本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于格雷序列的單載波系統(tǒng)iq不平衡的補(bǔ)償方法。

背景技術(shù)：

隨著通信的發(fā)展，人們對(duì)通信丳的要求越來越高，使得頻譜資源越來越緊缺。同時(shí)，由于移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)所承載的傳輸業(yè)務(wù)種類越發(fā)豐富，無線網(wǎng)絡(luò)出現(xiàn)明顯的異構(gòu)特性，同一臺(tái)終端設(shè)備需要支持多種網(wǎng)絡(luò)類型，例如移動(dòng)蜂窩系統(tǒng)、固定無線局域網(wǎng)絡(luò)、短距離無線局域網(wǎng)絡(luò)和定位導(dǎo)航系統(tǒng)等。這意味著，用戶終端的收發(fā)設(shè)備需要具有靈活性以適應(yīng)不同網(wǎng)絡(luò)和不同頻段的系統(tǒng)。但是，在實(shí)現(xiàn)高頻段通信和保證系統(tǒng)靈活性的同時(shí)，模擬電路設(shè)計(jì)必須在系統(tǒng)的線性度、電路帶寬、復(fù)雜度和功耗方面進(jìn)行權(quán)衡。設(shè)計(jì)低成本低功耗的無線通信系統(tǒng)是一個(gè)極具挑戰(zhàn)的工作，尤其是該系統(tǒng)需要具備高頻段、超大帶寬的通信能力。由于成本限制，復(fù)雜的電路結(jié)構(gòu)和性能優(yōu)異卻昂貴的器件不再適用；另外，在類似異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)的應(yīng)用場(chǎng)景中，針對(duì)特殊頻段專門設(shè)計(jì)優(yōu)化的電路，或針對(duì)單臺(tái)設(shè)備或單場(chǎng)景優(yōu)化的電路也無法使用。為控制設(shè)備總體的體積和成本，尤其是應(yīng)用于多輸入多輸出(multiple-inputmultiple-output,mimo)系統(tǒng)中的電路，單套射頻電路的成本、功耗和體積都被嚴(yán)格限制。以上因素導(dǎo)致收發(fā)機(jī)的射頻前端存在很多性能瑕疵。比如直流偏置、i\q不平衡(in-phase\quadratureimbalance)和相位噪聲等。

單載波技術(shù)是一種非常成熟的技術(shù)，第一代模擬通信和第二代數(shù)字通信都是利用單載波書。在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，為了克服多徑衰落信道的不利影響，單載波傳輸需要在接收端設(shè)計(jì)非常復(fù)雜的時(shí)域均衡器，這大大增加了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的復(fù)雜度和成本。隨著工作的深入，人們發(fā)現(xiàn)，單載波系統(tǒng)其實(shí)也能利用簡(jiǎn)單的均衡辦法(如頻域均衡)來有效地消除多徑的影響；而且，單載波系統(tǒng)的峰值平均功率比(papr)低，對(duì)頻率也不十分敏感。

正交相移鍵控是一種常用基帶調(diào)制，其原理是將基帶信號(hào)分為并行的兩路信號(hào)，分別稱為同相支路(in-phasebranch,i路)正交支路(quadraturebranch,q路)分別經(jīng)過兩個(gè)彼此正交的本振信號(hào)調(diào)制到射頻并進(jìn)行發(fā)送；在接收端，接收機(jī)生成兩個(gè)正交的本振信號(hào)，利用相干解調(diào)將兩路信號(hào)分離，提取基帶信號(hào)。實(shí)際系統(tǒng)中，由于i\q兩路的振蕩信號(hào)由晶振和鎖相環(huán)合成，再經(jīng)過希爾伯特變換得到，兩路振蕩信號(hào)的幅度很難做到完全相同，相位差也不是90°，造成i\q兩路數(shù)據(jù)發(fā)生串?dāng)_。在低頻段系統(tǒng)中，由于系統(tǒng)工作頻段低，i\q不平衡現(xiàn)象并不嚴(yán)重；但是，高頻段系統(tǒng)廣泛采用直接變頻接收機(jī)，尤其在采用了高階調(diào)制的系統(tǒng)中，i\q不平衡成為限制接收機(jī)性能的重要因素。另一方面，i\q兩支路的響應(yīng)在理想情況下應(yīng)完全一致，然而，由于高頻段系統(tǒng)的帶寬增加，i\q兩支路器件頻率響應(yīng)很難實(shí)現(xiàn)完全一致，這是導(dǎo)致i\q不平衡的另一來源。

格雷互補(bǔ)序列(golaycomplementarysequences)具有良好的自相關(guān)特性，相關(guān)函數(shù)旁瓣小，被廣泛用于同步和信道估計(jì)算法^[。另外，格雷相關(guān)器經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計(jì)之后，運(yùn)算效率較高：對(duì)長(zhǎng)度為n＝2^m的序列進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算只需要2m次加法和m次乘法。格雷序列可以用回歸算法生成，一組長(zhǎng)度為n格雷互補(bǔ)序列通常包含一對(duì)長(zhǎng)度分別為n/2二進(jìn)制互補(bǔ)序列ab和bb，其元素由±1組成。純實(shí)數(shù)格雷序列只由實(shí)數(shù)構(gòu)成，在正交發(fā)射機(jī)上發(fā)送純實(shí)數(shù)的格雷序列會(huì)造成q路(虛部)長(zhǎng)時(shí)間閑置，因此實(shí)際中通常使用相位旋轉(zhuǎn)的多相格雷序列。與格雷序列相同，一組多相格雷序列也包含了兩個(gè)序列a和b,分別由二進(jìn)制互補(bǔ)序列ab和bb按如下規(guī)則生成：a(n)＝ab(n)e^jπn/2,b(n)＝bb(n)e^jπn/2，其中n＝0,1,2,3…n/2-1。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

對(duì)于單載波系統(tǒng)，頻選i\q不平衡等效于在i\q兩路額外的添加了兩個(gè)失配的濾波器，所以在單載波系統(tǒng)時(shí)域處理頻選i\q不平衡的難度更大。本發(fā)明提出了一種利用格雷序列補(bǔ)償單載波系統(tǒng)i\q不平衡的方法，利用格雷序列的自相關(guān)性，在時(shí)域完成估計(jì)和補(bǔ)償，極大地簡(jiǎn)化了接收端i\q不平衡估計(jì)過程。具體來說，發(fā)射機(jī)發(fā)送包含多相格雷序列的前導(dǎo)碼、獨(dú)特字或訓(xùn)練序列，接收端獲取接收序列，利用多相格雷序列自相關(guān)和共軛自相關(guān)特性，在時(shí)域分離接收信號(hào)中的原信號(hào)分量和共軛分量，并估計(jì)對(duì)應(yīng)等效信道，再通過等效信道求出補(bǔ)償濾波器，最后利用補(bǔ)償濾波器補(bǔ)償i\q失衡。

為了方便理解，首先介紹本發(fā)明使用的相關(guān)信號(hào)模型：

接收機(jī)頻選i\q不平衡下的接收信號(hào)可以表示為：

其中y(n)＝hc(n)*s(n)+v(n)為y(t)的采樣樣本向量，表示無i\q不平衡時(shí)的接收信號(hào)。hi(n)與hq(n)分別為接收機(jī)i\q兩路的響應(yīng)，g'r為幅度不平衡，φr為相位不平衡。在不考慮噪聲的情況下，存在i\q不平衡時(shí)的接收采樣信號(hào)可以表示為：

定義總長(zhǎng)度為n的多相格雷序列a和b的兩組子序列滿足以下性質(zhì)：

ra(i)+rb(i)＝nδ(i)，

其中，ra(i)/rb(i)分別表示序列a/b的循環(huán)自相關(guān)，和分別表示序列a/b的共軛循環(huán)自相關(guān)(即表示a與a^*循環(huán)互相關(guān)，同理)，當(dāng)0≤i<n/4時(shí)，說明序列a^*和序列b^*以及其循環(huán)位移后的序列不會(huì)影響序列a、b的循環(huán)相關(guān)結(jié)果。定義接收機(jī)i\q兩路頻率響應(yīng)的差值濾波器hd：

hd(n)＝idft^-1{g'rhq(f)/hi(f)}

其中hi(f)與hq(f)分別為i\q兩路接收機(jī)內(nèi)部頻率響應(yīng)的傅里葉變換，符號(hào)idft{·}表示離散傅里葉逆變換。與hd(n)相對(duì)應(yīng)，定義he(n)為i\q兩路共同經(jīng)過的信道，he(n)可通過將i路的頻率響應(yīng)hi(n)與無線信道hc(n)結(jié)合得到，其定義如下：

定義補(bǔ)償濾波器c1(n)和c2(n)，c1(n)用于補(bǔ)償i路與q路頻率響應(yīng)差，c2(n)用于消除i\q兩路不平衡的串?dāng)_項(xiàng)。

本發(fā)明的技術(shù)方案是：

一種基于格雷序列的單載波系統(tǒng)iq不平衡的補(bǔ)償方法，其特征在于，包括以下步驟：

s1、發(fā)射機(jī)發(fā)送一對(duì)多相格雷序列a、b，通過多徑信道和加性高斯白噪聲，在i\q不平衡下得到的接收序列分別為：

其中，v'1(n)與v'2(n)分別為兩序列收發(fā)過程中的加性噪聲；

s2、估計(jì)信道信息：

利用本地格雷序列a和序列b分別對(duì)存在i\q不平衡的接收序列aim與bim進(jìn)行n次循環(huán)相關(guān)和循環(huán)共軛相關(guān)，獲得信道的估計(jì)值與；原信號(hào)等效信道估計(jì)值，為共軛等效信道估計(jì)值；

s3、估計(jì)補(bǔ)償濾波器c1(n)和c2(n)：

通過信道估計(jì)值與的關(guān)系得到的估計(jì)值，其實(shí)部與虛部分別對(duì)應(yīng)了c1(n)和c2(n)，補(bǔ)償濾波器c1(n)和c2(n)可以按以下方式進(jìn)行估計(jì)：

其中，hα+β為向量組成的信道矩陣，其結(jié)構(gòu)為：

其中hα+β(n)為矢量中的元素；

s4、根據(jù)獲得的補(bǔ)償濾波器c1(n)和c2(n)補(bǔ)償i\q失衡。

進(jìn)一步的，所述的補(bǔ)償濾波器為消除共軛分量，需滿足：

c1(n)和c2(n)中包含了兩個(gè)未知參量，分別是向量hd(n)和標(biāo)量φr。

進(jìn)一步的，所述信道估計(jì)值與滿足的關(guān)系為：

所述補(bǔ)償濾波器均為實(shí)數(shù)抽頭濾波器。

進(jìn)一步的，所述步驟s4中經(jīng)過補(bǔ)償后的接收信號(hào)為：

其中cosφrhd＝c1，為補(bǔ)償濾波器c1(n)的估計(jì)值，等效信道he的估計(jì)值為：所述i\q補(bǔ)償過程中不平衡參數(shù)不會(huì)隨時(shí)間發(fā)生變化。

本發(fā)明的有益效果是：

在補(bǔ)償i\q不平衡的過程中，本方法能夠估計(jì)i\q不平衡補(bǔ)償參數(shù)和補(bǔ)償后的信道信息；在使用格雷序列作為前導(dǎo)碼或獨(dú)特字的系統(tǒng)中(例如采用的ieee802.11ad和ieee802.15.3c標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng))，本方法不需要對(duì)幀結(jié)構(gòu)進(jìn)行修改，降低了系統(tǒng)成本；本方法尤其在los信道和nlos信道中都具有良好的補(bǔ)償性能。

附圖說明

圖1為接收機(jī)i\q不平衡系統(tǒng)模型圖；

圖2為i\q不平衡補(bǔ)償器框圖；

圖3為los信道下i\q不平衡補(bǔ)償和信道估計(jì)性能圖；

圖4為nlos信道下i\q不平衡補(bǔ)償和信道估計(jì)性能圖。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明的發(fā)明內(nèi)容部分已經(jīng)詳細(xì)對(duì)本發(fā)明的方法進(jìn)行了介紹，下面結(jié)合附圖補(bǔ)充描述本發(fā)明的實(shí)際效果。

如圖1和圖2所示，本發(fā)明的方法是在信道估計(jì)與均衡模塊之間設(shè)置補(bǔ)償器模塊，利用多相格雷序列自相關(guān)和共軛自相關(guān)特性，在時(shí)域分離接收信號(hào)中的原信號(hào)分量和共軛分量，并估計(jì)對(duì)應(yīng)等效信道，再通過等效信道求出補(bǔ)償濾波器，最后利用補(bǔ)償濾波器補(bǔ)償i\q失衡。

如圖3和圖4所示，以發(fā)送端將二進(jìn)制符號(hào)映射為正交幅度調(diào)制(quadratureamplitudemodulation,qam)符號(hào)，階數(shù)為16，傳輸符號(hào)速率為1.76ghz，升余弦滾降濾波器的滾降因子為0.25，載波頻率為60ghz，收發(fā)端采用波束寬度為30°的定向天線，幅度不平衡參數(shù)為g'r＝1.12，相位不平衡為φr＝10°，i\q兩路不平衡的頻率響應(yīng)分別為：hi＝[0.01,1,0.01],hq＝[0.01,1,0.2]，接收端采用一個(gè)nd＝3階的濾波器補(bǔ)償頻選i\q不平衡為例。

比較了兩種無線信道模式下對(duì)i\q不平衡進(jìn)行補(bǔ)償?shù)恼`碼性能?？梢园l(fā)現(xiàn)，無論在los信道還是nlos信道中，i\q不平衡都會(huì)造成系統(tǒng)性能下降，且性能損失不能被均衡算法消除。由于仿真中采用調(diào)制階數(shù)較高的16qam，i\q不平衡的影響在高信噪比條件下更加顯著。當(dāng)序列長(zhǎng)度為64符號(hào)的時(shí)候，受限于信道估計(jì)的精度，i\q不平衡在los信道與nlos信道中的補(bǔ)償性能都與理想系統(tǒng)差距較大。信道估計(jì)的準(zhǔn)確性很大程度上受到了補(bǔ)償濾波器c1(n)+jc2(n)估計(jì)精度影響。在序列長(zhǎng)度達(dá)到256符號(hào)時(shí)，補(bǔ)償性能與理想系統(tǒng)之間的性能差距縮小到0.2db左右。但經(jīng)過補(bǔ)償后，無論在los信道還是nlos信道，其誤碼性能都得到了顯著的提高。