nèi)插控制方法，該方法包括:
[0006]獲取采樣天線的RS值；根據(jù)采樣天線的RS值估算多普勒頻偏；
[0007]獲取下行信道的SNR ；
[0008]根據(jù)估算出的多普勒頻偏和獲得的SNR，確定TI策略；
[0009]執(zhí)行確定的TI策略。
[0010]上述方案中，所述獲取采樣天線的RS值包括:
[0011]選擇信號(hào)強(qiáng)的天線作為采樣天線；和/或
[0012]定期使用64點(diǎn)取值法獲取采樣天線的至少64組RS值。
[0013]上述方案中，所述根據(jù)采樣天線的RS值估算多普勒頻偏包括:
[0014]對(duì)每組RS的64點(diǎn)數(shù)據(jù)分別進(jìn)行64點(diǎn)FFT運(yùn)算，得到至少64組FFT結(jié)果，將所述至少64組FFT結(jié)果求絕對(duì)值之后求累加，得到多普勒功率譜分布；
[0015]根據(jù)U形譜的對(duì)稱性，將所述多普勒功率譜對(duì)折平均，得到單邊多普勒功率譜分布，對(duì)所述單邊多普勒功率譜進(jìn)行邊緣檢測，得到最大多普勒頻偏估計(jì)粗值，再折算得到多普勒頻偏估值。
[0016]上述方案中，所述方法還包括:
[0017]對(duì)所述多普勒頻偏估值進(jìn)行IIR濾波。
[0018]上述方案中，所述TI策略包括:
[0019]0.5平均方法；和/或
[0020]0.25平均方法；和/或
[0021]線性內(nèi)插方法。
[0022]上述方案中，所述根據(jù)估算出的多普勒頻偏和獲得的SNR確定TI策略包括:
[0023]計(jì)算CNR = 5*logl0 (SNR)；
[0024]當(dāng)多普勒頻偏小于或等于第一預(yù)設(shè)值時(shí)，根據(jù)CNR從小到大的取值范圍，依次采用0.25平均方法、0.5平均方法、線性內(nèi)插方法；
[0025]當(dāng)多普勒頻偏大于第一預(yù)設(shè)值且小于或等于第二預(yù)設(shè)值時(shí)，根據(jù)CNR從小到大的取值范圍，依次采用0.5平均方法、線性內(nèi)插方法；
[0026]當(dāng)多普勒頻偏大于第二預(yù)設(shè)值時(shí)，不論CNR值為多少，均采用線性內(nèi)插方法。
[0027]本發(fā)明實(shí)施例還提供一種終端時(shí)域內(nèi)插控制裝置，該裝置包括:頻偏估算模塊、信噪比獲取模塊、TI策略模塊以及TI執(zhí)行模塊；其中，
[0028]頻偏估算模塊，用于獲取采樣天線的RS值；根據(jù)采樣天線的RS值，估算多普勒頻偏；
[0029]信噪比獲取模塊，用于獲取下行信道的SNR ；
[0030]TI策略模塊，用于根據(jù)估算出的多普勒頻偏和獲得的SNR，確定TI策略；
[0031]TI執(zhí)行模塊，用于執(zhí)行確定的TI策略。
[0032]上述方案中，所述頻偏估算模塊包括:
[0033]多普勒功率譜分布單元，用于對(duì)每組RS的64點(diǎn)數(shù)據(jù)分別進(jìn)行64點(diǎn)快速傅里葉變換FFT運(yùn)算，得到至少64組FFT結(jié)果，將所述至少64組FFT結(jié)果求絕對(duì)值之后求累加，得到多普勒功率譜分布；
[0034]多普勒頻偏估值單元，用于根據(jù)U形譜的對(duì)稱性，將所述多普勒功率譜對(duì)折平均，得到單邊多普勒功率譜分布，對(duì)所述單邊多普勒功率譜進(jìn)行邊緣檢測，得到最大多普勒頻偏估計(jì)粗值，再折算得到多普勒頻偏估值。
[0035]上述方案中，所述頻偏估算模塊還包括:
[0036]IIR濾波單元，用于對(duì)所述多普勒頻偏估值進(jìn)行IIR濾波。
[0037]本發(fā)明實(shí)施例還提供一種終端，該終端中包含有上述任意一種時(shí)域內(nèi)插控制裝置。
[0038]使用本發(fā)明實(shí)施例提供的終端及其時(shí)域內(nèi)插控制方法和裝置，可根據(jù)多普勒頻偏和信噪比及時(shí)調(diào)整時(shí)域內(nèi)插的粒度，更靈活地控制終端的時(shí)域內(nèi)插方案，更好地消除多普勒效應(yīng)對(duì)終端接收信號(hào)的影響，提高下行信道性能，特別是能在極低信噪比下，改善roccH和roscH信道的性能。
【附圖說明】
[0039]圖1為現(xiàn)有線性時(shí)域內(nèi)插方法的示意圖；
[0040]圖2為本發(fā)明實(shí)施例提供的0.5平均方法和0.25平均方法的示意圖；
[0041]圖3為本發(fā)明實(shí)施例終端時(shí)域內(nèi)插控制方法的實(shí)現(xiàn)流程示意圖；
[0042]圖4為本發(fā)明實(shí)施例提供的64點(diǎn)值取法的示意圖
[0043]圖5為本發(fā)明實(shí)施例終端時(shí)域內(nèi)插控制裝置的組成結(jié)構(gòu)示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0044]為了更清楚地說明本發(fā)明實(shí)施例和技術(shù)方案，下面將結(jié)合附圖及實(shí)施例對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行更詳細(xì)的說明，顯然，所描述的實(shí)施例是本發(fā)明的一部分實(shí)施例，而不是全部實(shí)施例?；诒景l(fā)明的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。
[0045]為解決現(xiàn)有存在的技術(shù)問題，本發(fā)明實(shí)施例提供兩種新的信道估計(jì)時(shí)域內(nèi)插的插值方法:0.5平均方法和0.25平均方法，其中，0.5平均方法是指:當(dāng)前子幀的信道估計(jì)利用本子幀參考信號(hào)(RS)做平均的方法，割斷子幀間內(nèi)插，簡述為TI = 0.5 ;0.25平均方法是指:當(dāng)前子幀的信道估計(jì)利用本子幀的RS和上一子幀的RS做平均，形成TI系數(shù)為
0.25 (在vshift = O或vshift = 3上有四個(gè)RS做平均)的方案，該方法需要打開跨子幀內(nèi)插，簡述為TI = 0.25。圖2為0.5平均方法和0.25平均方法的示意圖，如圖2所示，0.5平均方法采取子幀內(nèi)平均，即強(qiáng)制系數(shù)為0.5 ；0.25平均方法采用兩個(gè)子幀的4個(gè)RS (CellRS參考信號(hào))或3個(gè)RS (特殊子幀)的平均，即強(qiáng)制系數(shù)為0.25，具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，對(duì)第一個(gè)下行子幀仍采用強(qiáng)制系數(shù)0.5，其后面的連續(xù)下行子幀或特殊子幀采用強(qiáng)制系數(shù)0.25。經(jīng)過實(shí)踐發(fā)現(xiàn):
[0046](I)加性高斯白噪聲(AWGN)信道下，0.25平均方法優(yōu)于線性插值方法；
[0047](2)擴(kuò)展城市典型模型(ETU)70信道下，在低信噪比下0.25平均方法優(yōu)于線性插值方法，高信噪比下差于線性插值方法；
[0048](3)ETU 300信道下，0.25平均方法遠(yuǎn)差于線性插值方法。
[0049]因此，終端在接收信號(hào)而進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)，應(yīng)根據(jù)下行信道的移動(dòng)快慢即檢測出最大多普勒頻偏，在不同的時(shí)域內(nèi)插方法中選擇最適合的，即進(jìn)行TI策略選擇。
[0050]圖3為本發(fā)明實(shí)施例終端時(shí)域內(nèi)插控制方法的實(shí)現(xiàn)流程示意圖，如圖3所示，該方法包括:
[0051 ] 步驟301，獲取采樣天線的RS值；
[0052]具體的，當(dāng)終端擁有兩個(gè)以上天線時(shí)，選擇其中信號(hào)強(qiáng)的天線作為采樣天線，以此來提高多普勒頻偏的估算準(zhǔn)確度；定期使用64點(diǎn)取值法獲取采樣天線的至少64組RS值。
[0053]在一個(gè)實(shí)施例中，終端每60ms進(jìn)行一次TI策略更新，在前30ms使用64點(diǎn)取值法獲取采樣天線的至少64組RS值；
[0054]具體的，終端讀取采樣天線的導(dǎo)頻，相同子載波上的導(dǎo)頻為一組，如1M帶寬，就有100組，時(shí)間上取30ms，每組對(duì)應(yīng)64個(gè)值，以上下行配置I為例，64點(diǎn)值取法如圖4所示，每組上行子幀和特殊子幀兩個(gè)導(dǎo)頻需要置零。
[0055]步驟302，根據(jù)采樣天線的RS值估算多普勒頻偏；
[0056]具體的，對(duì)每組RS的64點(diǎn)數(shù)據(jù)分別進(jìn)行64點(diǎn)快速傅里葉變換(FFT)運(yùn)算，得到至少64組FFT結(jié)果；將所述至少64組FFT結(jié)果求絕對(duì)值之后求累加，得到多普勒功率譜分布，以數(shù)組yl存儲(chǔ)，記為yl[0:63];根據(jù)U形譜的對(duì)稱性，將所述多普勒功率譜對(duì)折平均，得到單邊多普勒功率譜分布，以數(shù)組y存儲(chǔ)，記為y [0:31];其中:
[0057]y [O] = yl[0]*2 ；
[0058]y[1:31] = yl [1: 1:31] +yl[63:-1:33]，即:
[0059]y[l] = yl [l]+yl [63]；
[0060]y[2] = yl [2]+yl [62]；
[0061]...
[0062]y[31] = yl [31]+yl [33]；
[0063]對(duì)所述單邊多普勒功率譜進(jìn)行邊緣檢測，得到最大多普勒頻偏估計(jì)粗值，即譜寬，記為ind ;其中，檢測方法為:
[0064]threshold = 0.5* (max (y) +min (y (1:31)))；
[0065]ind = find (y (1: end-1) > = threshold, I, ’ last，)；
[0066]根據(jù)求得的譜寬折算多普勒頻偏估值，將多普勒頻偏估值記為Fd，則根據(jù)譜寬折算多普勒頻偏估值的方法為:
[0067]Fd = 1/0.5ms*ind/64。
[0068]為了進(jìn)一步提高多普勒頻偏估值的準(zhǔn)確性，可對(duì)所述多普勒頻偏估值進(jìn)行數(shù)字(IIR)濾波；其中，IIR濾波公式為:
[0069]F? = P.Fd (η)+ (1-P).Fd (η_1)，其中，F(xiàn)d為最大頻偏估計(jì)值，P為濾波因子(