專利名稱：減少量化噪聲的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信號處理，具體涉及在數(shù)字信號處理應(yīng)用中減少量化噪聲的方法和裝置。
數(shù)字信號處理逐漸發(fā)展成為在很多信號處理應(yīng)用中的優(yōu)選實(shí)施。改進(jìn)的、較高速的和較低造價(jià)的數(shù)字信號處理器(DSP)和其它的數(shù)字電路單元都伴隨一些增加靈活性和精確性的數(shù)字電路相繼出現(xiàn)，正推動(dòng)著大量信號處理應(yīng)用從模擬論壇轉(zhuǎn)移到數(shù)字論壇。雖然數(shù)字信號處理提供上面提到的一些優(yōu)點(diǎn)和其它優(yōu)點(diǎn)，但也并非無缺點(diǎn)。例如，在一些應(yīng)用特別是在射頻(RF)通信領(lǐng)域中，本身就是模擬的。對于RF應(yīng)用的信號處理，經(jīng)常要求把模擬信號例如RF信號或中頻(IF)信號轉(zhuǎn)換成為數(shù)字信號，同樣，也要求把數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成為模擬信號。
在很多數(shù)字處理應(yīng)用(包括那些在寬帶數(shù)字收發(fā)信機(jī)中已完成的)中，信號的精確度必須從高的精確度等級轉(zhuǎn)換到較低的精確度等級。例如，一個(gè)表示為32個(gè)信息的信號須降低成表示為16個(gè)比特信息的信號，這是由于某些數(shù)字處理單元例如數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)的容量限制造成的。然而，這種轉(zhuǎn)換會(huì)丟失信息?？梢岳斫庠谏鲜龅睦又性诮o定數(shù)據(jù)速率的情況下32比特能夠表示比16比特時(shí)多的信息。這種信息丟失的結(jié)果表現(xiàn)為量化噪聲。
參照

圖1，圖中示出用以說明量化噪聲影響的一個(gè)典型例子。在圖示的應(yīng)用中，一個(gè)給定頻率的16比特的數(shù)字信號X由數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)10轉(zhuǎn)換成為模擬信號。然而，DAC10僅是一個(gè)12比特的DAC裝置。為此，信號X須先被轉(zhuǎn)換成為一個(gè)12比特的信號。一個(gè)典型的解決方案是使用硬量化器12，它舍尾信號X的最低有效位(LSB)，在這個(gè)實(shí)例中是4個(gè)LSB，以產(chǎn)生一個(gè)12比特的信號Y。在這個(gè)應(yīng)用中噪聲相對于載波信號以分貝(dB)為單位用下式表示噪聲(dB)＝20log2-n式中n是DAC的比特?cái)?shù)。于是，12比特的DAC的噪聲電平是(-72)dB；13比特的DAC的噪聲電平是(-78)dB，依次類推。噪聲通常分布在整個(gè)奈奎斯特帶寬上，每赫茲的噪聲功率可以忽略。然而，噪聲通常是以預(yù)先考慮的頻率例如該信號的二次和三次諧波出現(xiàn)的，這就是重要的問題。
為了解決在一些特定頻率上靜噪的問題，業(yè)已建議在信號中引入的偽隨機(jī)噪聲，這通常稱作“高頻振動(dòng)”。很多高頻振動(dòng)技術(shù)已在美國專利4,901,265、4,951,237、5,073,869、5,228,054和5,291,428中講述了。高頻振動(dòng)的主要缺點(diǎn)是要求必須提供偽隨機(jī)噪聲發(fā)生器電路，而該電路通常很復(fù)雜，從而導(dǎo)致應(yīng)用實(shí)施精細(xì)和昂貴。
據(jù)此，現(xiàn)在需要一種減少量化噪聲且不明顯增加數(shù)字信號處理電路費(fèi)用和復(fù)雜性的方法和裝置。
圖1示出一種先有技術(shù)的16比特/12比特量化電路的方框圖；圖2示出根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的一種量化電路的方框圖；圖3示出圖2所示的量化電路中使用的一種濾波器的轉(zhuǎn)移功能表示；圖4示出量化噪聲時(shí)基于舍尾而不基于本發(fā)明的頻譜圖；圖5示出說明圖2所示的量化電路性能的頻譜圖。
按照本發(fā)明，在量化電路的輸入端要提供一反饋信號以減少量化噪聲。這個(gè)反饋信號是作為N比特信號的一個(gè)樣值與M比特已量化信號的一個(gè)同時(shí)發(fā)生的樣值之間的濾波差值而產(chǎn)生的，這里，M＜N。在量化之前，從輸入信號減去這個(gè)反饋信號，從而將帶外噪聲引入輸入信號，以減少已量化信號的帶內(nèi)噪聲。
參照圖2，圖中示出了根據(jù)本發(fā)明的一種N比特/M比特量化電路200，這里M＜N。一個(gè)N比特信號X耦合到加法器202，在這里減掉N比特的反饋信號W。然后，將所得到的信號X’在N比特鎖存器204中取樣，并伴隨地在M比特硬量化器206中量化。硬量化器舍尾信號X’的N-M個(gè)LSB，實(shí)際上是將M到N的LSB設(shè)置為0值。一個(gè)N比特誤差信號E在加法器208中產(chǎn)生以作為鎖存器204內(nèi)含的信號X’的N比特樣值中M個(gè)最高有效位(MSB)與硬量化器206內(nèi)含的M比特已量化樣值之間的差值。信號X’的N比特樣值的LSB通過不變。誤差信號E通過濾波器(IIR LPF)210濾波，生成N比特反饋信號W。不過，可以理解，根據(jù)特殊應(yīng)用的需要，信號X’的任意M比特可以保留在硬量化器206中。
圖2還示出了一個(gè)12比特DAC212，用以將硬量化器的輸出信號Y轉(zhuǎn)換成為模擬信號。然而，可以理解，本發(fā)明可用于苛求避免引入量化噪聲的從高精度信息信號轉(zhuǎn)換成為低精度信息信號的任何數(shù)字信號處理應(yīng)用中。
濾波器210應(yīng)選擇得只讓誤差信號E的相對于輸入信號X是帶外的成分通過。在優(yōu)選實(shí)施例中，濾波器210是一個(gè)低通濾波器，它基本上保持了由反饋信號W引入信號X’的低頻噪聲成分，它遠(yuǎn)離了感興趣的有用頻帶，這在圖4和圖5中示明了。從圖4可以看出，在不采用本發(fā)明的情況下，以頻率fs的寄生噪聲分量具有顯著的能量，呈現(xiàn)在頻率fx感興趣的有用信號周圍。從圖5可以看出，雖然存在濾波器210截止頻率ffco之下明顯的能量數(shù)量，但只有低電平的噪聲基本上均勻地分布在頻率fx的感興趣的有用信號的周圍。與不采用本發(fā)明的12比特量化器所期望的典型值(-72)dB相比，在本發(fā)明的測試中，以頻率fx為中心可觀察到噪聲底限為(-93)dB。這些數(shù)據(jù)是參考DAC212的模擬信號輸出而產(chǎn)生的。
量化電路200的另一個(gè)特點(diǎn)是當(dāng)信號X不存在或基本上為0時(shí)無噪聲輸出。采用先有技術(shù)的高頻振動(dòng)技術(shù)時(shí)，偽隨機(jī)噪聲連續(xù)地輸入到量化電路，而在無輸入信號時(shí)，量化電路的輸出信號就是偽隨機(jī)噪聲。在本發(fā)明中，當(dāng)輸入信號X不存在或基本上為0時(shí)，信號X’的N比特樣值與M比特已量化樣值之間的差值實(shí)際為0。因此，在無輸入信號時(shí)，量化電路200的輸出為0。
正如針對量化電路200的優(yōu)選實(shí)施方案中所描述的，誤差信號E是16比特信號。然而，因?yàn)橹饕绊懻`差信號E的是N-M個(gè)LSB，所以N-M比特信號能被取代。在這樣的一個(gè)實(shí)施方案中，誤差信號E的符號信息將被丟失。為此，更需要實(shí)施一個(gè)保留了信號X’的符號比特的(N－M)＋1比特誤差信號。這樣的實(shí)施方案簡化了誤差信號E的數(shù)據(jù)路徑，也減小了濾波器210的尺寸。
參照圖3，圖中示出了濾波器210的一種優(yōu)選實(shí)施方案的轉(zhuǎn)移功能。從圖3可以看到，濾波器210是一個(gè)3實(shí)柱濾波器(3 real polefilter)，它可以用3個(gè)全加器302、304、306和一個(gè)延遲單元308來實(shí)現(xiàn)。在本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例中，濾波器210的柱應(yīng)選擇得為15/16，這考慮了圖3所示的簡化實(shí)施方案?？梢钥闯觯@個(gè)實(shí)施方案有利于消除對乘法器的需求，這允許在專用集成電路(ASIC)中簡化實(shí)施濾波器210。濾波器210還含有一個(gè)總增益系數(shù)，在優(yōu)選實(shí)施例中約為100dB。增益在濾波器210的每級都提供，這增強(qiáng)了反饋信號相對于輸入信號X的電平，因此也增強(qiáng)了反饋信號W對輸入信號X作用而產(chǎn)生的噪聲。
從上文所述，可以理解，本發(fā)明的量化電路200提供了一個(gè)極其簡化的實(shí)施方案，特別是相對于ASIC的實(shí)施而言。消除高頻振動(dòng)技術(shù)先前要求的偽隨機(jī)噪聲發(fā)生器和有利選擇濾波器設(shè)計(jì)最大限度地減少了ASIC所需的門電路。本發(fā)明的這些優(yōu)點(diǎn)和其它優(yōu)點(diǎn)以及應(yīng)用對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說從上文的描述和所附的權(quán)利要求書閱讀中是可以理解的。
權(quán)利要求
1.一種減少量化噪聲的裝置，其特征在于，包括一個(gè)第一加法器，具有一個(gè)第一輸入端，被耦合來接收一個(gè)N比特輸入信號；一個(gè)N比特鎖存器，具有一個(gè)輸入端，被耦合來接收第一加法器的輸出；一個(gè)M比特硬量化器，具有一個(gè)輸入端，被耦合來接收N比特鎖存器的輸出(這里M＜N)，和一個(gè)M比特輸出端；一個(gè)第二加法器，具有一個(gè)第一輸入端，被耦合來從所述的N比特鎖存器接收N比特樣值，和一個(gè)第二輸入端，被耦合來從所述的M比特硬量化器接收N比特樣值，其中從M比特硬量化器來的N比特樣值包括了所述的N比特樣值中的M個(gè)比特和至少一個(gè)N-M0比特；一個(gè)濾波器，具有一個(gè)輸入端，被耦合來接收第二加法器的輸出，和一個(gè)輸出端，耦合到所述的第一加法器的第二輸入端。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，第二加法器可操作地得出第一輸入與第二輸入之差值。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的濾波器是一個(gè)低通濾波器。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的濾波器有一個(gè)截止頻率，它基本上低于N比特輸入信號的有用帶寬。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的濾波器具有大于1的增益。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，從所述的M比特硬量化器來的N比特樣值含有來自所述的N比特鎖存器的N比特樣值中的M個(gè)最高有效位和至少一個(gè)N-M0比特。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，來自所述的M比特硬量化器的N比特樣值含有與來自所述的N比特鎖存器的N比特樣值中的M個(gè)最高有效位相對應(yīng)的M個(gè)最高有效位和N-M個(gè)0比特。
9.一種減少量化噪聲的方法，其特征在于，包括得出N比特輸入信號的一個(gè)N比特樣值與一個(gè)N比特已量化樣值之差值，該N比特已量化樣值含有N比特樣值中的M比特(這里，M＜N)和N-M個(gè)0比特；濾波該差值，形成一個(gè)已濾波的差值；從N比特輸入信號中減去已濾波差值。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，得出差值的步驟包括得出N比特輸入信號的一個(gè)N比特樣值與一個(gè)N比特已量化樣值之差值，該N比特已量化樣值含有N比特輸入信號的M個(gè)最高有效位和N-M個(gè)0比特。
全文摘要
在減少量化噪聲電路(200)中，為減少量化噪聲，反饋信號W與該量化電路的輸入信號(X)相加。反饋信號是作為N比特信號(X’)的一個(gè)樣值與M比特已量化信號的一個(gè)同時(shí)發(fā)生的樣值之間的已濾波差值而產(chǎn)生的，這里M＜N。在量化之前反饋信號從輸入信號(X)中減去，從而將帶外噪聲引入輸入信號，以減少已量化信號(Y)中的帶內(nèi)噪聲。
文檔編號H04B7/185GK1145707SQ95192517
公開日1997年3月19日 申請日期1995年12月28日 優(yōu)先權(quán)日1995年2月14日
發(fā)明者于達(dá)·葉胡達(dá)·魯茲, 詹姆斯·弗蘭克·龍 申請人:摩托羅拉公司