本發(fā)明涉及一種復合系統(tǒng)信道估計方法，尤其涉及一種適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計方法，并涉及采用了該適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計方法的復合系統(tǒng)信道估計裝置。

背景技術：

無線通信技術在不斷的演進和變革，為滿足日愈增長的帶寬和容量需求，各種技術不斷的被深入研究，MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技術就是為了在不增加帶寬、不增加發(fā)射功率的前提下提升信道容量、提升信道可靠性。無線寬帶通信信道具有多徑時延、頻率選擇衰落的特點，MIMO技術可以對抗信道上的多徑衰落，但仍然要面對頻率選擇衰落問題。而OFDM由于采用多個正交的子載波進行通信，每一個調(diào)制符號調(diào)制在單個子載波上，在每一個子載波內(nèi)，信道類似于平坦，因此OFDM技術在對抗寬帶通信頻率選擇性衰落上效果顯著。在當前主流的無線通信標準協(xié)議中，例如3GPP組織推動的4G移動通信標準LTE，以及WiFi聯(lián)盟推動的IEEE802.11n和IEEE802.11ac標準，都采用了OFDM+MIMO技術。

對于支持MIMO的DUT，所述DUT為待測設備或待測件，傳統(tǒng)上采用多根線連接綜測儀多個RF口進行測試DUT多個射頻發(fā)射天線口的信號質量。對于有多個射頻接收鏈路分析的測試儀，一臺測試儀即可完成MIMO的測試，如圖2所示，而對于僅有一條射頻接收鏈路的測試儀，則需要多臺儀器才能完成MIMO測試，如圖3所示。對于支持圖2的測試儀，需要在單臺儀器內(nèi)集成多個射頻輸入硬件電路，而且對于每一條射頻鏈路的輸入信號處理，需要完成將射頻信號搬移到基帶，這對于測試儀的射頻電路設計要求非常高，既要考慮多根天線的干擾隔離，又要考慮硬件的實現(xiàn)成本；對于支持圖3的測試儀，需要多臺測試儀組網(wǎng)才能夠完成。由圖2和圖3可以看到，相對于單天線場景下的DUT射頻指標測試，要完成傳統(tǒng)上的MIMO測試，測試成本非常高。

為了降低MIMO測試成本，設計了Composite MIMO測試方法，所述Composite MIMO就是本發(fā)明所述的復合系統(tǒng)或復合MIMO系統(tǒng)，其原理是測試前，首先獲得MIMO信號發(fā)送時每一根天線上的頻域調(diào)制數(shù)據(jù)，測試時根據(jù)預先知道的每一根天線上的頻域調(diào)制數(shù)據(jù)，測試儀對多根天線復合為一路的信號進行接收解調(diào)，其測試組網(wǎng)如圖4所示。測試儀內(nèi)，只需要完成一路射頻到基帶的硬件電路，再輔于基帶的算法分析處理，即可完成DUT MIMO信號的發(fā)射測量，測試成本相較于圖2和圖3的場景大大降低。

但是這種復合系統(tǒng)(Composite MIMO)在實際應用中，由于噪聲是對信道值有影響的，特別是信道惡劣信噪比很小的時候，估計出來的信道值會嚴重偏離理想值；此外，每個時刻信道的值都會有所變化，尤其是載波頻偏補償存在殘余的時候，隨著時間的積累信道值會存在偏差；如果后續(xù)的時間符號上一直采用高速長訓序列的信道估計值進行信道補償，則隨著時間的積累，越往后的符號解調(diào)性能越惡化。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術問題是需要提供一種能夠提高信道估計值的估計精度，以更好的服務于待測設備的測量的適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計方法，并提供采用了該適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計方法的復合系統(tǒng)信道估計裝置。

對此，本發(fā)明提供一種適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計方法，包括以下步驟：

步驟S1，在發(fā)送負載數(shù)據(jù)之前發(fā)送多個時隙符號的長訓序列，以實現(xiàn)用于MIMO接收的信道估計；

步驟S2，在第t個時刻利用負載數(shù)據(jù)實現(xiàn)信道估計時，判斷發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k是否可逆，若可逆則利用當前時刻符號的發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k求信道估計值H_k，若不可逆則繼承前一時刻的信道估計值H_k，其中，t為負載數(shù)據(jù)符號時間；

步驟S3，判斷負載數(shù)據(jù)符號時間t是否大于符號間隔T，若否，則采用t個符號對應的t個信道估計值作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，并對所述信道估計值向量H'_k的元素求取平均值；若是，則采用第(t-T)符號起連續(xù)T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，并對所述信道估計值向量H'_k的元素求取平均值；

步驟S4，返回步驟S2，直到完成所有時刻的信道估計。

本發(fā)明的進一步改進在于，所述步驟S2中，在第t個時刻利用負載數(shù)據(jù)實現(xiàn)信道估計時，根據(jù)待測設備發(fā)送的參考文件數(shù)據(jù)R中N個符號在第k個子載波的數(shù)值組成發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k，然后再判斷所述發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k是否可逆；其中，N為天線數(shù)。

本發(fā)明的進一步改進在于，所述步驟S2中，若可逆，則根據(jù)公式H_k＝X_k^-1Y_k求取當前時刻符號作為信道估計值H_k，信道估計值H_k包含了N根天線的在第k個子載波的信道值；其中，X_k^-1為發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k的逆矩陣；Y_k為復合為一路的接收天線在第k個子載波N個符號內(nèi)接收到的N個數(shù)據(jù)向量。

本發(fā)明的進一步改進在于，通過測試儀對待測設備每根天線依次進行獨立采集，然后做DFT變換到頻域，經(jīng)過多次訓練得到該待測設備每根天線的參考文件；或，控制待測設備在每根天線依次進行獨立采集情況下發(fā)送最高速率信號，然后通過測試儀對獨立采集的最高速率信號進行接收分析，得到待測設備內(nèi)存發(fā)送的比特流，最后根據(jù)比特流進行發(fā)送處理至空間映射為止得到該待測設備每根天線的參考文件。

本發(fā)明的進一步改進在于，在做DFT變換到頻域之前，MIMO數(shù)據(jù)的發(fā)射過程包括：比特流輸入加擾器后進行編碼分析器處理，然后進行編碼并在每個編碼器進行分流，分流后的數(shù)據(jù)依次進行交織、星座圖映射、STBC編碼以及循環(huán)移位，最后進行空間映射后得到的每根天線的頻域數(shù)據(jù)。

本發(fā)明的進一步改進在于，第j根天線的參考文件表示為R＝R_j,t,k，其中，j為第j根天線，t為負載數(shù)據(jù)符號時間，k表示頻域的第k個子載波。

本發(fā)明的進一步改進在于，第i條天線在t時刻第k個子載波接收到的頻域數(shù)據(jù)為：其中，Y_rx為測試儀接收到的復合后的多根天線頻域數(shù)據(jù)，N為天線數(shù)，R′_i,t,k為第i根天線t時刻在第k個子載波上實際接收到的頻域數(shù)據(jù)，R_j,t,k為第j根天線t時刻在第k個子載波上的參考文件的數(shù)據(jù)，H_j,t,k為t時刻第j個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道估計值，H_i,t,k為t時刻第i個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道估計值。

本發(fā)明的進一步改進在于，所述步驟S3中，若負載數(shù)據(jù)符號時間t不大于符號間隔，則采用t個符號的t個信道估計值作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，H'_k＝{H_t,k}，H_t,k為第t個符號求得的信道估計值H_k，H_k包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，H_k＝[H_0,t,k,H_1,,t,k,…,H_N-1,t,k]^T，并對信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素求取平均值其中，H_N-1,t,k為t時刻第N-1個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道估計值。

本發(fā)明的進一步改進在于，所述步驟S3中，若負載數(shù)據(jù)符號時間t大于符號間隔T，則采用第(t-T)符號起的連續(xù)T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，H'_k＝{H_t,k}，H_t,k為第t個符號求得的信道估計值H_k，H_k包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，H_k＝[H_0,t,k,H_1,,t,k,…,H_N-1,t,k]^T，并對信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素求取平均值其中，H_N-1,x,k為x時刻第N-1個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道估計值，x＝t-T。

本發(fā)明還提供一種適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計裝置，采用了如上所述的適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計方法，并包括：

信道估計模塊，用于在發(fā)送負載數(shù)據(jù)之前發(fā)送多個時隙符號的長訓序列，以實現(xiàn)用于MIMO接收的信道估計；

發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣可逆判斷模塊，用于在第t個時刻利用負載數(shù)據(jù)實現(xiàn)信道估計時，判斷發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k是否可逆，若可逆則利用當前時刻符號的發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k求信道估計值H_k，若不可逆則繼承前一時刻的信道估計值H_k，其中，t為負載數(shù)據(jù)符號時間；

求取信道估計平均模塊，判斷負載數(shù)據(jù)符號時間t是否大于符號間隔T，若否，則采用t個符號對應的t個信道估計值作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，并對所述信道估計值向量H'_k的元素求取平均值；若是，則采用第(t-T)符號起連續(xù)T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，并對所述信道估計值向量H'_k的元素求取平均值；

循環(huán)模塊，返回所述發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣可逆判斷模塊，直到完成所有時刻的信道估計。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的有益效果在于：首先，采用數(shù)據(jù)域中的負載數(shù)據(jù)來估計信道值，保持信道值估計的跟蹤更新，并在第t個時刻發(fā)送負載數(shù)據(jù)實現(xiàn)信道估計時，采用t時刻之前的N個符號來做信道估計；其次，充分考慮到信道隨機噪聲對信道估計值的不確定性影響，對每一個子載波上的信道估計值求取平均；最后，還考慮到接收幀隨著時間延長，信道值會隨時間有改變，采用符號間隔周期內(nèi)的子載波信道估計值做平均，即采用t時刻之前的共T個信道估計值做平均。因此，本發(fā)明能夠有效提高復合系統(tǒng)(Composite MIMO)的信道估計值的估計精度，更好的服務于待測設備的測量。

附圖說明

圖1是本發(fā)明一種實施例的工作流程示意圖；

圖2是現(xiàn)有技術中由1臺測試儀完成4*4的MIMO測試的測試原理示意圖；

圖3是現(xiàn)有技術中由4臺測試儀完成4*4的MIMO測試的測試原理示意圖；

圖4是通過復合系統(tǒng)(Composite MIMO)完成MIMO測試的測試原理示意圖；

圖5是802.11n的幀格式示意圖；

圖6是802.11ac的幀格式示意圖；

圖7是本發(fā)明一種實施例的符合系統(tǒng)發(fā)送比特流獲取參考文件的工作原理示意圖；

圖8是本發(fā)明一種實施例的采用負載數(shù)據(jù)做信道估計的原理示意圖。

具體實施方式

下面結合附圖，對本發(fā)明的較優(yōu)的實施例作進一步的詳細說明。

對于IEEE 802.11n及802.11ac的幀格式，在設計的時候考慮了MIMO接收，即在發(fā)送負載數(shù)據(jù)之前發(fā)送多個時隙符號的高速長訓序列，比如802.11n對應的是HT-LTF,而802.11ac對應的是VHT-LTF，以便用于MIMO接收的信道估計，如圖5和圖6所示。802.11n采用HT-LTF進行MIMO信道估計，802.11ac采用VHT-LTF進行MIMO信道估計。圖5和圖6中的數(shù)據(jù)域(Data域)為負載數(shù)據(jù)。

假設高速長訓序列在第t個符號時刻第k個子載波接收到的信號為Y_t,k，則有其中N為發(fā)射天線數(shù)，H_n,t,k為t時刻第n個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道值；X_n,t,k為t時刻第n根天線在第k個子載波上的數(shù)據(jù)，即發(fā)送的高速長訓序列(長訓序列)；Z_t,k為噪聲項。本發(fā)明中，所述高速長訓序列簡稱長訓序列。

信道估計的目的即是求得每個子載波上的信道值H_n,t,k。上式中忽略噪聲影響，則有N個未知量的信道值H_n,t,k。通常會假設時間t上的信道值不變，采用N個接收到的高速長訓序列聯(lián)立方程組，即可解出每一個信道值H_n,t,k。每個子載波上的接收寫成矩陣形式Y_k＝X_kH_k，其中，Y_k＝[Y_0,k,Y_1,k,…,Y_N-1,k]^T，H_k＝[H_0,t,k,H_1,,t,k,…,H_N-1,t,k]^T，H_k＝X_k^-1Y_k。

由上述可看出，H_k包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，而信道估計值H_k有解的條件為發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k必須可逆，而802.11n的高速長訓序列(HT-LTF)，在多個符號上巧妙的采用了P矩陣進行加權，使得不管采用多少根天線發(fā)送數(shù)據(jù)，HT-LTF周期內(nèi)的發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k都可逆。在802.11ac的高速長訓序列(VHT-LTF)非導頻位置，也滿足發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k可逆要求。P加權矩陣為，加權的維度根據(jù)發(fā)射天線數(shù)選取。

由前述求解信道值H_n,t,k的過程可知，滿足方程聯(lián)立條件一是忽略了噪聲項影響，二是每一個t時刻信道估值不變。而實際應用中，噪聲是對信道值有影響的，特別是信道惡劣信噪比很小的時候，估計出來的信道值會嚴重偏離理想值。此外，每個時刻信道的值都會有所變化，尤其是載波頻偏補償存在殘余的時候，隨著時間的積累信道值會存在偏差。如果后續(xù)的時間符號上一直采用高速長訓序列的信道估計值進行信道補償，則隨著時間的積累，越往后的符號解調(diào)性能越惡化。

所述復合系統(tǒng)中，Composite MIMO測試，首先要獲取每根天線上發(fā)送的頻域映射數(shù)據(jù)，即參考文件，如圖7中每根天線IDFT之前的數(shù)據(jù)，R0對應第一根天線的頻域數(shù)據(jù)，R1對應第二根天線上的頻域數(shù)據(jù)，依次類推?？梢杂脺y試儀對DUT每根天線依次進行獨立采集，即SISO接收，然后做DFT變換到頻域，多次訓練得到每根天線的參考文件；也可以控制DUT在SISO情況下發(fā)送最高速率(802.11n里為MCS7)信號，測試儀對SISO信號進行接收分析，得到DUT內(nèi)存發(fā)送的比特流，然后根據(jù)比特流進行發(fā)送處理流程至空間映射為止得到每根天線的參考文件，即圖7 MIMO數(shù)據(jù)發(fā)射流程中IDFT之前的處理流程，包括比特流輸入加擾器(Scrambler)，然后進行編碼分析器處理(Encoder Parser)，然后進行編碼(FEC encoder)，然后每個編碼器進行分流(Stream Parser)，分流后的數(shù)據(jù)進行交織(Interleaver)、星座圖映射(Constellation mapper)、STBC編碼以及循環(huán)移位(CSD)，最后進行空間映射(Spatial Mapping)后得到的4天線R0、R1、R2、R3頻域數(shù)據(jù)。

也就是說，本例在所述復合系統(tǒng)中，Composite MIMO測試，首先要獲取每根天線上發(fā)送的頻域映射數(shù)據(jù)，即參考文件，為了獲取所述參考文件，本例可以通過測試儀對待測設備每根天線依次進行獨立采集，然后做DFT變換到頻域，經(jīng)過多次訓練得到該待測設備每根天線的參考文件；或，本例還可以通過控制待測設備在每根天線依次進行獨立采集情況下發(fā)送最高速率信號，然后通過測試儀對獨立采集的最高速率信號進行接收分析，得到待測設備內(nèi)存發(fā)送的比特流，最后根據(jù)比特流進行發(fā)送處理至空間映射為止得到該待測設備每根天線的參考文件。

本例在做DFT變換到頻域之前，MIMO數(shù)據(jù)的發(fā)射過程包括：比特流輸入加擾器后進行編碼分析器處理，然后進行編碼并在每個編碼器進行分流，分流后的數(shù)據(jù)依次進行交織、星座圖映射、STBC編碼以及循環(huán)移位，最后進行空間映射后得到的每根天線的頻域數(shù)據(jù)。第j根天線的參考文件表示為R＝R_j,t,k，其中，j為第j根天線，t為負載數(shù)據(jù)符號時間，k表示頻域的第k個子載波。

獲取參考文件后采用圖4描述的測試場景對待測設備進行復合系統(tǒng)(Composite MIMO)測試，每根天線發(fā)送數(shù)據(jù)時，其本質是按圖7的完整發(fā)送流程一直到空口射頻發(fā)送(Analog and RF)做處理。t時刻，根據(jù)H_k＝X_k^-1Y_k求得第k個子載波時N根天線的信道估計值H_k，H_k＝[H_0,t,k,H_1,,t,k,…,H_N-1,t,k]^T，忽略噪聲影響，容易求得，第i條天線在t時刻第k個子載波接收到的頻域數(shù)據(jù)為：其中，Y_rx為測試儀接收到的復合后的多根天線頻域數(shù)據(jù)，N為天線數(shù)，R′_i,t,k為第i根天線t時刻在第k個子載波上實際接收到的頻域數(shù)據(jù)，R_j,t,k為第j根天線t時刻在第k個子載波上的參考數(shù)據(jù)，H_j,t,k為t時刻第j個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道估計值，H_i,t,k為t時刻第i個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道估計值。測試儀即是根據(jù)R′_i,t,k的值求得重要測量指標EVM。

因此，如圖1所示，本例提供了一種適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計方法，包括以下步驟：

步驟S1，在發(fā)送負載數(shù)據(jù)之前發(fā)送多個時隙符號的長訓序列，以實現(xiàn)用于MIMO接收的信道估計；該步驟其實就是發(fā)送高速長訓序列，所述多個時隙符號的長訓序列指的是兩個以上的高速長訓序列；

步驟S2，在第t個時刻利用負載數(shù)據(jù)實現(xiàn)信道估計時，判斷發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k是否可逆，若可逆則利用當前時刻符號的發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k求信道估計值H_k，若不可逆則繼承前一時刻的信道估計值H_k，其中，t為負載數(shù)據(jù)符號時間；

步驟S3，判斷負載數(shù)據(jù)符號時間t是否大于符號間隔T，若否，則采用t個符號對應的t個信道估計值作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，并對所述信道估計值向量H'_k的元素求取平均值；若是，則采用第(t-T)符號起連續(xù)T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，并對所述信道估計值向量H'_k的元素求取平均值；所述符號間隔T是預先設置的間隔，是一個自定義的自然數(shù)，在實現(xiàn)過程中，可以根據(jù)用戶的需求進行設置和調(diào)整；

步驟S4，返回步驟S2，直到完成所有時刻的信道估計，得到所有符號時刻對應的H_k^-。

值得一提的是，本例中，首先，采用數(shù)據(jù)域中的負載數(shù)據(jù)來估計信道值，保持信道值估計的跟蹤更新，如圖8所示t時刻，即在第t個時刻發(fā)送負載數(shù)據(jù)實現(xiàn)信道估計時，采用t時刻之前的N個符號來做信道估計；其次，充分考慮到信道隨機噪聲對信道估計值的不確定性影響，對每一個子載波上的信道估計值求取平均；最后，還考慮到接收幀隨著時間延長，信道值會隨時間有改變，采用符號間隔周期內(nèi)的子載波信道估計值做平均，即如圖8所示采用t時刻之前的共T個信道估計值做平均。因此，通過以上三點，本例能夠有效提高復合系統(tǒng)(Composite MIMO)的信道估計值的估計精度，更好的服務于待測設備的測量。

在采用負載數(shù)據(jù)來進行信道估計的時候，必須確定第t時刻第k個子載波上的傳輸數(shù)據(jù)X_k矩陣可逆，而待測設備發(fā)送MIMO數(shù)據(jù)為隨機發(fā)送，并不能保證此要求。由中發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k的元素組成可知，采用負載數(shù)據(jù)域進行信道估計時，發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k中的元素為第k個子載上多根天線的參考文件R中，t時刻之前的N個符號的數(shù)據(jù)。

因此，本例所述步驟S2中，在第t個時刻利用負載數(shù)據(jù)實現(xiàn)信道估計時，根據(jù)待測設備發(fā)送的參考文件數(shù)據(jù)R中N個符號在第k個子載波的數(shù)值組成發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k，然后再判斷所述發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣X_k是否可逆；其中，N為天線數(shù)。假如可逆，則根據(jù)公式H_k＝X_k^-1Y_k取當前時刻符號求信道估計值H_k；其中，X_k^-1為發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k的逆矩陣；Y_k為復合為一路的接收天線在第k個子載波位置N個符號內(nèi)接收到的N個數(shù)據(jù)向量。假如不可逆，則繼承前一時刻的信道估計值H_k。

本例所述步驟S3中，若負載數(shù)據(jù)符號時間t不大于符號間隔，則采用t個符號的t個信道估計值，作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，H'_k＝{H_t,k}，H_t,k為第t個符號求得的信道估計值H_k，發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣H_k包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，H_k＝[H_0,t,k,H_1,,t,k,…,H_N-1,t,k]^T，并對信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素求取平均值其中，H_N-1,t,k為t時刻第N-1個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道估計值。若負載數(shù)據(jù)符號時間t大于符號間隔T，則采用第(t-T)符號起的連續(xù)T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，H'_k＝{H_t,k}，H_t,k為第t個符號求得的信道估計值H_k，H_k包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，H_k＝[H_0,t,k,H_1,,t,k,…,H_N-1,t,k]^T，并對信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素求取平均值其中，H_N-1,x,k為x時刻第N-1個發(fā)射天線在第k個子載波上的信道估計值，x＝t-T。

本例還提供一種適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計裝置，采用了如上所述的適用于測試儀的復合系統(tǒng)信道估計方法，并包括：

信道估計模塊，用于在發(fā)送負載數(shù)據(jù)之前發(fā)送多個時隙符號的長訓序列，以實現(xiàn)用于MIMO接收的信道估計；

發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣可逆判斷模塊，用于在第t個時刻利用負載數(shù)據(jù)實現(xiàn)信道估計時，判斷發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k是否可逆，若可逆則利用當前時刻符號的發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣X_k求信道估計值H_k，若不可逆則繼承前一時刻的信道估計值H_k，其中，t為負載數(shù)據(jù)符號時間；

求取信道估計平均模塊，判斷負載數(shù)據(jù)符號時間t是否大于符號間隔T，若否，則采用t個符號對應的t個信道估計值，作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，并對所述信道估計值向量H'_k的元素求取平均值；若是，則采用第(t-T)符號起連續(xù)T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'_k內(nèi)的元素，并對所述信道估計值向量H'_k的元素求取平均值；

循環(huán)模塊，返回所述發(fā)射數(shù)據(jù)矩陣可逆判斷模塊，直到完成所有時刻的信道估計。

以上內(nèi)容是結合具體的優(yōu)選實施方式對本發(fā)明所作的進一步詳細說明，不能認定本發(fā)明的具體實施只局限于這些說明。對于本發(fā)明所屬技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明構思的前提下，還可以做出若干簡單推演或替換，都應當視為屬于本發(fā)明的保護范圍。