專利名稱：奈奎斯特濾波器及其方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及濾波器電路并特別涉及一種改進的奈奎斯特濾波器及其方法。
將來自脈沖發(fā)生器12的脈沖數(shù)據(jù)流施加到數(shù)字發(fā)送濾波器14中，該濾波器將該脈沖整形，以便于將其輸出到數(shù)字-模擬轉換器15中，并經信道16傳送。根據(jù)不同的應用，信道16可以是有線或無線信道。在接收濾波器18處接收被傳送的數(shù)據(jù)。濾波器18的輸出被施加到模擬-數(shù)字轉換器20中。模擬-數(shù)字轉換器20使用一般由時鐘恢復電路22從輸送數(shù)據(jù)中恢復的時鐘脈沖。來自模擬-數(shù)字轉換器20的輸出二進制數(shù)據(jù)是提供給脈沖發(fā)生器12上的輸入二進制數(shù)據(jù)流的復制品。
這種PAM系統(tǒng)的主要設計目的是為了選擇發(fā)送和接收濾波器14和18以減少噪聲的影響、從而消除或減少碼元間干擾(ISI)并減少阻帶能量。理論上，可以通過適當?shù)卣伪粋魉蛿?shù)據(jù)的脈沖來消除碼間干擾。通過使該脈沖在周期間隔內有零值來實現(xiàn)脈沖整形。
現(xiàn)代脈沖整形濾波器的方案使用一對匹配濾波器，其中一個用于傳送而一個用于接收。這種傳送濾波器與接收濾波器的卷積構成完整的脈沖整形濾波器。由于組合的濾波器脈沖響應在一個單獨點處達到統(tǒng)一并且在每個其它信息點處周期性地為零(奈奎斯特采樣率)，因此可以避免碼間干擾。代表脈沖串的脈沖的這種線性重疊保留了帶寬和信息內容。頻帶受限脈沖的線性重疊維持了受限的頻帶，并且以信息速率對組合濾波器進行采樣可以恢復信息。
圖3b示出了奈奎斯特脈沖響應的一個例子。除了在一個信息方向點之外，在信息速率處產生零點。如果允許這些濾波器的響應時間可以趨向于無窮大，則具有相同阻帶的所有奈奎斯特濾波器具有相同的頻帶限制。但是，由于這些濾波器不可能具有無窮大的長時間函數(shù)，因此可實現(xiàn)的濾波器在時間上都被截止。時域中的截斷誤差導致可由所有奈奎斯特濾波器實現(xiàn)的理論上阻帶被違反，致使存在超出阻帶頻率的頻帶外能量。
濾波器的最有效帶寬是由圖3中的方框(α=0)所示的“磚墻”(brick wall)濾波器(α=0)。在圖3b中示出了這種濾波器的時間響應(α=0)。當在時間響應趨向于無窮大時對于磚墻濾波器而言帶寬有效性在理論上是最大時，對于實際中以及可實現(xiàn)的近似磚墻濾波器來說，截斷誤差導致較差性能。
一種產生實際濾波器的方法是使服從奈奎斯特的濾波器的阻帶超過理想的磚墻濾波器的帶寬并能平穩(wěn)地過渡到阻帶。這種濾波器的一種類型是上升的余弦濾波器。在頻域中(圖3a)，該升余弦濾波器平穩(wěn)地到達頻率阻帶(除了限制磚墻濾波器的情況之外)。該升余弦濾波器在阻帶處連續(xù)并且其一階導數(shù)連續(xù)。但是，該升余弦濾波器的二階導數(shù)在阻帶處不連續(xù)。
在大多數(shù)系統(tǒng)的當前方案中，將升余弦濾波器用于其匹配濾波器形式。用于判定該系統(tǒng)頻譜帶寬效率的升余弦濾波器的發(fā)射均方根在阻帶處的一階導數(shù)中不連續(xù)。
發(fā)明綜述本發(fā)明的優(yōu)選實施例使用了一個滿足奈奎斯特判據(jù)的脈沖整形濾波器。該濾波器還具有在頻域中連續(xù)的特性，并包括用于均方根匹配形式的一階導數(shù)。本發(fā)明的一些實施例實際上在均方根形式的所有導數(shù)中都連續(xù)，并且這些濾波器對于相同的阻帶都接近于理想的磚墻濾波器。
從頻域中帶有固定頻率截止的濾波器中產生奈奎斯特濾波器。如同本領域技術人員所公知的，固定的截止頻率導致在時域中不可能實現(xiàn)無窮大周期的濾波器。為了產生可實現(xiàn)的濾波器，通過時間延遲以及截取無限脈沖響應來近似理想的濾波器。但是，截斷會產生意外的頻帶外能量。通過本發(fā)明的一些實施例可以獲得一個目標是在截斷濾波器之后使頻帶能量的無意識超出最小化。
本發(fā)明的實施例提供了這樣的濾波器。該濾波器在用于與上升的余弦濾波器相同的理論上阻帶的截斷長度處能夠有較小的信號波動，并因此在頻域中具有較好的衰減性。因此，本發(fā)明的優(yōu)選實施例比代表了用于相同的理論阻帶的現(xiàn)有技術設計狀態(tài)的升余弦具有更好的截斷性能。
本發(fā)明包括這樣一些實施例，這些實施例具有一些優(yōu)于諸如升余弦濾波器這樣的現(xiàn)有技術奈奎斯特濾波器之處。例如，本發(fā)明的優(yōu)選實施例濾波器通過減少截斷部分外的能量來減少截斷誤差的影響。這種衰減導致阻帶中較低的能量電平。例如，與可比的升余弦濾波器相比，本發(fā)明的其中一個實施例已經顯示可以提供頻帶外10dB的改進。換言之，頻帶外傳送被減小了90％，具有顯著的提高。
在通信系統(tǒng)中實施本發(fā)明的實施例可以增強系統(tǒng)性能。由于改進了頻帶外性能，相鄰信道可以移得更近并且可以使用較少的保護頻帶。該特征能夠使可用帶寬更有效地使用。該效果同樣可以在一個信道中的子信道中獲得。
詳細說明下面將詳細討論當前這些優(yōu)選實施例的產生和使用。但是，應該理解，本發(fā)明提供了許多可應用的創(chuàng)造性概念，這些概念可體現(xiàn)于廣范圍的各種具體的內容。所討論的這些特定實施例僅描述了特定的實現(xiàn)方式來形成和使用本發(fā)明，并不能局限本發(fā)明的范圍。
首先將描述本發(fā)明的正交幅度調制(QAM)系統(tǒng)。將描述該系統(tǒng)的改進類的濾波器。然后討論使用本發(fā)明濾波器的一系列其它應用。
圖2示出了可用于本發(fā)明濾波器的QAM系統(tǒng)框圖。由方框102和104所示，該系統(tǒng)可用于模擬或數(shù)字數(shù)據(jù)的任一種，或這兩種數(shù)據(jù)。如果傳輸?shù)氖侵T如聲音和/或視頻的模擬信號，則它首先將被用低通濾波器(LPF)106濾波，然后由模擬-數(shù)字轉換器(ADC)108轉換為一個數(shù)字信號。該來自于數(shù)字源104、ADC 108或來自這兩者的數(shù)字數(shù)據(jù)流然后在映射單元110中被映射成I(同相)和Q(正交)載波。這些步驟中的每一個在現(xiàn)有技術中都是公知的，因此在此不詳細描述。為了獲取有關這些方框的更多信息，可以參考W.T.Webb和L.Hanzo在1994年IEEE第3章第80-93頁上發(fā)表的Modern QuadratureAmplitude Modulation，該文獻在這里作為參考。圖2和3改編于該文獻。
將在奈奎斯特濾波器112和112′中濾波I和Q數(shù)據(jù)流。如下所述，本發(fā)明提供了與現(xiàn)有技術中的濾波器相比具有增強性能的奈奎斯特濾波器112。通常，奈奎斯特濾波器在碼元點處具有帶有等距離零交叉的脈沖響應。其結果，該濾波器消除了碼元間干擾(ISI)。下面將提供對于改進的奈奎斯特濾波器的詳細描述。
一旦產生并濾波了I和Q信號，就通過I-Q調制器114調制它們。該調制器114包括兩個混頻器116和118。如圖所示，混頻器116用于I信道而混頻器118用于Q信道。調制器114使I和Q信道與從信號源120中產生的中頻(IF)信號混頻。I信道將同與載波同相的IF信號混頻，而Q信道將同與載波相位反相90度的IF信號混頻。該處理使這兩個信號在使用正交載波的相同帶寬內的單獨信道中傳輸。
然后，通過調制器124將從調制器114輸出的模擬信號頻移到載波頻率。在該優(yōu)選實施例中，該載波頻率是位于射頻(RF)范圍內，但是可以使用其它頻率。本發(fā)明將等同地用于使用CDMA(碼分多址)、TDMA(時分多路復用)系統(tǒng)中的任何一種、光學系統(tǒng)、HDTV(高清晰度電視)、有線系統(tǒng)以及其它系統(tǒng)。
返回圖2，將RF信號經信道126傳送到接收機中。該信道可以是無線的，例如RF無線通信?？商鎿Q地，該信道可以是一種電子連接或光學連接。
位于接收機處的解調器128通過將接收信號下混頻為用于I-Q解調器130的IF從而解調該接收到的信號。該I-Q解調過程是與調制過程順序相反地產生的。該信號被分為兩個路徑，每個路徑中的信號被用相差90°的中頻進行下混頻。然后將這兩個路徑提供給奈奎斯特濾波器132和132′，它們可以是下面所描述的那種濾波器類型。
將奈奎斯特濾波器132和132′的輸出提供給將該信號復原為數(shù)字數(shù)據(jù)流的去映射單元134。如果該原始數(shù)據(jù)是數(shù)字信號，則來自數(shù)字源104的數(shù)據(jù)應該在數(shù)字輸出端136被復原。另一方面，如果原始信號是模擬信號，則通過數(shù)字-模擬轉換器(DAC)138將來自去映射單元134的數(shù)字數(shù)據(jù)流復原為模擬形式。然后由低通濾波器140濾波該DAC 138的模擬輸出，并將其提供給模擬輸出142。可以再一次參考Webb和Hanzo文獻以獲得有關QAM系統(tǒng)的另外詳細信息。
如上所述，奈奎斯特濾波器具有在采樣點處帶有等距離零交叉的脈沖響應，從而可以消除碼間干擾(ISI)。圖3a和3b示出了公知的奈奎斯特濾波器即升余弦濾波器的頻率特性(圖3a)和脈沖響應(圖3b)。奈奎斯特表明有關fN和(-fN)的任何奇對稱頻域延展特性產生帶有在正確的信號瞬間有單一值而在所有其它采樣瞬間有零交叉的脈沖響應。通過將頻域余弦形曲線的1/4周期去吻合一個理想(磚墻)的濾波器特性從而使該升余弦特性滿足這些條件。
控制該升余弦濾波器的帶寬的參數(shù)是跌落因子α。如果該理想低通濾波器帶寬成倍則該跌落因子α是1(α=1)，即，在處于fN的理想磚墻濾波器的兩倍帶寬處(2fN)，阻帶趨于零。如果α=0.5，則將導致1.5f的總帶寬，等等。跌落因子α的值越低，則頻譜就變得越緊湊，但是用于脈沖響應的時間就越長從而衰減為零。圖3a和3b示出了三種情況，即，當α=0、α=0.5以及α=1.0的情況。
通過下列方程來定義確定頻域中升余弦濾波器(NF升余弦(f)，其中f是頻率)以及確定其相應的脈沖響應(nf升余弦(t)其中t是時間)的方程。
在許多通信系統(tǒng)中使用匹配濾波器，其目的是使信噪比最大。如圖2所示，可以通過在發(fā)射機(濾波器112)和接收機(濾波器132)端包括奈奎斯特濾波器來實現(xiàn)匹配的濾波效果。由于提供了兩個濾波器，因此，其中每個在頻域都具有奈奎斯特函數(shù)的均方根特性。以這種方式，當考慮到這兩個濾波器效果時，將可以獲得所需的奈奎斯特特性。換言之，兩個匹配濾波器在頻域中的乘積等效于奈奎斯特濾波器的頻域表達。下列方程提供了公知升余弦濾波器的頻域以及脈沖響應的均方根形式。 nfSqrt-RC(t)=4απT{cos[(1+α)πtT]+Tsin[(1-α)πt/T]4αt}[1-(4αtT)2]]]>使用適應奈奎斯特的并能平滑過渡到頻域中阻帶的濾波器可以獲得頻譜效果。圖4示出了頻域中奈奎斯特濾波器的三個近似區(qū)域。區(qū)域Ⅰ構成了不衰減的通頻帶。區(qū)域Ⅱ代表過渡帶，區(qū)域Ⅲ代表阻帶。通過相對于保持連續(xù)的頻率的導數(shù)來檢測濾波器的平坦度。特別地，為了獲得一個好的濾波器性能，該濾波器在位于過渡帶和阻帶區(qū)域(Ⅱ和Ⅱ)之間點處以及在位于通頻帶和過渡帶(Ⅰ和Ⅲ)之間的點處應該是平滑的。升余弦均方根在這兩個點處的一階導數(shù)是不連續(xù)的。
如果頻率響應平滑并可連續(xù)微分，則時域響應的包絡就衰減得更快。不幸地是，當采用均方根時，升余弦濾波器的頻率響應是非理想的。特別地，當采用升余弦濾波器的均方根時，其一階導數(shù)在區(qū)域Ⅱ和Ⅲ的邊界處不連續(xù)。其結果，頻域曲線在阻帶處不趨于平滑，這如同在升余弦中的情況(參見圖3a)。取而代之，該曲線在趨于阻帶時變得尖銳。頻域中的不連續(xù)可以導致在時域中較長持續(xù)時間的較高的尖峰。
圖4可用于說明這個概念。如上所述，所示的奈奎斯特濾波器(現(xiàn)有技術中的或本發(fā)明的任一個)被分成三個區(qū)域。區(qū)域Ⅰ是通頻帶，區(qū)域Ⅱ是過渡帶而區(qū)域Ⅲ是阻帶。標為405和410的位于區(qū)域之間的過渡點是最大關注點，這是由于通過這些點處的不同方程來定義頻域響應的函數(shù)形式。本發(fā)明優(yōu)選實施例的一個目標是該濾波器函數(shù)在奈奎斯特濾波器和奈奎斯特形式的均方根中不僅是連續(xù)的而且是平滑的(即，至少在一階導數(shù)中連續(xù))。
本發(fā)明提供了與公知的升余弦濾波器相比具有更好阻帶性能的奈奎斯特濾波器。當使用均方根形式時，本發(fā)明優(yōu)選實施例的奈奎斯特濾波器在阻帶處趨于平滑。換言之，該函數(shù)的一階導數(shù)是連續(xù)的。該性能使得與公知的升余弦濾波器相比在一些延遲處的截斷具有較小的能量損耗。
在該優(yōu)選實施例中，改進的奈奎斯特濾波器將滿足兩個條件。首先，該濾波器將滿足奈奎斯特判據(jù)，即，頻域中將具有關于截止頻率(fN)的奇對稱。其次，該濾波器的頻域均方根形式將至少在一階導數(shù)處連續(xù)，最好是在所有點處連續(xù)。在本發(fā)明的濾波器子級中，所有導數(shù)將在所有點處連續(xù)。在典型應用中，所有的較高階導數(shù)都將為零。
很多濾波器滿足用于本發(fā)明的優(yōu)選實施例濾波器級的條件。這些例子包括當其微分可寫成帶有阻帶π/2(1+α)的以下形式時的所有符合奈奎斯特的函數(shù)F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(π2sin(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>這里，所有階的導數(shù)都在給出零的阻帶處平滑(使用用于微分的乘積法則)。如同將要在下面詳細描述的那樣，這種函數(shù)的優(yōu)選例子是復合正弦和余弦函數(shù)。其它函數(shù)形式也可以滿足該條件。
改進的奈奎斯特濾波器的第一個例子具有由復合正弦函數(shù)定義的頻域。特別地，由下列方程來提供該優(yōu)選濾波器的這個頻率特性NF=T，當|ω|≤πT(1-α)]]>時NF=T2(1-sin{π2sin[π2α(|ω|-π2)]}),]]>當πT(1-α)≤|ω|≤πT(1+α)]]>時NF=0，當πT(1+α)≤|ω|]]>時由下列方程給出該頻域的均方根。NF=T,]]>當|ω|≤πT(1-α)]]>時NF=T2(1-sin{π2sin[T2α(|ω|-πT)]})1/2]]>當πT(1-α)≤|ω|≤πT(1+α)]]>時NF=0,]]>當πT(1+α)≤|ω|]]>時該方程是通過升余弦頻域函數(shù)開始的并采用π/2乘以該升余弦函數(shù)的正弦項來作為第二正弦函數(shù)的參數(shù)，從而推導出的。因此，由于它包括一個正弦函數(shù)的正弦，因此該頻率特性是一個復合函數(shù)。由于當該均方根形式被微分時，可以采用該變型，因此，該頻域函數(shù)在阻帶處平滑。由于該函數(shù)和其一階導數(shù)連續(xù)，因此該函數(shù)在頻域中向上連續(xù)并且包括該一階導數(shù)。
通過翻轉該頻率函數(shù)可以導出時間響應。這是通過采用頻率函數(shù)的理論上的傅立葉變換來實現(xiàn)，并導致了下列響應nf(t)=1π(πsinc(tT)cos(παtT)+2(2α)2(tT)sin(πtT)cos(παtT))]]>Σm=1∞(-1)m+1J2m-1(π2)[1(2m-1)2-(2αtT)2])]]>可以將奈奎斯特濾波器的均方根的脈沖響應表示為nf=sqrt(t)=1-αT(1-22J0(π4))sinc(tT(1-α))+22TJ0(π4)(1+α)sinc(tT(1+α))]]>+(2α)222πT(tT)sin(πtT)cos(παtT)Σm=1∞(-1)m+1J2m-1(π4)[(2m-)2-(2αtT)2]]]>+α222Tπ(tT)cos(πtT)sin(παtT)Σm=1∞(-1)m+1J2m(π4)[m2-(αtT)2]]]>
應該注意到，對該頻域函數(shù)的數(shù)學逆運算將導致無限項。但是，這不是問題，因為較高項衰減得很快。實際上，僅使用前幾項就可以計算該波形。
從上述方程可以看出，該脈沖響應包括Bessel函數(shù)J(x)。在數(shù)字計算系統(tǒng)中，可以以與其它諸如正弦函數(shù)這樣的任何一個函數(shù)相同的方式來推導出這些函數(shù)。其結果是，與其它任何一種濾波器相比，本發(fā)明不再難于實現(xiàn)。
在該優(yōu)選實施例中，將奈奎斯特濾波器實現(xiàn)為一個數(shù)字濾波器。因此，可以僅計算脈沖響應方程一次，并將結果存儲在一個查詢表中。其結果，其計算復雜這個事實沒有什么損害。由于該方程可以脫機計算，因此，如果該方程耗費時間也沒有什么負面影響。當然，如果這樣設計系統(tǒng)的話，該事實并不阻止實時計算該脈沖響應。
在圖5中描述了第一實施例濾波器的性能特性以及來自升余弦濾波器均方根的曲線，其中α=0.17以及α=0.2。這些曲線中的每一個都采用均方根形式。這些曲線來自于如同在待審的申請序列號為No.09/295660(COM-002)中所描述系統(tǒng)的模擬。在那個系統(tǒng)中，對于升余弦濾波器而言，跌落因子α=0.17被發(fā)現(xiàn)是優(yōu)選的。如同圖5所證明的，新奈奎斯特濾波器的性能在阻帶處被改進了，即，該阻帶位于該信道理想帶寬的外部。如圖所示，當截斷到8個碼元期間時，本發(fā)明的濾波器在阻帶處具有低于10dB的傳輸。這表示了顯著的提高。
改進的阻帶性能有利于通信系統(tǒng)，這是因為它使得信號在相鄰頻率信道中變得更為緊密地適配于頻譜。它還可以容易地滿足對于給定信道所需的發(fā)射屏蔽。這些屏蔽需要通常是由規(guī)定的機構、諸如美國的聯(lián)邦通信委員會這樣的機構授權的，并且定義了可以被允許在給定信道外的信號電平。
此外，該濾波器最終在其尾部比升余弦濾波器具有較低的幅度阻尼振蕩。這些新的濾波器級的特征在于通過比等效的升余弦濾波器尾部具有較快的尾部衰減而體現(xiàn)的時域特性。在該脈沖響應的一個給定時間延遲之后，與等效的升余弦濾波器最終進一步延遲到無窮大相比，這個新的奈奎斯特濾波器在較低幅度處振蕩并繼續(xù)以較低的幅度振蕩。
圖6a和6b示出了該新的奈奎斯特濾波器的典型脈沖響應(曲線610)以及公知的升余弦濾波器的脈沖響應。特別參考圖6b，這個新的奈奎斯特濾波器在遠離尖峰的時間處顯示出較低的幅度電平。由于這些較低的幅度，由于截斷而帶來的較小的能量損耗，并因此在頻域上將有較小的影響(并因此有在圖5中所示的阻帶改進)。在該優(yōu)選實施例的濾波器中，在8個碼元時間(例如在8T)延遲之后截斷該時域，其中T是碼元速率。
現(xiàn)在將描述本發(fā)明的第二個實施例。該濾波器顯示了第一實施例濾波器的每個特性。即，該濾波器滿足奈奎斯特判據(jù)，并對于所有一階導數(shù)的值而言其均方根形式都是連續(xù)的。此外，該濾波器對于較高階導數(shù)的所有值而言也是連續(xù)的。
可以用下列方程來表示該第二實施例濾波器的頻域以及均方根頻域方程 在圖6c中示出了第一和第二實施例的均方根的逆運算形式(以及集中于尾部的圖6d)。該第二實施例的逆運算是以數(shù)字方式執(zhí)行的。這兩個濾波器都有相同的理論上的阻帶。該第二實施例顯示了與第一實施例相關的性能，這如同第一實施例與升余弦濾波器相關。如圖所示，該第一實施例在開始處比第二實施例具有較小的阻尼振蕩。但是，如圖6d所示，該第二實施例降低得更快從而在尾部給出較小的能量。該第二實施例比第一實施例更平滑地過渡到阻帶。
已經描述了滿足新奈奎斯特濾波器級條件的兩個濾波器例子。其它函數(shù)形式也滿足連續(xù)導數(shù)的條件，并且可考慮用于這種類型的濾波器。這些方程表達式可以包括雙曲線正弦和余弦以及多項式。
該優(yōu)選實施例的替換形式還可以包括過渡帶的線性組合項。例如，可以通過將上述第一實施例的頻域響應與上述第二實施例的頻域響應相加來得出一個濾波器。這兩個函數(shù)可以均勻或不均勻地加權。這些項可以每個都包括組合的不同數(shù)量的正弦項。帶有如同下式的過渡帶(圖4中的區(qū)域Ⅱ)項以及相同均方根形式的濾波器，T2(1-1sin(α)(sin[αsinπ2sin(T2α(|ω|-πT))]))]]>其中a待定，并且這些項的線性組合可以設計得滿足奈奎斯特判據(jù)。
如這里所述的這些濾波器可被用于各種應用。例如，這些濾波器可用于任何一種使用脈沖整形濾波器的系統(tǒng)中。數(shù)字通信系統(tǒng)提供這樣一種例子。例如，本發(fā)明的濾波器可用于無線通信(蜂窩、GSM、微波、衛(wèi)星)、有線通信(電話系統(tǒng)、有線調制解調器)、光學系統(tǒng)(數(shù)字電視/無線電、衛(wèi)星)以及其它系統(tǒng)。
在這里全文引入作為參考的待審申請序列號為No.09/295660(COM-002)中描述了使用本發(fā)明濾波器的系統(tǒng)的一個例子?？墒褂帽景l(fā)明的奈奎斯特濾波器來替換在該系統(tǒng)中所包括的每個奈奎斯特濾波器?，F(xiàn)在將描述有關圖7-9的這個系統(tǒng)。
圖7示出了一個典型無線電系統(tǒng)700。系統(tǒng)700可以是一個蜂窩電話系統(tǒng)、雙向無線電發(fā)送系統(tǒng)、局部無線電話或無線電系統(tǒng)或類似系統(tǒng)?；締卧?02可以經傳輸介質704與一個或多個終端單元706進行通信。傳輸介質704表示無線通信頻譜。終端單元706可以是移動單元、便攜式單元、或固定位置單元并且可以是單向或雙向器件。盡管在該無線電系統(tǒng)700中僅示出了一個基站單元，但是，可以有兩個或多個基站單元，以及與其它通信系統(tǒng)的互連，諸如公共切換電話網絡、互聯(lián)網以及類似網絡。在該優(yōu)選實施例中，該系統(tǒng)提供了全雙工通信。但是本發(fā)明的這些教導同樣適用于半工系統(tǒng)、單工系統(tǒng)以及時分雙工以及其它雙向無線電系統(tǒng)。
在下面的描述中提供了基站單元和終端單元的優(yōu)選實施例的詳細說明。圖8a到8c提供了示范性基站單元702的一些主要部分的框圖。本領域技術人員將注意到，略去了對于理解本發(fā)明所不需要的典型無線電發(fā)射機/接收機的一些組成元件。注意，下面描述的許多特性和函數(shù)可以在運行于數(shù)字信號處理器或微處理器或最好是兩者的組合中的軟件上實現(xiàn)。
圖8a示出了運行于發(fā)射機模式的基站單元102的四個子信道結構。下面的解釋將針對子信道A，盡管這些教導也適用于其它子信道。子信道A包括“紅”信號編碼塊802以及“藍”信號編碼塊804。對于第一和第二時隙而言，“紅”和“藍”是任意指定的。在所述待審申請中提供了有關這些信號編碼塊的詳細內容。對于當前目的，說明下列方面足夠了信號編碼塊接收聲音和/或數(shù)據(jù)信號、如果需要編碼這些信號、組合控制信號、以及準備用于通往QAM調制器806的組合信號。
調制器806使用正交幅度調制(QAM)結構來調制接收到的信號，該正交幅度調制結構使用16點星座(constellation)。利用16點星座，每個碼元被映射到表示四比特的星座上。在該優(yōu)選實施例中，該信號被使用差分Gray代碼算法來進行差分編碼。這種結構的詳細內容在本領域中是公知的。例如，可以參見Webb等人所著的ModernQuadrature Amplitude Modulation(1994年的IEEE雜志)。各種其它QAM技術在本領域中是公知的，這些技術包括星形QAM、平方QAM、以及相干QAM。另外，可以使用其它諸如Okunev編碼或可用于替代Gray編碼的Khvorostenko編碼這樣的編碼技術。本發(fā)明的其它實施例可以包括其它本領域公知的調制技術，這些調制技術提供可用于足夠數(shù)據(jù)速率(在優(yōu)選實施例中是16kb/s)的調制，對于所需應用可帶來可接受的信號品質(即，信噪比)。
-QAM調制信號的同相以及正交分量(由表示的這兩個信號的單一線所表示的，如同由經過每個這樣的信號通道的斜線所表示的那樣)然后被傳送到奈奎斯特濾波器108，該奈奎斯特濾波器提供了脈沖整形濾波器以便于限制被發(fā)送信號的總帶寬。在該優(yōu)選實施例中，該奈奎斯特濾波器工作于過采樣速率的65倍，其目的是為了簡化模擬圖象濾波器。奈奎斯特濾波器108可以包括任何一種在該說明書中所討論過的濾波器。
另外，信號在子信道補償塊810中乘以該信號要在其上被傳送的子信道所需的補償量。在該優(yōu)選實施例中，用于子信道A的補償將減去7.2kHz，用于子信道B的補償減去2.4kHz，對于子信道C的補償加上2.4kHz，對于子信道D的補償將加上7.2kHz。
然后，在被傳送到數(shù)字-模擬轉換器814之前，QAM調制和濾波信號A與來自子信道B、C和D的調制和濾波信號在子信道求和器812中組合，在該數(shù)字-模擬轉換器中，組合信號被轉換為一個模擬信號。該信號然后被傳送到射頻電路中(未示出)，在那里，如同在現(xiàn)有技術中所公知的那樣，該信號被調制為RF信號并放大以便于傳輸。
在該優(yōu)選實施例中，使用數(shù)字信號處理器來實現(xiàn)該系統(tǒng)。在該實施例中，通過一個單個芯片來實現(xiàn)在標為“子信道A”的方框中的所有電路(以及其它子信道)以及子信道求和器812。實際上，可以將該芯片設計為通過將一個模擬-數(shù)字轉換器(未示出)和數(shù)字-模擬轉換器814集成在芯片上來處理輸入和輸出端的模擬信號。另外，在一些互連的集成電路芯片中可以分布這些功能。
在該優(yōu)選實施例中，濾波器808的脈沖響應僅計算一次并存儲在一個查詢表中，該查詢表可以例如位于數(shù)字信號處理器芯片上的EEPROM中。然后，以與任何一種公知技術中的有限脈沖響應(FIR)濾波器相同的方式來實現(xiàn)該濾波器。
圖8b和8c示出了工作于接收機模式的基站單元102。圖8b提供了一種高電平四子信道結構的框圖。通過射頻(RF)接收電路(未示出)來接收來自終端單元的信號。A/D轉換器840接收來自RF接收電路的信號并將其轉換為一個數(shù)字信號，該數(shù)字信號被饋送到每個四個子信道844、845、846以及847中。
圖8c示出了圖8b中的子信道A844的詳細結構。應該注意，所示這些內容也同樣分別適用于子信道B845、C846、D847。在復數(shù)乘法器850中，從輸入信號中去掉對應于該特定子信道的頻率補償(+/-2.4kHz或+/-7.2kHz)。然后由奈奎斯特匹配濾波器852的均方根來將該信號進行頻率復用。再次強調，匹配濾波器852可以是這里討論過的濾波器中的任何一種。
該濾波器信號被傳送到碼元同步塊854，在其中計算其中不存在(或為最小)碼間干擾信號的合適的采樣點。通過計算所經歷時間范圍內的采樣點幅度以及選擇最高能量點(對應于同步的碼元采樣點)來實現(xiàn)該計算過程。執(zhí)行幅度跟蹤(塊858)以便于通過判定所檢測到的信號幅度變化是基于想要信號信息的還是基于由于干擾所導致的信號衰減從而消除來自差分解碼器的信道影響。基于該判定，修改門限值以適應變化的輸入信號品質，通過該門限值考慮輸入脈沖是位于QAM星座外側環(huán)還是內側環(huán)中(邏輯“1”或“0”)。
基于由幅度跟蹤器858所提供的信息，在衰減查找器塊859中計算一位是處于誤差中的可能性。在塊861將判定是具有高風險出錯位的塊作為“處于風險中”位而被做上標記?！疤幱陲L險”位信息被向前饋送到紅或藍信號解碼塊866和869中合適的一個，并且由解碼塊的誤差修正處理來使用該信息。碼元同步塊854還將信息饋送到下面要討論的相位跟蹤器860。
調制信號被從幅度跟蹤器858饋送到QAM調制器/解調器864中，其中在被傳送到合適的紅或藍信號解碼路徑之前，該信號被解調為基帶信號。注意，在圖8c中，對用于從奈奎斯特濾波器852到紅/藍解碼塊路徑的每個元件，僅示出了一種功能塊。實際上，存在兩個完全相同的路徑，每個都用于紅和藍信號。在自動頻率控制卡862和復數(shù)乘法器850之間的反饋路徑中提供了一個結果紅/藍多路復用器863。這是因為不同的頻率修正因子將被用于判定輸入的紅和藍信號。當接收到所希望的信號(紅或藍)時，這個合適的修正因子必須被饋送到復數(shù)乘法器中。在相位跟蹤器860和AFC塊862中提供有頻率控制。
圖9a和9b中提供了終端單元的詳細內容。如上所述，下面的討論提供了另外的詳細內容，并且與對基站單元的說明相關，并且這兩個單元使用用于聲音編碼、信號處理、以及調制的相同的方案。圖9a示出了作為一個發(fā)射機的終端單元構成框圖。在擴音器902中接收到終端用戶的音頻輸入，并經編解碼器903將其傳送到聲音合成器904中。如同參考圖8b所討論的那樣，聲音合成器904提供編碼、壓縮以及正向糾錯功能。然后該信號以及來自塊906的控制以及同步位被傳送到TDM格式器908中。來自聲音合成器904以及控制和同步塊906的合成信號在TDM格式器塊908中被上轉換以便于將數(shù)據(jù)速率加倍。然后該信號被傳送到信道編碼器910中，在那里，控制和同步信息被加到該信號中，并且使這些位交錯以便于被傳送信號較少受噪聲影響，如同在現(xiàn)有技術中所公知的那樣。
在塊912中使用QAM調制(如上所述)來調制該信號，如同參考圖8a到8c所描述的那樣。
QAM調制信號的同相以及正交分量然后被傳送到能提供脈沖整形濾波器以限制該傳送信號總帶寬的奈奎斯特濾波器914中。在該優(yōu)選終端單元實施例中，該奈奎斯特濾波器工作于過采樣速率的65倍速率，以便于簡化模擬圖象濾波器。奈奎斯特濾波器914可以是任何一種這里討論過的濾波器，并且可以與來自基站單元的相應濾波器匹配。
在經過奈奎斯特濾波器914之后，該信號乘以傳送該信號的子信道所需的頻率補償(上述的復合乘法器)。由子信道補償塊926來提供補償信號，該子信道補償塊926基于從基站單元接收到的指令或基于在終端單元的非易失性存儲器內存儲的預編程指令來選擇子信道補償。
注意，對于該終端單元僅需要一個單個的QAM調制器。這是因為該終端單元在任何一個給定時間僅在一個子信道中傳送，這與同時在整個子信道傳送的基站單元相反。
同相信號被饋送到D/A轉換器916中，正交分量被饋送到D/A轉換器918中，在該轉換器918中，信號被轉換為模擬信號。濾波器920和922以奈奎斯特速率濾波頻譜圖象。最后，這些信號被饋送到I&Q調制器924，在那里，在被傳送到RF發(fā)射電路(未示出)之前，這些信號被調制到射頻。
圖9b示出了其功能相當于接收機的終端單元。由RF接收電路930接收來自基站單元或另一個終端單元的信號，在那里，在被傳送到A/D轉換器以及用于同相分量的混頻器933和用于正交分量的混頻器934之前，該RF信號被下變換并濾波。還是在這點上，通過在所接收到的信號中混入與補償信號互補的信號，從該信號分量中消除與該子信道選擇有關的頻率補償。由塊926所示，由子信道頻率補償控制信息，并且根據(jù)該終端單元正在接收的子信道來確定這個互補的補償信號。該數(shù)字信號然后在解調器932中被解調為一個實際的二進制信號。然后在塊944和946中使用Viterbi解碼方法來解碼該二進制信號。然后該信號在時域中被去復用，其中在被轉換為一個模擬信號并由揚聲器或相同的終端用戶接口(未示出)再現(xiàn)或在被顯示在諸如LCD顯示這樣的終端用戶接口的情況之前，數(shù)據(jù)速率從16kb/s減少為8kb/s。注意，在任何一個給定時間僅使一個時隙950或952有效。
如圖8c的塊860和862以及圖9b的塊940所示，還提供了連續(xù)精確的頻率控制。在塊938中提供了時隙和碼元同步。
已經參考所示附圖
描述了本發(fā)明，但該說明并不具有限制的含義。對于本領域技術人員而言，在參考該說明書的基礎上，各種變型以及所示實施例的組合、以及本發(fā)明的其它實施例都是顯然的。因此，本發(fā)明意圖是后附權利要求包含了任何一種所述變型或實施例。
權利要求
1．一種產生用于在通信系統(tǒng)中傳輸?shù)臄?shù)字數(shù)據(jù)的方法，該方法包括為要傳輸?shù)男盘柎_定一個數(shù)字值；通過將該數(shù)字值與一個截斷的脈沖響應組合來為采樣串中的每個采樣確定一個幅度，該截斷脈沖響應對應于頻域響應的均方根，該頻域響應滿足奈奎斯特判據(jù)，并且其中該頻域響應的均方根有在所有點上連續(xù)的一階導數(shù)；以及用基于采樣串的隨時間可變的幅度來產生一個發(fā)射信號，該發(fā)射信號具有一個非無限的時間持續(xù)過程。
2．根據(jù)權利要求1的方法，其中該頻域響應包括一個復合正弦函數(shù)。
3．根據(jù)權利要求2的方法，其中由下列方程表示頻域響應NF(ω)NF(ω)=T，當|ω|≤πT(1-α)]]>時NF(ω)=T2(1-sin{π2sin[T2α(|ω|-πT)]}),]]>當πT(1-α)≤|ω|≤πT(1+α)]]>時NF(ω)=0，當πT(1-α)≤|ω|]]>時其中，ω是頻率，T是碼元間的時間周期，α是跌落因子。
4．根據(jù)權利要求2的方法，其中由下列方程表示頻域響應(NF) 其中，ω是頻率，T是碼元間的時間周期，α是跌落因子。
5．根據(jù)權利要求1的方法，其中該頻域響應是奈奎斯特依從函數(shù)，其微分可寫成下列形式F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(T2α(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>其中，ω是頻率，T是碼元間的時間周期，α是跌落因子。
6．根據(jù)權利要求1的方法，其中該頻域響應包括從由雙曲線正弦、雙曲線余弦以及多項式所組成的組中選出的一個函數(shù)。
7．根據(jù)權利要求1的方法，其中由數(shù)字近似方法來推導出該頻域響應。
8．根據(jù)權利要求1的方法，其中該頻域響應的均方根具有無數(shù)個高階導數(shù)，其中無限個高階導數(shù)的每個在所有點上連續(xù)。
9．在數(shù)字通信系統(tǒng)中被用作一個匹配濾波器的改進的奈奎斯特濾波器，該濾波器的特征在于，該頻域響應滿足奈奎斯特判據(jù)，并且其中該頻域響應的均方根具有在所有點上連續(xù)的一階導數(shù)。
10．根據(jù)權利要求9的濾波器，其中該頻域響應是奈奎斯特依從函數(shù)，其微分可寫成下列形式F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(T2α(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>其中，ω是頻率，T是碼元間的時間周期，α是跌落因子。
11．根據(jù)權利要求9的濾波器，其中由下列方程表示頻域響應NF(ω)NF(ω)=T，當|ω|≤πT(1-α)]]>時NF(ω)=T2(1-sin{π2sin[T2α(|ω|-πT)]}),]]>當πT(1-α)≤|ω|≤πT(1-α)]]>時NF(ω)=0，當πT(1-α)≤|ω|]]>時其中，ω是頻率，T是碼元間的時間周期，α是跌落因子。
12．根據(jù)權利要求9的濾波器，其中由下列方程表示頻域響應NF(ω) 其中，ω是頻率，T是碼元間的時間周期，α是跌落因子。
13．一種通信設備，包括數(shù)字信號源；脈沖整形濾波器，其被連接以接收來自模擬-數(shù)字轉換器的數(shù)字數(shù)據(jù)，該脈沖整形濾波器特征在于，其頻域響應滿足奈奎斯特判據(jù)，并且其中該頻域響應的均方根有在所有點上連續(xù)的一階導數(shù)，該脈沖整形濾波器具有對應于頻域響應均方根的脈沖響應；以及調制器，其被連接用來接收來自該脈沖整形濾波器的信號。
14．根據(jù)權利要求13的設備，進一步包括連接于數(shù)字信號源和脈沖整形濾波器之間的映射單元。
15．根據(jù)權利要求14的設備，其中該映射單元包括一個正交調幅單元，并產生I數(shù)據(jù)流和Q數(shù)據(jù)流，I數(shù)據(jù)流被輸入到脈沖整形濾波器中，而Q數(shù)據(jù)流被輸入到第二脈沖整形濾波器中。
16．根據(jù)權利要求14的設備，其中該映射單元和脈沖整形濾波器被集成在單個芯片上。
17．根據(jù)權利要求13的設備，其中該數(shù)字數(shù)據(jù)源包括一個模擬-數(shù)字轉換器。
18．根據(jù)權利要求13的設備，其中用存儲在一個存儲器陣列中的查詢表來實現(xiàn)脈沖整形濾波器。
19．根據(jù)權利要求13的設備，進一步包括連接在脈沖整形濾波器和該調制器之間的數(shù)字-模擬轉換器。
20．根據(jù)權利要求13的設備，其中該頻域響應是奈奎斯特依從函數(shù)，其微分可寫成下列形式F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(T2α(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>其中，ω是頻率，T是碼元間的時間周期，α是跌落因子。
21．一種用于存儲濾波器脈沖響應的查找表的存儲設備，其中該濾波器特征在于該頻域響應滿足奈奎斯特判據(jù)，并且其中該頻域響應的均方根具有在所有點上連續(xù)的一階導數(shù)。
22．根據(jù)權利要求21的設備，其中該頻域響應是奈奎斯特依從函數(shù)，其微分可寫成下列形式F′(ω)=f′(ω)cos{π2sin(T2α(|ω|-πT))}cos[T2α(|ω|-πT)]]]>其中，ω是頻率，T是碼元間的時間周期，α是跌落因子。
23．根據(jù)權利要求21的設備，其中將該存儲設備集成在與數(shù)字信號處理器核心相同的集成電路上。
全文摘要
可以在數(shù)字式通信系統(tǒng)中將一種改進的奈奎斯特濾波器用作匹配濾波器。該濾波器的特征在于,其頻域響應滿足奈奎斯特判據(jù)并且其頻域響應均方根具有在所有點上連續(xù)的一階導數(shù)。在另一個實施例中,對于較高階導數(shù)而言,該頻域響應的均方根在所有點上連續(xù)。
文檔編號H04L25/03GK1302499SQ00800686
公開日2001年7月4日 申請日期2000年4月18日 優(yōu)先權日1999年4月28日
發(fā)明者羅伯特·約瑟夫·麥卡蒂 申請人:康斯貝斯公司