低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法。信息序列經(jīng)過高斯脈沖整形后進(jìn)行超奈奎斯特碼元速率傳輸，接收端用匹配于發(fā)送端的高斯脈沖成形濾波器對接收信號進(jìn)行匹配濾波，并以和發(fā)端相同的超奈奎斯特采樣速率對匹配濾波器輸出進(jìn)行采樣。采樣信號先進(jìn)行最大似然序列估計（MLSE）以補(bǔ)償接收信號中的碼間串?dāng)_（ISI），得到軟值輸出信息，通過在信道譯碼器和FTN均衡器之間迭代交換先驗(yàn)軟值信息進(jìn)一步改善系統(tǒng)誤碼性能。所采用的高斯成形脈沖可使得FTN傳輸系統(tǒng)ISI抽頭能量快速衰減，使用MLSE均衡算法只需考慮很少的ISI抽頭數(shù)量便可以獲得近似最優(yōu)誤碼性能，極大的降低了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。
【專利說明】
低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)，具體是一種針對超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)的低復(fù)雜度信號 檢測條件下的波形設(shè)計問題。
【背景技術(shù)】
[0002] 超奈奎斯特(faster-than-Nyquist，F(xiàn)TN)傳輸是一種高效利用頻譜資源的無線通 信技術(shù)。在同樣的帶寬條件下，它可以獲得突破傳統(tǒng)奈奎斯特傳輸極限的高傳輸速率而不 引起系統(tǒng)誤碼性能的損失，正是由于這一特點(diǎn)，超奈奎斯特傳輸技術(shù)受到了當(dāng)前無線通信 領(lǐng)域廣泛的研究與關(guān)注。Banelli和Buzzi等于2014年7月在IEEE Signal Processing Magazine第36卷第6期80-93頁的 "Modulation Formats and Waveforms for 5G Networks :Who Will Be the Heir of OFDM?"中提到，F(xiàn)TN傳輸技術(shù)已被作為5G的候選核心 技術(shù)之一納入考慮。但是由于超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)中碼元間隔小于傳統(tǒng)奈奎斯特碼元傳輸 間隔，就不可避免的引入了碼間串?dāng)_（intersymbol interference，ISI)，因而如何設(shè)計系 統(tǒng)以便于信號的有效檢測是超奈奎斯特傳輸技術(shù)當(dāng)前面臨的主要挑戰(zhàn)之一。
[0003] 超奈奎斯特傳輸技術(shù)最早在1975年10月由Mazo在Bell System Technical Journal第54卷第 1451-1462頁的 "Faster-Than-Nyquist Signaling" 一文中提出。他指出， 當(dāng)使用sine函數(shù)作為成形脈沖時，在未編碼條件下可以使二進(jìn)制通信系統(tǒng)以超過奈奎斯特 碼元速率25 %的傳輸速率進(jìn)行信號傳輸而不引起系統(tǒng)誤碼性能損失。而Li veris和 Georghiades于2003年9月在IEEE Transactions on Communications第51 卷第9期1502-1511 頁"Exploiting Faster-Than-Nyqusit Signaling"一文中指出同樣條件下當(dāng)超奈奎 斯特傳輸系統(tǒng)使用根升余弦(root raised cosine,root RC)脈沖作為成形脈沖時，相應(yīng)的 傳輸速率還能得到進(jìn)一步的提升。由于sine脈沖旁瓣衰減太慢，因而并不適于實(shí)際通信系 統(tǒng)，因而目前關(guān)于超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)的研究主要是基于根升余弦脈沖，而McGuire和Sima 于2010年 12月在IEEE Global Telecommunications Conference會議上第1-5頁"Discrete Time Faster-Than-Nyquist Signaling"一文中指出當(dāng)前阻礙FTN技術(shù)走向商業(yè)化應(yīng)用的 一個主要問題便是其信號檢測復(fù)雜度過高的問題。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明的目的在于提供一種基于高斯成形脈沖的低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法。 該方法具有計算復(fù)雜度低和檢測誤碼率低的優(yōu)點(diǎn)，可作為超奈奎斯特傳輸技術(shù)邁向商業(yè)化 應(yīng)用的重要參考資料。
[0005] 實(shí)現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)方案為：
[0006] -種低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法，步驟如下：
[0007] 第一步，將二進(jìn)制信源經(jīng)信道編碼(LDPC或Turbo碼）、比特偽隨機(jī)交織，星座映射 后經(jīng)高斯脈沖h(t) = (2a)1/4eXp(-皿t2)，a>0進(jìn)行脈沖整形，得到發(fā)送信號s(t)。其中，碼 元傳輸間隔IV設(shè)置為小于奈奎斯特傳輸間隔T，即?> = τΤ，τ e (〇，1)。
[0008] 第二步，對接收信號r(t)使用和發(fā)射端對應(yīng)的高斯脈沖進(jìn)行匹配濾波，并對匹配 濾波器輸出信號以τΤ為時間間隔進(jìn)行采樣，得到離散接收信號樣值y k。
[0009] 第三步，對接收信號樣值yk使用最大似然序列估計算法進(jìn)行均衡，并通過低復(fù)雜 度的截斷改進(jìn)維特比(TMVA)算法實(shí)現(xiàn)，其中TMVA均衡算法ISI的搜索長度設(shè)置為U = 2~3。
[0010] 第四步，對TMVA均衡器軟輸出信息進(jìn)行軟星座逆映射，得到比特似然比，解交織后 交由信道譯碼器進(jìn)行譯碼，得到發(fā)端二進(jìn)制信號的軟信息，偽隨機(jī)交織和軟星座映射后反 饋到FTN均衡器。該過程迭代多次，然后對信道譯碼器輸出軟信息進(jìn)行符號判決，得到發(fā)送 信源信息。
[0011] 本發(fā)明與現(xiàn)有的超奈奎斯特傳輸方法相比，其顯著優(yōu)點(diǎn)為：（1)降低了信號檢測復(fù) 雜度。將具有最優(yōu)時頻緊湊特性的高斯脈沖作為超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)的成形脈沖，加快了 ISI抽頭能量的衰減速度，MLSE均衡器只需考慮少量的ISI抽頭數(shù)量，從而大大的減少了維 特比檢測算法中的網(wǎng)格狀態(tài)數(shù)。（2)良好的誤碼性能。高斯脈沖使得ISI抽頭能量衰減加快， 使用截斷改進(jìn)的維特比算法以及較少的ISI抽頭數(shù)便可近似獲得全序列檢測條件下的最優(yōu) 誤碼性能。此外，信道編譯碼和迭代均衡也進(jìn)一步改善了 FTN系統(tǒng)誤碼性能。
【附圖說明】
[0012] 圖1是奈奎斯特和超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)傳輸波形比較示意圖。
[0013] 圖2是基本的超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)模型示意圖。
[0014] 圖3是完整的超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)框圖。
[0015] 圖4是超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)發(fā)射端流程圖。
[0016] 圖5是超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)接收端流程圖。
[0017] 圖6是sinc、根升余弦脈沖與高斯脈沖的時域波形對比示意圖。
[0018] 圖7是sinc、根升余弦脈沖與高斯脈沖ISI抽頭能量變化對比示意圖。
[0019] 圖8是根升余弦脈沖與高斯脈沖均衡器考慮不同ISI抽頭數(shù)量時的誤碼性能對比 示意圖。
[0020] 圖9是根升余弦脈與高斯脈沖不同壓縮因子τ下的誤碼性能對比示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0021] 下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)描述。
[0022] 本發(fā)明為基于高斯脈沖的低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法。首先對經(jīng)編碼、交織和 調(diào)制后的數(shù)據(jù)符號使用高斯脈沖以超奈奎斯特碼元間隔進(jìn)行脈沖整形得到發(fā)送信號。其 次，接收端采用和發(fā)端一致的高斯脈沖進(jìn)行匹配濾波，并對匹配濾波輸出以超奈奎斯特傳 輸間隔進(jìn)行采樣，然后進(jìn)行MLSE均衡得到軟輸出信息，并交由信道譯碼器，并在FTN均衡器 和信道譯碼器之間進(jìn)行迭代均衡和譯碼。該方法不僅可以降低信號的檢測復(fù)雜度，還能獲 得良好的誤碼性能。
[0023] 圖1為傳統(tǒng)基于奈奎斯特傳輸系統(tǒng)和超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)的信號波形對比示意 圖。傳統(tǒng)奈奎斯特傳輸系統(tǒng)碼元間隔為T，而在超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)中，碼元傳輸間隔!>< T，也即碼元以更快的速率進(jìn)行傳輸，通常用壓縮因子t = Tf/T來表示碼元傳輸間隔的壓縮 程度，τ越小，傳輸速率相應(yīng)越高。但當(dāng)τ<1時，對于傳統(tǒng)的sine和根升余弦脈沖而言，不再 滿足正交條件，從而引入了碼間串?dāng)_。
[0024] 圖2給出了基本的超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)框圖，該圖中沒有考慮信道編譯碼。 圖3為考慮了信道編譯碼的基于Turbo均衡原理的一種完整FTN傳輸系統(tǒng)組成框圖。圖4和圖 5為FTN傳輸系統(tǒng)發(fā)射端和接收端設(shè)計實(shí)現(xiàn)流程圖。結(jié)合圖4和圖5,本發(fā)明為基于高斯成形 脈沖的低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法，其實(shí)施步驟如下：
[0025] 第一步，產(chǎn)生待傳輸信號。設(shè)獨(dú)立同分布的二進(jìn)制比特流經(jīng)信道編碼，如LDPC碼、 Turbo碼，得到編碼后的二進(jìn)制傳輸序列。對編碼后的二進(jìn)制序列利用偽隨機(jī)交織器進(jìn)行隨 機(jī)比特交織。根據(jù)系統(tǒng)對碼率的要求，選擇合適的星座映射方式(QAM或PSK)，得到調(diào)制后的 碼元序列a k，此序列經(jīng)過脈沖成形濾波器h(t)并以超奈奎斯特碼元間隔τΤ進(jìn)行整形，得到 待傳輸?shù)木€性調(diào)制信號
[0026]
⑴ η
[0027] 其中，h(t)為高斯成形脈沖，即h(t) = (2a)1/4exp(-皿t2)，a>0為控制高斯脈沖時 頻寬度參數(shù)。奈奎斯特碼元傳輸間隔T=1/2B，B為系統(tǒng)帶寬，a=[ak]為待發(fā)送的二進(jìn)制碼 元序列向量。假設(shè)h(t)具有單位能量，即⑴|~/ = 1，壓縮因子1 = 1>/1^(〇，1]，相應(yīng)的碼 元傳輸速率為1ΛΤ。
[0028] 假設(shè)信道為加性高斯白噪聲(AWGN)信道，則接收端收到的信號為
[0029] r(t) =sa(t)+n(t) (2)
[0030] 其中，n(t)是方差為No的白噪聲，SPn(t)~Ν(0，Νο)。
[0031] 第二步，在接收端，接收信號r(t)經(jīng)與發(fā)射端對應(yīng)的高斯脈沖進(jìn)行匹配濾波后，以 τΤ為時間間隔對匹配濾波器輸出進(jìn)行采樣，得到離散接收信號樣值
[0032] 一
（3)
[0033]將（1)(2)兩式代入(3)中，得到
[0034]
n=-<yj.、n辛 k
[0035] 其中
表示ISI抽頭系數(shù)
為經(jīng)過濾波后的噪聲樣值。
[0036] 第三步，對接收信號樣值外采用最大似然序列估計(MLSE)算法進(jìn)行均衡，并通過 簡化的截斷改進(jìn)維特比（TMVA)算法實(shí)現(xiàn)。該算法直接對匹配濾波器的輸出樣值y k進(jìn)行運(yùn) 算，其遞推關(guān)系式為
[0037]
[0038] 式中Jk(ak-L+i，…，ak)是狀態(tài)ak-L+i，…，ak在時間t = ki：T處的度量值，Li是干擾當(dāng)前 碼元ak的串?dāng)_碼元數(shù)，因此對維特比算法來說需要搜索f個網(wǎng)格狀態(tài)來進(jìn)行有效的信號均 衡。當(dāng)ISI抽頭系數(shù)滿足 gl~o, | i | >u，即當(dāng)| i | ，殘留的碼間串?dāng)_可以近似忽略時，簡 化的截斷改進(jìn)維特比算法可以近似為最優(yōu)(即u-m)信號均衡算法。
[0039] 假設(shè)Jln和J2n為根據(jù)公式(5)計算的在η時刻ISI網(wǎng)格中合并于同一狀態(tài)的兩條路 徑度量值，且有Ji n> J2n( Jln為幸存路徑），則有△ n = Jln_J2n>〇，則在時刻η選擇錯誤幸存路 徑的概率為
[0040]
(6)
[0041] 其中，Eb為發(fā)送信號比特能量。
[0042] 當(dāng)對相同的比特有兩條不同路徑的時候，幸存路徑1(度量Jln)的比特錯誤概率通 過如下公式進(jìn)行更新
[0043] Pjn = Pjn-l(l-Psn) + (l-Pjn-l)Psn (7)
[0044] 其中，j為所有路徑1和路徑2不同的位置。IV為時刻η第j比特發(fā)生錯誤的概率。通 過延時δ = η-」，得到TMVA的輸出值Pj = Pjj+S，則其相應(yīng)的對數(shù)似然比Lj為
[0045]
(8)
[0046] 則相應(yīng)的第j個軟輸出值為
[0047]
(9)
[0048] 其中，/5 e {-1,+1}為維特比算法輸出的硬判值。
[0049] 從軟輸出值(9)中減去信道可靠值yk4Eb/N〇,便得到均衡器輸出的外信息if，即
[0050]
(10)
[0051] 第四步，將外信息 <進(jìn)行軟星座逆映射，得到比特似然比軟信息，解交織后送達(dá)信 道譯碼器經(jīng)行譯碼，得到譯碼器的外信息，該外信息進(jìn)行比特交織和軟星座映射后反饋至 MLSE均衡器進(jìn)行迭代均衡和譯碼，當(dāng)?shù)螖?shù)達(dá)到預(yù)設(shè)的條件時，迭代終止，輸出信道譯碼 器軟信息，并進(jìn)行符號判決，得到信源信號。
[0052]為了驗(yàn)證本發(fā)明的有效性，對超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)常用的兩種成形脈沖，即sine 脈沖、根升余弦脈沖和本發(fā)明所使用的高斯脈沖進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)比較。
[0053] 1、不同成形脈沖波形比較
[0054]圖6給出了超奈奎斯特傳輸系統(tǒng)中三種成形脈沖的時域波形比較結(jié)果。其中，根升 余弦脈沖的滾降因子為β = 〇.3,高斯脈沖中α = 0.63(假設(shè)濾波器有效帶寬為98%的信號能 量部分，則此時高斯脈沖和根升余弦脈沖具有同樣的帶寬），成形脈沖長度為碼元周期的20 倍，即L = 20,成形脈沖采樣頻率為碼元采樣頻率的40倍，即Fs = 40Fd。顯然，在同樣的帶寬和 能量的條件下，高斯脈沖在時域最為緊湊，當(dāng)|t/T|多2時其旁瓣已幾乎衰減到0。
[0055] 2、不同成形脈沖ISI抽頭能量變化比較
[0056] 圖7給出了三種成形脈沖在壓縮因子τ = 0.5時FTN傳輸系統(tǒng)ISI抽頭能量的變化對 比結(jié)果。其中，根升余弦脈沖的滾降因子為β = 〇.3,高斯脈沖α = 0.63,成形脈沖長度為碼元 周期的20倍，即L = 20,濾波器采樣頻率為碼元采樣頻率的40倍，SPFs = 40Fd。圖中，根升余弦 脈沖ISI抽頭能量的抖動無疑會極大增加 MLSE均衡器的計算復(fù)雜度。
[0057] 3、不同成形脈沖誤碼性能比較
[0058] 圖8給出了壓縮因子τ = 0.5未進(jìn)行信道編碼條件下根升余弦脈沖和高斯脈沖不同 ISI抽頭數(shù)L:條件下的誤碼性能對比結(jié)果。圖9給出了根升余弦脈沖和高斯脈沖在同樣ISI 抽頭數(shù)量，即U = 3條件下不同壓縮因子τ下的誤碼性能對比結(jié)果。根升余弦脈沖的滾降因 子為β = 0.3,高斯脈沖中α = 0.63,成形脈沖長度為碼元周期的20倍，即L = 20,濾波器采樣 頻率為碼元采樣頻率的40倍，即Fs = 40Fd。圖8中，當(dāng)U = 3，SNR= 12dB時，高斯脈沖能獲得和 根升余弦脈沖在1^ = 6時相近的誤碼性能，也即高斯脈沖使用較根升余弦脈沖少8倍的網(wǎng)格 狀態(tài)數(shù)便可以獲得相近的誤碼性能，因而，基于高斯脈沖的超奈奎斯特傳輸方法計算復(fù)雜 度更低。圖9中，同樣壓縮因子τ下，高斯脈沖的誤碼性能明顯優(yōu)于根升余弦脈沖，且壓縮因 子τ越小，誤碼性能優(yōu)勢越明顯。
【主權(quán)項】
1. 一種低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法，其特征在于步驟如下： 第一步，設(shè)獨(dú)立同分布的二進(jìn)制信源經(jīng)信道編碼、偽隨機(jī)交織、星座映射后得到待傳輸 碼元序列ak，再將調(diào)制后的碼元序列經(jīng)高斯成形脈沖h(t)進(jìn)行整形，得到待傳輸?shù)木€性調(diào) 制信號其中，T= 1/2B為奈奎斯特碼元傳輸間隔，B為系統(tǒng)帶寬，a= [ak]是待發(fā)送的二進(jìn)制碼元 序列向量，h (t)具有單位能量，即(|M〇| i = 1，壓縮因子τ = Tf/T e (〇，1 ]，相應(yīng)的碼元傳輸 速率為1ΛΤ，即碼元以Tf=TT為時間間隔進(jìn)行傳輸； 第二步，在接收端對接收信號r(t)使用高斯脈沖進(jìn)行匹配濾波后，以τΤ為時間間隔對 濾波器輸出進(jìn)行采樣，得到離散接收信號樣值其中，h\t)為h(t)的共輒； 設(shè)信號經(jīng)加性白高斯噪聲(AWGN)信道傳輸，即^〇=~(〇+11(〇，11(〇~以0，他)是方 差為No的白噪聲，由（2)得到其中，容(《-1)=「維-MT)遺表示碼間串?dāng)_ISI系數(shù)，％ J-CC V-1-?：' 為濾波后的噪聲樣值； 第三步，對接收信號yk利用最大似序列估計MLSE算法進(jìn)行均衡，得到軟輸出信息，根據(jù) 高斯脈沖ISI抽頭能量快速衰減的特點(diǎn)，搜索的ISI抽頭長度為U = 2~3; 第四步，將均衡器得到的軟值信息進(jìn)行逆星座映射，得到比特似然比(LLR)，經(jīng)信道譯 碼器譯碼后得到二進(jìn)制符號的軟值信息，經(jīng)比特交織和軟星座映射后反饋給MLSE均衡器， 該步驟迭代多次，然后對信道譯碼器輸出軟值信息進(jìn)行符號判決，得到發(fā)送二進(jìn)制信息序 列。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法，其特征在于:所述壓縮因子τ〈 1，即該方法中碼元間隔小于奈奎斯特碼元傳輸間隔，T F〈T。3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法，其特征在于:所述第一步 中使用的成形脈沖為在時頻域均具有最為緊湊特性的高斯脈沖，其表達(dá)式為 h(t) = (2α )1/4exp(-Jiat2) (4) 其中，a>0為高斯脈沖的可調(diào)參數(shù)，用來控制其時頻聚集特性。4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的低復(fù)雜度超奈奎斯特傳輸方法，其特征在于:所述第三步中的 FTN均衡算法為I SI信道條件下的最優(yōu)均衡算法，并采用基于Ungerboneck模型的截斷改進(jìn) 維特比TMVA算法實(shí)現(xiàn);該算法直接對匹配濾波器的輸出y k進(jìn)行運(yùn)算，其遞推關(guān)系式為式中Jk(ak-L+1，…，ak)是狀態(tài)ak-L+1，…，ak在時間t = kTT處的度量值，Li是干擾當(dāng)前碼兀 ak的串?dāng)_碼元數(shù)。
【文檔編號】H04L1/00GK105933255SQ201610204347
【公開日】2016年9月7日
【申請日】2016年4月1日
【發(fā)明人】劉愛軍, 彭斯明, 潘小飛, 程鵬, 梁小虎
【申請人】中國人民解放軍理工大學(xué)