本發(fā)明屬于無線通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及網(wǎng)格多載波并行傳輸系統(tǒng)，為一種網(wǎng)格多載波并行傳輸系統(tǒng)中的雙散射信號(hào)分量的接收方法。
背景技術(shù)：
：網(wǎng)格多載波并行傳輸LOFDM系統(tǒng)是在現(xiàn)有正交頻分復(fù)用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)系統(tǒng)基礎(chǔ)上改進(jìn)提出的并行傳輸方案，LOFDM通過奇偶支路錯(cuò)位傳輸，使得符號(hào)發(fā)送的時(shí)頻位置調(diào)整為六邊形網(wǎng)格結(jié)構(gòu)(見參考文獻(xiàn)[1])。從二維球面填充理論出發(fā)，在相同歐式距離下，該方案可進(jìn)一步增加給定頻帶資源下發(fā)端符號(hào)的發(fā)送能力，提高頻譜資源的使用效率。網(wǎng)格多載波并行傳輸LOFDM系統(tǒng)是隨著通信網(wǎng)絡(luò)化、寬帶化與頻譜資源稀缺的背景下數(shù)據(jù)傳輸能力要求的激增而涌現(xiàn)出的傳輸技術(shù)。但同時(shí)這種特殊的網(wǎng)格構(gòu)造，在快速移動(dòng)環(huán)境下將使該系統(tǒng)面臨更為嚴(yán)峻的串?dāng)_強(qiáng)度和串?dāng)_長(zhǎng)度，對(duì)此類信號(hào)接收提出了更高要求。圖1給出了目前常見并行多載波信號(hào)構(gòu)成的時(shí)頻結(jié)構(gòu)，圖1(a)為傳統(tǒng)的基于矩形時(shí)頻結(jié)構(gòu)的多載波信號(hào)，圖1(b)對(duì)應(yīng)于新型的網(wǎng)格正交頻分復(fù)用多載波LOFDM信號(hào)時(shí)頻結(jié)構(gòu)。由圖1知，網(wǎng)格多載波并行傳輸LOFDM信號(hào)較傳統(tǒng)信號(hào)相比在時(shí)間-頻率域呈交錯(cuò)分布，在結(jié)構(gòu)特性與傳輸問題等方面較以往傳統(tǒng)技術(shù)不同。圖2對(duì)應(yīng)于網(wǎng)格多載波系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)框圖。在實(shí)際接收與處理中，圖中所給接收方案實(shí)際采用的匹配接收方法，在理想信道條件下，由于各通路間彼此正交，利用匹配接收在有用信號(hào)最大輸出的同時(shí)，旁路符號(hào)影響為零。但就多數(shù)無線信道而言，由于信道的非理想性，特別在快速移動(dòng)環(huán)境下，信號(hào)在傳輸過程中往往經(jīng)歷諸多反射、散射和路徑變化等影響，到達(dá)接收端的通信信號(hào)含有大量多徑時(shí)延分量和多普勒分量，導(dǎo)致接收信號(hào)較原信號(hào)嚴(yán)重失真，破壞了原有的正交性。就傳統(tǒng)的匹配接收而言，除有用信號(hào)輸出減小外，嚴(yán)重的符號(hào)間串?dāng)_和鄰道干擾使得符號(hào)檢測(cè)判決時(shí)的信干噪比下降，嚴(yán)重影響和限制了系統(tǒng)性能(見參考文獻(xiàn)[2][3])。針對(duì)該問題，處理方法包括發(fā)端信號(hào)網(wǎng)格結(jié)構(gòu)優(yōu)化、信號(hào)波形尺度控制和雙正交處理等方法，其處理效果雖有一定改善(見參考文獻(xiàn)[4][5][6])，但其抑制能力仍無法滿足工程設(shè)計(jì)應(yīng)用的要求，共性原因可歸結(jié)如下：一方面存在部分分量無法接收而造成能量損失，另一方面相鄰信號(hào)的散射分量會(huì)串入接收機(jī)而所造成的串?dāng)_分量未能有效運(yùn)用，導(dǎo)致接收性能的嚴(yán)重下降。加之LOFDM交錯(cuò)的網(wǎng)格構(gòu)造，這使得該系統(tǒng)面臨更為嚴(yán)峻的串?dāng)_強(qiáng)度和串?dāng)_長(zhǎng)度。綜上，針對(duì)快時(shí)變無線信道條件下信號(hào)接收處理是網(wǎng)格多載波系統(tǒng)設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)中必須予以考慮的要點(diǎn)問題之一。參考文獻(xiàn)：[1]StrohmerT,BeaverS,“OptimalOFDMDesignforTime–frequencyDispersiveChannels”,IEEETransactionsonCommunications,2003,51(7):1111-1122.[2]Qu.D,Lu.S,Jiang.T.Multi-blockjointoptimizationforthepeak-to-averagepowerratioreductionofFBMC-OQAMsignals[J].IEEETransactionsonSignalProcessing,2013,61(6):1605-1613.[3]Jeng.S,Chen.J.EfficientPAPRreductioninOFDMsystemsbasedonacompandingtechniquewithtrapeziumdistribution[J].IEEETransactionsonBroadcasting,2011,57(2):291-298.[4]YuanZ.G.,WangT.,CaoY.J.,“ACompleteAnalysisonLOFDMSignalingOverDoubly-dispersionChannelswithOptimumDesign”，ChineseJournalofelectronics，2013.04，22(2)：391-396；[5]HanF.M.,ZhangX.D.,“HexagonalMulticarrierModulation:ARobustTransmissionSchemeforTime-FrequencyDispersiveChannels”,IEEESignalProcessing,May2007,55(5):1955-1961.[6]簡(jiǎn)偉，沈越泓，李毅，“基于廣義Gabor變換的最優(yōu)LOFDM系統(tǒng)的脈沖成形”，電子與信息學(xué)報(bào)，2006.07，28(7):1274-1278.技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的是針對(duì)傳輸過程中網(wǎng)格多載波并行傳輸系統(tǒng)空中信號(hào)失真與時(shí)頻域能量散射和由此導(dǎo)致的嚴(yán)重鄰道干擾和長(zhǎng)符號(hào)串?dāng)_等更為突出的問題，結(jié)合的網(wǎng)格多載波并行傳輸系統(tǒng)LOFDM信號(hào)特殊的網(wǎng)格結(jié)構(gòu)特征，提出一種新型的可有效完成散射分量接收的二維接收濾波器組結(jié)構(gòu)及相應(yīng)的參數(shù)配置。本發(fā)明的技術(shù)方案為：網(wǎng)格多載波并行傳輸系統(tǒng)中的雙散射信號(hào)分量的接收方法，時(shí)變多徑信道條件下，在與發(fā)送信號(hào)的時(shí)頻網(wǎng)格相對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格上構(gòu)建二維時(shí)頻濾波器組,實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)散射分量的接收，包括以下步驟：1)根據(jù)發(fā)端信號(hào)的發(fā)送間隔T和頻率間隔Ω，在對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格點(diǎn){(m/Ω,n/T),m,n∈整數(shù)}上構(gòu)建二維時(shí)頻濾波器組其配置的時(shí)間間隔為1/Ω、頻率間隔為1/T，二維時(shí)頻濾波器組的函數(shù)與倒逆網(wǎng)格關(guān)系如下：在倒逆網(wǎng)格中完成信號(hào)散射分量的接收及后續(xù)的信息譯碼，對(duì)于任意平方可積信號(hào)恒有下述等效分解：f(t)=Σp=0Ω-1Σp=0T-1χp,qgp,qo(t)=Σp,q<f,γp,qo>gp,qo(t)---(9)]]>其中，下標(biāo)p∈[0,...,Ω-1],q∈[0,...,T-1]，χp,q為信號(hào)f(t)在倒逆網(wǎng)格點(diǎn)(p/Ω,q/T)處的分解系數(shù)，其大小對(duì)應(yīng)于在函數(shù)上的投影，即γ為關(guān)于原形脈沖函數(shù)g(t)的對(duì)偶Gabor原子，符號(hào)<·>為內(nèi)積運(yùn)算符，為子載波；2)在新構(gòu)建的倒逆網(wǎng)格二維時(shí)頻濾波器組通過卷積運(yùn)算完成信號(hào)接收，接收信號(hào)經(jīng)接收濾波器處理后的輸出結(jié)果，記為yp,q：cl,k為第k路子載波在時(shí)隙l上發(fā)送的符號(hào)，gl,k為Gabor基函數(shù)，gl,k對(duì)應(yīng)于發(fā)端的各路子載波信號(hào)，其到達(dá)接收端并在函數(shù)上的投影記為到達(dá)收端的接收信號(hào)r(t)除了包含部分原信號(hào)外，還包含有發(fā)端信號(hào)沿不同路徑到達(dá)接收端的疊加分量，并伴有不同程度的多普勒頻移，為信道增益因子，τ,υ分別對(duì)應(yīng)于信道時(shí)延和多普勒頻移，為雙散射信道的時(shí)延算子，Mv為雙散射信道的調(diào)制算子，有和3)記列向量和將接收信號(hào)在上的投影寫成矢量形式：Y→=Σl=0L-1Σk=0K-1cl,kB→0(l,k)B→1(l,k)...B→Ω-1(l,k)=Σl=0L-1Σk=0K-1cl,k·B→(l,k)=c→T·[B→(0,0),...,B→(l,k),...B→(L-1nk)]---(11)]]>其中，列向量為符號(hào)cl,k對(duì)應(yīng)的傳輸向量，經(jīng)過上述步驟，完成信號(hào)接收及其在倒逆網(wǎng)格函數(shù)集合上的投影映射，接下來利用歐式距離及序列譯碼方法即可從式(11)的投影結(jié)果判決并恢復(fù)出原始發(fā)送符號(hào)，完成數(shù)據(jù)符號(hào)的檢測(cè)判決。進(jìn)一步的，二維時(shí)頻濾波器組配置如下：時(shí)間間隔為1/Ω、頻率間隔為Ω，用于降低接收濾波器的個(gè)數(shù)?？罩行盘?hào)的接收設(shè)計(jì)對(duì)于通信系統(tǒng)尤其重要，隨著傳輸速率的不斷提高，接收設(shè)計(jì)面臨諸多問題與挑戰(zhàn)。對(duì)于多數(shù)無線信道，由于信道的非理想性，特別在快速移動(dòng)環(huán)境下，到達(dá)接收端的通信信號(hào)含有大量多徑時(shí)延分量和多普勒分量。就傳統(tǒng)的匹配接收、多信道接收和雙正交接收等方法而言，一方面存在部分分量無法接收而造成能量損失，另一方面相鄰信號(hào)的散射分量會(huì)串入接收機(jī)而造成相互串?dāng)_，導(dǎo)致接收性能的嚴(yán)重下降。就網(wǎng)格多載波并行傳輸LOFDM而言，通過奇偶支路錯(cuò)位傳輸，雖可進(jìn)一步優(yōu)化發(fā)送符號(hào)的時(shí)頻配置，改進(jìn)后的六邊形網(wǎng)格結(jié)構(gòu)可提高給定頻帶資源下發(fā)端符號(hào)的發(fā)送能力及頻帶利用效率，但同時(shí)這種特殊的網(wǎng)格構(gòu)造，在快速移動(dòng)環(huán)境下將使該系統(tǒng)面臨更為嚴(yán)峻的串?dāng)_強(qiáng)度和串?dāng)_長(zhǎng)度，因而對(duì)此類信號(hào)接收提出了更高要求。本發(fā)明的目的在于針對(duì)LOFDM系統(tǒng)等在內(nèi)的具有網(wǎng)格結(jié)構(gòu)構(gòu)造的信號(hào)類型，提出一種有效的接收方法，以提升傳輸系統(tǒng)在快速移動(dòng)條件下的實(shí)際性能，以更大限度發(fā)揮該技術(shù)在無線通領(lǐng)域的優(yōu)勢(shì)。在具體實(shí)現(xiàn)中，本發(fā)明圍繞LOFDM收端失真信號(hào)結(jié)果中包含的時(shí)間域及頻率域的有用信號(hào)分量有效分離與提取而展開，采用新型的二維濾波器組，通過在與發(fā)送信號(hào)的時(shí)頻網(wǎng)格相對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格上構(gòu)造時(shí)頻濾波器組，實(shí)現(xiàn)對(duì)接收信號(hào)時(shí)延及多普勒散射分量的實(shí)時(shí)分離與提取，使這些原本造成符號(hào)串?dāng)_與鄰道干擾的失真分量重新加以利用。測(cè)試結(jié)果表明，該方法對(duì)于改善LOFDM系統(tǒng)在快速移動(dòng)條件下信號(hào)接收與數(shù)據(jù)符號(hào)檢測(cè)性能效果明顯。本發(fā)明獨(dú)特之處在于：(1)與以往多信道接收機(jī)不同，在與發(fā)送信號(hào)的時(shí)頻網(wǎng)格相對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格上構(gòu)建二維時(shí)頻濾波器組，可將失真分量中包含的有助于符號(hào)檢測(cè)判決的幅度及相位信息提取出來，變廢為用，輔助并提高接收端符號(hào)判決的可靠性；(2)在濾波器組參數(shù)配置方面，本發(fā)明借助緊致特性完成濾波器結(jié)構(gòu)的等效簡(jiǎn)化，在與發(fā)端信號(hào)適配的同時(shí)，使分離提取的散射分量中的噪聲得以有效壓縮，進(jìn)一步提升了符號(hào)檢測(cè)判決的可靠性。與以往傳統(tǒng)的匹配接收、多信道接收和雙正交接收等方法相比，本發(fā)明從根本上克服和解決了傳統(tǒng)接收機(jī)由于濾波器組不完備的缺點(diǎn)而導(dǎo)致的部分散射分量所攜帶信息的丟失，對(duì)LOFDM等網(wǎng)格信號(hào)表現(xiàn)出更好的適應(yīng)能力，顯著改善了其在快速移動(dòng)環(huán)境下數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃?，?duì)于改善多載波并行傳輸LOFDM信號(hào)接收效果有著重要意義和使用價(jià)值。測(cè)試結(jié)果表明，本發(fā)明方法可有效完成快速移動(dòng)環(huán)境下信號(hào)散射分量接收，從根本上克服和解決傳統(tǒng)接收機(jī)由于濾波器組不完備的缺點(diǎn)而導(dǎo)致的部分散射分量所攜帶信息的丟失。在此基礎(chǔ)上，還可利用緊致性進(jìn)一步改善接收機(jī)性能，在壓縮冗余和譯碼性能上均得到更大程度提升，有效改善快速移動(dòng)環(huán)境下數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃浴１景l(fā)明在與發(fā)送信號(hào)的時(shí)頻網(wǎng)格相對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格上構(gòu)造得到新的時(shí)頻濾波器組，并借助緊致性質(zhì)簡(jiǎn)化，可有效完成快速移動(dòng)環(huán)境下信號(hào)散射分量接收，從根本上克服和解決了傳統(tǒng)接收機(jī)由于濾波器組不完備的缺點(diǎn)而導(dǎo)致的部分散射分量所攜帶信息的丟失，在壓縮冗余和譯碼性能上均得到更大程度提升。本發(fā)明不僅填補(bǔ)了目前網(wǎng)格正交頻分復(fù)用多載波LOFDM信號(hào)接收與處理方面的不足，對(duì)于改善快速移動(dòng)環(huán)境下網(wǎng)格多載波數(shù)據(jù)并行傳輸?shù)目煽啃孕Ч@著。本發(fā)明方法適用范圍廣，不僅可實(shí)現(xiàn)新型網(wǎng)格多載波LOFDM信號(hào)的接收，通過參數(shù)配置調(diào)整同樣可用于傳統(tǒng)多載波系統(tǒng)，以改善其接收效能。附圖說明圖1為并行多載波系統(tǒng)空中信號(hào)的時(shí)頻結(jié)構(gòu)圖。圖2為網(wǎng)格多載波系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖。圖3為本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)測(cè)試的LOFDM在時(shí)變多徑信道并采用倒逆網(wǎng)格濾波器組接收的差錯(cuò)性能圖。圖4為本發(fā)明基于緊致特性進(jìn)一步簡(jiǎn)化后的倒逆網(wǎng)格接收機(jī)性能測(cè)試圖。具體實(shí)施方式當(dāng)下頻譜資源的有效利用成為高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)暮诵淖h題，就空中信號(hào)而言，網(wǎng)格正交頻分復(fù)用技術(shù)LOFDM基于球面填充理論，通過偶數(shù)路子載波錯(cuò)位傳輸，將傳統(tǒng)多載波改變?yōu)榱呅尉W(wǎng)格結(jié)構(gòu)，在給定的時(shí)頻平面上可容納更多發(fā)送符號(hào)，使頻譜資源的利用率進(jìn)一步提高。然而，在快速移動(dòng)條件下，通信信號(hào)在傳輸過程中往往因信道多徑及時(shí)變等因素影響從而存在顯著失真，致使信道接收機(jī)輸出信干噪比嚴(yán)重下降，并存在大量的鄰道干擾和碼間串?dāng)_；加之信號(hào)特殊的網(wǎng)格構(gòu)造，LOFDM系統(tǒng)面臨更為嚴(yán)峻的串?dāng)_強(qiáng)度和串?dāng)_長(zhǎng)度，因而對(duì)此類信號(hào)接收提出了更高要求。針對(duì)快速移動(dòng)環(huán)境下實(shí)現(xiàn)高速可靠數(shù)據(jù)傳輸?shù)男枰?，本發(fā)明研究并采用了新型的二維濾波器組，即在與發(fā)送信號(hào)的時(shí)頻網(wǎng)格相對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格上構(gòu)造時(shí)頻濾波器組，其可有效完成快速移動(dòng)環(huán)境下信號(hào)散射分量的無損接收，與以往接收機(jī)相比，例如匹配濾波組或雙正交濾波器組，其對(duì)LOFDM等網(wǎng)格信號(hào)表現(xiàn)出更好的適應(yīng)能力，從根本上克服和解決了傳統(tǒng)接收機(jī)由于濾波器組不完備的缺點(diǎn)而導(dǎo)致的部分散射分量所攜帶信息的丟失，顯著改善了快速移動(dòng)環(huán)境下數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃裕瑢?duì)于改善網(wǎng)格多載波LOFDM信號(hào)接收效果有著重要意義和使用價(jià)值。下面對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施進(jìn)行說明。本發(fā)明圍繞LOFDM收端失真信號(hào)結(jié)果中包含的時(shí)間域及頻率域的有用信號(hào)分量有效分離與提取而展開，采用新型的二維濾波器組，通過在與發(fā)送信號(hào)的時(shí)頻網(wǎng)格相對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格上構(gòu)造時(shí)頻濾波器組，實(shí)現(xiàn)對(duì)接收信號(hào)時(shí)延及多普勒散射分量的實(shí)時(shí)分離與提取。下面分別從系統(tǒng)描述，二維時(shí)頻濾波器組設(shè)計(jì)、符號(hào)檢測(cè)、實(shí)施效果等四個(gè)部分對(duì)本發(fā)明技術(shù)構(gòu)造實(shí)現(xiàn)進(jìn)行較為全面系統(tǒng)的闡述，以便于實(shí)際中參照使用。1、系統(tǒng)描述對(duì)于多載波通信系統(tǒng)，設(shè)子載波個(gè)數(shù)為K，其在發(fā)端信號(hào)s(t)一般可表示為：式中，cl,k為時(shí)隙(指整數(shù))中第k個(gè)子載波上攜帶的符號(hào)，gl,k(t)＝g(t-lT)ej2πkΩ(t-lT)為對(duì)應(yīng)的子載波。原形脈沖g(t)也稱為Gabor原子，其經(jīng)過時(shí)間移位和頻率偏移所得到的信號(hào)gl,k則稱為Gabor基函數(shù)，變量T,Ω分別對(duì)應(yīng)于系統(tǒng)的時(shí)隙間隔和子載波間隔，用以表示原形脈沖g(t)延時(shí)域和頻域的移位間隔。利用偏移量(lT,kΩ)將子載波在時(shí)頻平面上的位置標(biāo)示出來，這樣我們就可以用三元數(shù)對(duì)(g；lT,kΩ)與gl,k一一對(duì)應(yīng)起來。而更一般的，我們可以用有序?qū)?Tl,k,Fl,k)替代偏移量(lT,kΩ)，并將這些點(diǎn)標(biāo)示在時(shí)頻平面上，此時(shí)式(1)中基函數(shù)gl,k可改寫為：這些時(shí)頻平面上的點(diǎn)所構(gòu)成的圖案就稱為柵格或時(shí)頻網(wǎng)格，從時(shí)頻分析的角度可將其視為時(shí)頻平面上的填充或有限覆蓋。從時(shí)頻分析的角度，我們可依據(jù)通信信號(hào)在時(shí)頻平面上的分布圖案，將其分為矩形時(shí)頻通信系統(tǒng)和柵格時(shí)頻兩大類通信系統(tǒng)，式(3-a)給出了通信系統(tǒng)的信號(hào)模型：gl,k(t)＝g(t-lT)ej2πkΩ(t-lT)，其中，Tl,k＝l·T，F(xiàn)l,k＝k·Ω(3-a)這類信號(hào)在時(shí)頻平面上呈矩形結(jié)構(gòu)，正如它們的名稱那樣。傳統(tǒng)多載波系統(tǒng)一般均屬這類信號(hào)，如OFDM、PS-OFDM，如圖1(a)。另一類信號(hào)時(shí)頻分布則稱為柵格時(shí)頻分布，是在傳統(tǒng)的矩形時(shí)頻分布的基礎(chǔ)上提出的新型多載波信號(hào)，具體下式所示：gl,k(t)=g(t-l·T-[k]2·T/2)ej2πkΩ(t-l·T-[k]2·T/2)---(3-b)]]>其中，Tl,k＝l·T+[k]2·T/2，F(xiàn)l,k＝k·Ω，算子[.]2表示模-2運(yùn)算。這類信號(hào)在時(shí)頻平面上的分布呈六邊形網(wǎng)格結(jié)構(gòu)，其在相鄰歐式距離給定條件下，相同時(shí)頻平面上可以容納更多的信號(hào)點(diǎn)，如圖1(b)所示，從而顯著提高了系統(tǒng)頻帶資源利用效率(參見參考文獻(xiàn)[3])。除了根據(jù)分布形狀進(jìn)行區(qū)分外，網(wǎng)格尺寸的大小或網(wǎng)格密度也是衡量或區(qū)分網(wǎng)格的一項(xiàng)十分重要的指標(biāo)。記乘積κ＝T·Ω為網(wǎng)格尺寸(latticesize)，其對(duì)應(yīng)的倒數(shù)則為網(wǎng)格密度ρ＝κ-1。對(duì)于實(shí)際中的大多數(shù)通信系統(tǒng)，為保證恢復(fù)信息的唯一性或信息可恢復(fù)，其在發(fā)送信號(hào)時(shí)所采用網(wǎng)格結(jié)構(gòu)均屬于κ>1的情況。當(dāng)信號(hào)經(jīng)過傳輸介質(zhì)到達(dá)接收端所經(jīng)歷的信道條件理想時(shí)，如光纖等有線信道，此時(shí)信號(hào)在接收端無失真，則接收端即可采用與發(fā)端子載波一一對(duì)應(yīng)的濾波器組分別完成對(duì)各子載波信號(hào)的接收，并恢復(fù)出各自的原始信息。例如，對(duì)于正交多載波傳輸系統(tǒng)(OFDM)，接收端即可采用與發(fā)端信號(hào)相匹配的濾波器組{gl,k}完成信號(hào)接收和信息恢復(fù)；對(duì)于雙正交傳輸系統(tǒng)(PS-OFDM)，接收端則可采用相同時(shí)頻結(jié)構(gòu)的雙正交濾波器組{rl,k}完成這一工作。然而對(duì)于多數(shù)無線信道，特別在快速移動(dòng)環(huán)境下，信道通常是非理想的，除了多徑時(shí)延以外，信道狀態(tài)響應(yīng)還具有較明顯的時(shí)變特性，記為h(τ；t)。設(shè)s(t)為輸入信號(hào)，長(zhǎng)度為TL，為信道傳輸算子，則接收信號(hào)可寫為：r(t)＝s(t)*h(τ；t)＝∫h(τ；t)s(t-τ)dt(4)對(duì)于時(shí)延τ的子徑，其響應(yīng)函數(shù)h(τ；t)通常隨時(shí)間而變化，這里將之寫為傅氏級(jí)數(shù)形式：式中，TL也為分析長(zhǎng)度，d/TL為該分析長(zhǎng)度上可分辨的多普勒頻移成分，為對(duì)應(yīng)的成分分量，其值大小為式中的ξ為積分變量。將上式代入(4)，整理得：式中，求和項(xiàng)即原發(fā)端信號(hào)s(t)經(jīng)過一定延時(shí)τ和頻移d/TL得到的信號(hào)分量，即為信道增益因子。因此，實(shí)際的接收信號(hào)是原信號(hào)的若干頻移分量在接收端延時(shí)疊加的結(jié)果，即快時(shí)變無線信道的“雙散射效應(yīng)”，對(duì)應(yīng)的信道也稱為“雙散射信道”。方便起見，引入時(shí)延算子和調(diào)制算子有和式(6)可簡(jiǎn)化為：在對(duì)已知發(fā)送信號(hào)進(jìn)行接收時(shí)，這些新產(chǎn)生的信號(hào)分量也將進(jìn)入接收濾波器組，并將破壞發(fā)端子載波信號(hào)gl,k(t)原有的正交性，導(dǎo)致符號(hào)間的相互干擾，下式給出了時(shí)變多徑信道條件下接收濾波器γl,k的輸出結(jié)果：式中，第一項(xiàng)為濾波器輸出的關(guān)于發(fā)送符號(hào)cl,k的有用信號(hào)分量，因子對(duì)應(yīng)于復(fù)合增益，求和項(xiàng)為發(fā)端其他子載波k1≠k或時(shí)隙l1≠l的發(fā)送符號(hào)對(duì)當(dāng)前符號(hào)cl,k的疊加影響，即通常所說的ISI/ICI。事實(shí)上，快速移動(dòng)環(huán)境下，信道散射的影響還不僅如此。在傳統(tǒng)接收機(jī)設(shè)計(jì)中，本地濾波器組{γm,n}的時(shí)頻分布與發(fā)端信號(hào)相同，同屬于欠采樣網(wǎng)格，在理想信道條件下，可借助濾波器組間的正交性或雙正交性快速完成支路信號(hào)的分離提?。坏趯?shí)際快時(shí)變無線信道下，由于信號(hào)基對(duì)于接收信號(hào)r(t)是不完備的，除了部分散射分量被接收機(jī)或其他濾波器接收外，其余分量則在接收過程中無法被接收而損失，從而導(dǎo)致其所攜帶的信息遭到損失，這是后續(xù)任何處理所無法彌補(bǔ)的，互信息量由此損失，影響十分嚴(yán)重，由此也造成制約高速可靠數(shù)據(jù)通信的關(guān)鍵因素與瓶頸。2、本發(fā)明提出的二維倒逆網(wǎng)格接收機(jī)構(gòu)造與實(shí)現(xiàn)針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的問題，本發(fā)明在與發(fā)送信號(hào)的時(shí)頻網(wǎng)格相對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格上構(gòu)建二維時(shí)頻濾波器組實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)散射分量的有效接收，從根本上改善和提高接收機(jī)性能。首先，根據(jù)發(fā)端信號(hào)的發(fā)送間隔T和頻率間隔Ω，在對(duì)應(yīng)的倒逆網(wǎng)格點(diǎn){(m/Ω,n/T),m,n∈整數(shù)}上構(gòu)建二維時(shí)頻濾波器組其放置的時(shí)間間隔為1/Ω、頻率間隔為1/T。利用其完備特性在倒逆網(wǎng)格完成信號(hào)散射分量的接收及后續(xù)的信息譯碼，對(duì)于任意平方可積信號(hào)恒有下述等效分解：f(t)=Σp=0Ω-1Σp=0T-1χp,qgp,qo(t)=Σp,q<f,γp,qo>gp,qo(t)---(9)]]>其中，下標(biāo)p∈[0,...,Ω-1],q∈[0,...,T-1]，χp,q為信號(hào)f(t)在倒逆網(wǎng)格點(diǎn)(p/Ω,q/T)處的分解系數(shù)，其大小對(duì)應(yīng)于在函數(shù)上的投影，即γ為關(guān)于原形脈沖函數(shù)g(t)的對(duì)偶Gabor原子，符號(hào)<.>為內(nèi)積運(yùn)算符，為子載波；γp,qo(t)=γ[t-p·m/Ω-[q]2·m/2Ω]ej2πq/T[t-p·m/Ω-[q]2·m/2Ω],(p∈[0,...,Ω-1],q∈[0,...,T-1])]]>同樣為交錯(cuò)網(wǎng)格時(shí)頻構(gòu)造。而后，在新構(gòu)建的倒逆網(wǎng)格二維時(shí)頻濾波器組通過卷積運(yùn)算完成信號(hào)接收。類同式(8)，接收信號(hào)經(jīng)接收濾波器處理后的輸出結(jié)果，記為yp,q：cl,k為第k路子載波在時(shí)隙l上發(fā)送的符號(hào)，gl,k為Gabor基函數(shù)，對(duì)應(yīng)于發(fā)端的各路子載波信號(hào)，其到達(dá)接收端并在函數(shù)上的投影記為事實(shí)上，到達(dá)收端的接收信號(hào)r(t)除了包含部分原信號(hào)外，還包含有發(fā)端信號(hào)沿不同路徑到達(dá)接收端的疊加分量，并伴有不同程度的多普勒頻移。為信道增益因子，τ,υ分別對(duì)應(yīng)于信道時(shí)延和多普勒頻移，為雙散射信道的時(shí)延算子，為雙散射信道的調(diào)制算子，有和通過實(shí)際測(cè)試，利用緊致特性，接收網(wǎng)格濾波器組還可做進(jìn)一步簡(jiǎn)化，對(duì)于發(fā)端信號(hào)的發(fā)送間隔T和頻率間隔Ω，其配置方式如下：時(shí)間間隔為1/Ω、頻率間隔為Ω，這時(shí)接收濾波器個(gè)數(shù)可得到有效降低。3、符號(hào)檢測(cè)簡(jiǎn)單起見，記列向量和現(xiàn)將接收信號(hào)在信號(hào)集上的投影寫成矢量形式：其中，列向量為符號(hào)cl,k對(duì)應(yīng)的傳輸向量，經(jīng)過上述環(huán)節(jié)，就完成了信號(hào)接收及其在倒逆網(wǎng)格函數(shù)集合上的投影映射，接下來利用歐式距離及序列譯碼方法即可從式(11)的投影結(jié)果判決并恢復(fù)出原始發(fā)送符號(hào)，完成數(shù)據(jù)符號(hào)的檢測(cè)判決。依據(jù)式(11)，接下來即可利用該式采用最小均方誤差準(zhǔn)則，即MMSE判決準(zhǔn)則完成基于MMSE的維特比譯碼器(MMSE-Viterbi序列譯碼器)的設(shè)計(jì)。按照“時(shí)隙-載波”的次序來完成Viterbi迭代譯碼。設(shè)通過多次迭代完成前面時(shí)隙及子信道上發(fā)送符號(hào)的檢測(cè)判決(記迭代次數(shù)為z∈正整數(shù))，現(xiàn)進(jìn)行第z+1次迭代，檢測(cè)對(duì)象是位于時(shí)隙l的第k路子載波的攜帶的符號(hào)進(jìn)行第z+1次迭代進(jìn)行判決，則：D(z+1)=argcl,k{min||Y→-(Σl1=0l-1Σk=0K-1+Σl1=l,k1=0k-1cl1,k1·B→(l1,k1))-cl,k·B→(l,k)||F}---(12)]]>其中，D(z+1)為第z+1次迭代時(shí)判決序列與輸出信號(hào)矢量的距離，||·||F為向量F-范數(shù)。由式(8)-(12)，我們就可以完成MMSE-Viterbi序列譯碼器(非編碼系統(tǒng))的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，其步驟歸納如下：MMSE-Viterbi序列譯碼器(非編碼系統(tǒng))的實(shí)現(xiàn)步驟：1.記錄：各子載波信號(hào)gl,k(t)在存有不同時(shí)延及多普勒頻偏程度下關(guān)于收端倒逆網(wǎng)格函數(shù)γp,q(t)的模糊函數(shù)其取值為時(shí)延-多普勒分量在函數(shù)γp,q(t)上的投影其中l(wèi)為發(fā)送時(shí)隙，k為子載波序號(hào)，變量τ對(duì)應(yīng)于gl,k(t)經(jīng)時(shí)變多徑信道的子徑時(shí)延，d/TL(d∈整數(shù))為多普勒頻率偏移量。這里以“發(fā)端時(shí)隙-載波”組織表格的行，按照“其時(shí)延-其多普勒分量分別在接收濾波器組時(shí)隙-載波的投影”組織互模糊數(shù)值表的列；2.計(jì)算：按照式(5)計(jì)算信道增益3.計(jì)算：按照式(10)，結(jié)合上面數(shù)據(jù)計(jì)算各符號(hào)經(jīng)信道及接收濾波處理的復(fù)合增益因子4.按照“時(shí)隙-載波”的次序來完成Viterbi迭代譯碼，設(shè)已完成前z次迭代，現(xiàn)對(duì)時(shí)隙l第k路子載波攜帶的符號(hào)依據(jù)“距離D(z+1)”進(jìn)行判決：D(z+1)=argcl,k{min||Y→-(Σl1=0l-1Σk=0K-1+Σl1=l,k1=0k-1cl1,k1·B→(l1,k1))-cl,k·B→(l,k)||F}]]>4、實(shí)施效果下面通過具體實(shí)施來說明本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)，本實(shí)施例中網(wǎng)格多載波系統(tǒng)中子載波個(gè)數(shù)取為N＝32，各支路采用QPSK調(diào)制且非編碼，頻譜利用率0.6。各支路的發(fā)送間隔T和頻率間隔Ω分別為0.387ms和32.275KHz，波形尺度采用等效設(shè)計(jì)結(jié)果進(jìn)行適配。圖3測(cè)試了LOFDM在時(shí)變多徑信道采用框架接收機(jī)的接收性能，并與傳統(tǒng)匹配接收機(jī)進(jìn)行比較。橫軸為比特信噪比(10-30dB)，縱軸為信息差錯(cuò)率。子載波數(shù)32個(gè)，為測(cè)得不同移動(dòng)環(huán)境及信道散射強(qiáng)度下的性能，這里給出三者情況：(1)移動(dòng)速率95Kmh，多徑時(shí)延擴(kuò)展0.0019ms，擴(kuò)展因子TmBd為0.003；(2)移動(dòng)速率122.5Kmh，多徑時(shí)延擴(kuò)展0.0024ms，擴(kuò)展因子TmBd對(duì)應(yīng)0.005；(3)移動(dòng)速率173.0Kmh，多徑時(shí)延擴(kuò)展0.0035ms，擴(kuò)展因子TmBd對(duì)應(yīng)0.01。對(duì)照測(cè)試結(jié)果，采用框架接收機(jī)的接收性能較同等條件下匹配接收機(jī)性能可改善1.5dB，但隨著信噪比的增加，兩種接收機(jī)會(huì)相繼出現(xiàn)平臺(tái)效應(yīng)。圖4給出了基于緊致特性進(jìn)一步改進(jìn)得到的接收機(jī)及其性能測(cè)試結(jié)果。測(cè)試條件不變，橫軸為比特信噪比(10-30dB)，縱軸為信息差錯(cuò)率。對(duì)照測(cè)試結(jié)果，改進(jìn)后接收機(jī)可最大限度降低接收冗余，差錯(cuò)平臺(tái)也得到明顯抑制，同時(shí)由此引入噪聲相應(yīng)下降，使得收端譯碼性能得到更大程度改善，效果明顯。綜上所述，本發(fā)明根據(jù)發(fā)端信號(hào)，在時(shí)頻域上運(yùn)用框架理論構(gòu)造得到新型框架接收機(jī)結(jié)構(gòu)，并借助緊致性質(zhì)，對(duì)框架接收機(jī)結(jié)構(gòu)做等效簡(jiǎn)化，并給出輸出信號(hào)矢量的具體表達(dá)式和性能測(cè)試結(jié)果。這種方法可以將失真信號(hào)中包含的大量的時(shí)間域及頻率域的有用信號(hào)分量有效分離、提取，并用于數(shù)據(jù)符號(hào)的檢測(cè)判決，使失真分量隱含的有用信息得以充分利用。本發(fā)明填補(bǔ)了目前對(duì)于網(wǎng)格正交頻分復(fù)用多載波LOFDM信號(hào)接收與處理方面的不足，效果顯著。當(dāng)前第1頁1 2 3