本申請要求申請?zhí)枮?2/026,860，申請日為2014年7月21日，發(fā)明人為阿里·霍馬提(Ali Hormati)和阿明〃肖克羅拉(Amin Shokrollahi)，名稱為“多點數(shù)據(jù)傳輸”的美國臨時專利申請的優(yōu)先權(quán)，并通過引用將其內(nèi)容整體并入本文，以供所有目的之用。

參考文獻(xiàn)

以下參考文獻(xiàn)通過引用整體并入本文，以供所有目的之用：

公開號為2011/0268225，申請?zhí)枮?2/784,414，申請日為2010年5月20日，發(fā)明人為Harm Cronie和Amin Shokrollahi，名稱為“正交差分向量信令”的美國專利申請，下稱《Cronie 1》；

公開號為2011/0302478，申請?zhí)枮?3/154,009，申請日為2011年6月6日，發(fā)明人為HarmCronie和Amin Shokrollahi，名稱為“正交差分向量信令的差錯控制編碼”的美國專利申請，下稱《Cronie 2》；

申請?zhí)枮?3/030,027，申請日為2011年2月17日，發(fā)明人為Harm Cronie、Amin Shokrollahi和Armin Tajalli，名稱為“利用稀疏信令碼進(jìn)行抗噪聲干擾、高引腳利用率、低功耗通訊的方法和系統(tǒng)”的美國專利申請，下稱《Cronie 3》；

公開號為2011/0299555，申請?zhí)枮?3/154,009，申請日為2011年6月6日，發(fā)明人為HarmCronie和Amin Shokrollahi，名稱為“正交差分向量信令的差錯控制編碼”的美國專利申請，下稱《Cronie 4》；

申請?zhí)枮?1/763,403，申請日為2013年2月11日，發(fā)明人為JohnFox，BrianHolden，AliHormati，PeterHunt，JohnDKeay，Amin Shokrollahi，AnantSingh，AndrewKevinJohnStewart，GiuseppeSurace和Roger Ulrich，名稱為“高帶寬芯片間通信接口方法和系統(tǒng)”的美國臨時專利申請，下稱《Fox1》；

申請?zhí)枮?1/773,709，申請日為2013年3月6日，發(fā)明人為JohnFox，BrianHolden，PeterHunt，JohnDKeay，AminShokrollahi，AndrewKevinJohnStewart，GiuseppeSurace和RogerUlrich，名稱為“高帶寬芯片間通信接口方法和系統(tǒng)”的美國臨時專利申請，下稱《Fox 2》；

申請?zhí)枮?1/812,667，申請日為2013年4月16日，發(fā)明人為JohnFox，BrianHolden，AliHormati，PeterHunt，JohnDKeay，Amin Shokrollahi，AnantSingh，AndrewKevinJohnStewart和GiuseppeSurace，名稱為“高帶寬芯片間通信接口方法和系統(tǒng)”的美國臨時專利申請，下稱《Fox 3》；

申請?zhí)枮?3/842,740，申請日為2013年3月15日，發(fā)明人為Brian Holden、Amin Shokrollahi和Anant Singh，名稱為“芯片間通信用的向量信令碼中的偏斜耐受方法以及用于芯片間通信的向量信令碼的高級檢測器”的美國專利申請，下稱《Holden 1》；

申請?zhí)枮?3/895,206，申請日為2013年5月15日，發(fā)明人為Roger Ulrich和Peter Hunt，名稱為“通過差分高效檢測芯片間通信用的向量信令碼的電路”的美國專利申請，下稱《Ulrich 1》；

申請?zhí)枮?4/315,306，申請日為2014年6月25日，發(fā)明人為Roger Ulrich，名稱為“高速芯片間通信用多電平驅(qū)動器”的美國專利申請，下稱《Ulrich 2》；

申請?zhí)枮?1/934,804，申請日為2014年2月2日，發(fā)明人為Ali Hormati和Amin Shokrollahi，名稱為“利用符號間干擾比進(jìn)行代碼評價的方法”的美國臨時專利申請，下稱《Hormati 1》；

申請?zhí)枮?1/992,711，申請日為2014年5月13日，發(fā)明人為Amin Shokrollahi，名稱為“高噪聲容限向量信令碼”的美國臨時專利申請，下稱《Shokrollahi 1》；

申請?zhí)枮?2/023,163，申請日為2014年7月10日，發(fā)明人為AminShokrollahi和RogerUlrich，名稱為“高噪聲容限向量信令碼”的美國臨時專利申請，下稱《Shokrollahi 2》。

背景技術(shù)：

通信系統(tǒng)中的一個目的在于將信息從一個物理位置傳輸至另一物理位置。一般而言，此類信息傳輸?shù)哪繕?biāo)在于，可靠、快速且消耗最少的資源。一種常見的信息傳輸媒介為串行通信鏈路，此種鏈路可以以將地面或其他常用基準(zhǔn)作為比較對象的單個有線電路或?qū)⒌孛婊蚱渌Ｓ没鶞?zhǔn)作為比較對象的多個此類有線電路為基礎(chǔ)。常見的一例為使用單端信令(SES)。單端信令的工作原理為，在一條線路中發(fā)送信號，然后在接收器端以固定基準(zhǔn)值為比較對象測定所述信號。串行通信鏈路也可以以相互間作為比較對象的多個電路為基礎(chǔ)。此方面的常見的一例為使用差分信令(DS)。差分信令的工作原理在于，在一條線路中發(fā)送信號，并在配對線路中發(fā)送所述信號的相反信號。所述信號的信息由上述兩線路之間的差值，而非其相對于地面或其他固定基準(zhǔn)值的絕對值表示。

與差分信令相比，有多種信令方法可在增加引腳利用率的同時，保持相同的有益特性。向量信令為一種信令方法。通過向量信令，多條線路中的多個信號在保持每個信號的獨立性的同時可視為一個整體。該信號整體中的每個信號均稱為向量分量，而所述多條線路的數(shù)目稱為向量“維數(shù)”。在一些實施方式中，與差分信令對的情況相同，一條線路中的信號完全取決于另一線路中的信號。因此，在某些情況下，向量維數(shù)可指多條線路內(nèi)的信號的自由度數(shù)，而非確切指該多條線路的數(shù)目。

在二元向量信令中，每個向量分量(或稱“符號”)的取值為兩個可能取值當(dāng)中的一值。在非二元向量信令中，每個符號的取值為從由兩個以上可能取值所組成的集合中選出的一值。向量符號可取值的集合稱為向量信令碼的“符集”。在本文中，向量信令碼為由長度均為N的稱作碼字的向量組成的集合C。向量信令碼的任何合適子集均為該碼的“子碼”。此類子碼可本身為一種向量信令碼?！禖ronie 1》中描述的正交差分向量信令碼(ODVS)為本文所述向量信令碼的一種具體示例。

操作中，碼字的坐標(biāo)為有界坐標(biāo)，我們選用-1和1之間的實數(shù)對它們進(jìn)行表示。集合C大小的二進(jìn)制對數(shù)與長度N之間的比值稱為該向量信令碼的引腳利用率。

當(dāng)向量信令碼的所有碼字的坐標(biāo)之和恒為零時，該向量信令碼稱為“平衡”碼。平衡向量信令碼具有多種重要屬性。舉例而言，正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知，與非平衡碼字相比，平衡碼字所導(dǎo)致的電磁干擾(EMI)噪聲較小。此外，當(dāng)需要抗共模通信時，建議使用平衡碼字。這是因為，不使用平衡碼字時，需要消耗功率以生成在接收器內(nèi)被消除的共模分量。

向量信令方法的其他示例見《Cronie 1》，《Cronie 2》，《Cronie 3》，《Cronie 4》，《Fox 1》，《Fox 2》，《Fox 3》，《Holden 1》，《Shokrollahi 1》及《Hormati I》。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

多點通信信道中不可避免地發(fā)生阻抗異常現(xiàn)象，從而在現(xiàn)有系統(tǒng)的信道頻率響應(yīng)中引入相應(yīng)的深度陷波，并對有效數(shù)據(jù)速率造成相應(yīng)限制。即使陷波后的信道頻譜并未出現(xiàn)高度衰減且仍然可用，上述結(jié)果仍然存在。本文描述了一種特殊的時序性編碼方法，該方法可在發(fā)送至信道的數(shù)據(jù)流的發(fā)送頻譜中產(chǎn)生陷波，該陷波具有與信道頻率響應(yīng)中的陷波相同或相似的頻率，從而允許信道接收器成功解碼所發(fā)送的數(shù)據(jù)流。

附圖說明

圖1所示為典型的多點通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括由多線路通信信道120相互連接的發(fā)送器110和接收器130，150。

圖2所示為根據(jù)至少一種實施方式使用不同速率乘數(shù)值M的數(shù)據(jù)幀序列。

圖3A所示為例示信道的頻率響應(yīng)特性，而圖3B所示為該信道的脈沖響應(yīng)。

圖4A為一種實施方式的接收眼圖，該實施方式使用圖3A信道，且M＝2。圖4B為該信道的接收眼圖及原始信令速率，其不具有各所述實施方式的有益效果。

圖5所示為另一例示信道的頻率響應(yīng)特性以及使用不同速率乘數(shù)值M的實施方式的接收眼圖。

圖6為根據(jù)至少一種實施方式的方法流程圖。

圖7為根據(jù)至少一種實施方式的另一方法流程圖。

具體實施方式

眾所周知，在高數(shù)據(jù)速率下，必須將通信信道作為高頻傳輸線。因此，通信信號路徑中的每一連接異常均可能引入阻抗變化，從而導(dǎo)致正在傳播的發(fā)送波形的某一部分被反射。這不但可弱化波形的后續(xù)部分，并可產(chǎn)生反向傳播的波形。該波形可能又被其他阻抗異常反射，從而生成上述信號波形的延遲版本，其可造成主波形的失真或干擾。

如圖1所示的多點通信信道可能受此傳播問題的影響極大。在圖示例中，發(fā)送器110將信號驅(qū)動至線路125上，這些線路共同構(gòu)成通信信道120。接收器130和150均為這些信號的可能接收方。然而，將接收器150連接至通信信道120的線路128為一種在通信信道120中形成極大阻抗異常的“末梢”傳輸線元件，這是因為線路125內(nèi)傳播的信號必須分割并沿兩條路徑進(jìn)入接收器130和150。

本領(lǐng)域技術(shù)人員可注意到的是，此多點結(jié)構(gòu)通常在信道所測頻率響應(yīng)特性中存在如圖3A所示的陷波，該陷波頻率與信號在通信介質(zhì)的傳播速度下從發(fā)送器傳播至阻抗異常處的距離中發(fā)生的傳播延遲成反比。在時域中，此現(xiàn)象表現(xiàn)為顯著的反射信號，如圖3B所示，該信號的延時與通信信道傳播速度下從發(fā)送器到阻抗異常處的距離成正比。本領(lǐng)域技術(shù)人員容易理解的是，多點連接的增加將使得上述狀況進(jìn)一步加劇，在最壞情況中，在多卡背板或堆疊芯片結(jié)構(gòu)的總線中可發(fā)生均勻周期性間距間隔。

基本概念

當(dāng)想要以不同數(shù)據(jù)速率在上述通信介質(zhì)中發(fā)送數(shù)字信號時可發(fā)現(xiàn)，該介質(zhì)的“有效吞吐量”(即可實現(xiàn)良好或無中斷數(shù)據(jù)接收的速率)發(fā)生顯著變化，其中，當(dāng)速率等于或高于頻率響應(yīng)的陷波頻率時，將發(fā)生極差的傳輸特性。在時域中，這可表現(xiàn)為，當(dāng)發(fā)送信號出現(xiàn)于接收器中的同時，還出現(xiàn)之前所發(fā)送信號的延遲版本，其導(dǎo)致極差或完全不可用的檢測結(jié)果。

相反，可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)通過將傳輸速率設(shè)置為陷波頻率的整數(shù)倍以生成由N個數(shù)據(jù)單元D₁,...,D_N組成的“幀”時，舉例而言，數(shù)據(jù)單元D_N必然與前一發(fā)送數(shù)據(jù)單元D₁,...,D_N-1中的一個發(fā)生數(shù)據(jù)單元傳輸干擾。已知D_N中的待傳輸數(shù)據(jù)允許選出一值在前一(如干擾)時間間隔內(nèi)傳輸，從而與D_N相長性交互，以促進(jìn)其接收，這方面的一例為在前后時間間隔內(nèi)均傳輸相同信道信號值?；蛘撸部稍谇耙粫r間間隔內(nèi)發(fā)送不對D_N的接收造成影響的值，此方面的一例為在數(shù)據(jù)信號為+1和-1的信道上發(fā)送靜態(tài)或“零”值，另一例為當(dāng)延遲干擾信號反轉(zhuǎn)時，也將所述數(shù)據(jù)反轉(zhuǎn)。

順序傳輸數(shù)據(jù)幀

第一實施方式采用周期T等于1/f_notch的數(shù)據(jù)幀，其中，f_notch為信道頻率響應(yīng)中的第一陷波頻率。所述幀劃分為具有相等持續(xù)時間的2×M個部分，其中M為通常大于1的整數(shù)，各部分組成的序列表示數(shù)據(jù)流的連續(xù)發(fā)送信號單元間隔。所述幀的前一半在本文中可稱為前一發(fā)送幀，其具有M個符號。該幀的后一半在本文中可稱為后一發(fā)送幀，其具有M個符號。該幀的一般形式為：

其中，D_i表示用于傳輸?shù)男帕罘桨傅碾娖?，例如二元?shù)據(jù)傳輸?shù)碾娖綖椤?，所述M個數(shù)據(jù)單元D₁,...,D_M中的每一個均傳輸兩次，其中，在后一發(fā)送幀中以相同順序重復(fù)發(fā)送與前一發(fā)送幀中相同的M個傳輸值，從而使得總吞吐量等于M×f_notch。本領(lǐng)域技術(shù)人員可發(fā)現(xiàn)，此周期性重復(fù)消息格式的頻譜在頻率為(2K+1)×f_notch處具有陷波，因此，我們可通過以(2×M)×f_notch的速率采樣，丟棄第一組M個樣本(即前一發(fā)送幀內(nèi)的樣本)并保持后一組M個樣本，以令其表示D₁,...,D_M的方式，在接收器中成功恢復(fù)數(shù)據(jù)序列D₁,D₂,D₃,...,D_M。

上述數(shù)據(jù)幀序列還示于圖2，該圖示出了M＝2，M＝3和M＝4時的二元數(shù)據(jù)傳輸。后一發(fā)送幀中發(fā)送的順序數(shù)據(jù)值示為D₁,...,D_M，而前一發(fā)送幀中發(fā)送的補償值示為D₁',...,D_M'。因此，對于M＝2的示例，原始傳輸速率為4×f_notch，數(shù)據(jù)單元D₁和D₂中的每一個均在跨越時間t₀至?xí)r間t₃的數(shù)據(jù)幀內(nèi)發(fā)送兩次，該幀總持續(xù)時間如圖所示為1/f_notch。

在時域中，帶陷波的多點信道在f_notch下將輸入信號的延遲衰減版本疊加至其自身，其中，所述延遲等于t＝1/(2*f_notch)。從所述數(shù)據(jù)幀可明顯看出，前一發(fā)送幀內(nèi)發(fā)送的數(shù)據(jù)元素將干擾后一發(fā)送幀內(nèi)的數(shù)據(jù)元素，從而造成信道所致疊加。該信道所致疊加可與上述定時和重復(fù)數(shù)據(jù)傳輸相加，從而實現(xiàn)更大的接收器眼開度。

替代實施方式

在一種替代實施方式中，在前一發(fā)送幀內(nèi)發(fā)送半幀零值或發(fā)送類似靜態(tài)信道信號，并在后一發(fā)送幀內(nèi)發(fā)送數(shù)據(jù)，以衰減上述干擾性延遲信號。因此，如圖2所示，在此實施方式中，補償值D₁',...,D_M'為零。然而，由于此實施方式不能實現(xiàn)可增強接收信號的相長干涉，因此與上述將每個數(shù)據(jù)值發(fā)送兩次的方法相比，其接收垂直眼開度較小。可以注意到，在此方法中，接收器在后一幀的前一半內(nèi)仍可檢測到信號，這些信號包括近零值以及來自前一幀的后一半的延遲數(shù)據(jù)值，從而為實施方式同一組M個比特提供兩種獨立檢測結(jié)果提供了可能性。

另一替代實施方式在前一發(fā)送幀內(nèi)發(fā)送半幀反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)值，然后在后一發(fā)送幀內(nèi)發(fā)送半幀未反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)值，從而實現(xiàn)信道所致疊加，該疊加表示干擾性延遲信號因反射而被反轉(zhuǎn)的狀況下發(fā)生的相長干擾。再次參考圖2，在此實施方式中，補償值D₁',...,D_M'為發(fā)送值D₁,...,D_M的邏輯反轉(zhuǎn)值。

對本領(lǐng)域技術(shù)人員容易理解的是，數(shù)據(jù)幀的等效模式包括數(shù)據(jù)后跟隨反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)后跟隨零值等。

其他變形

應(yīng)該注意的是，上述實施方式的應(yīng)用方式為一種按線路應(yīng)用的方式，因此其可與已知的多線路編碼方案以明顯的方式組合，也就是說，在多條線路上發(fā)送向量信令碼的碼字序列，而非在單條線路上發(fā)送單個比特，同時在幀的后一半重復(fù)所述碼字序列。類似地，雖然以上示例為了描述目的展現(xiàn)了二元信道信令，但這并不意味著限制，本實施方式還可直接應(yīng)用于三元，四元和更高階信令。

由于上述數(shù)據(jù)幀的傳輸速率根據(jù)信道陷波頻率決定，因此，理想地，需要至少事先知道該陷波頻率的大約值。對于背板、堆疊芯片等常用結(jié)構(gòu)，由于其信道尺寸和組成是固定的，因此其預(yù)期特性眾所周知?；蛘?，在其它實施方式中，可對信道進(jìn)行測量并將通信數(shù)據(jù)速率的設(shè)置作為電路設(shè)置及初始化過程的一部分，其中，所述信道既可直接測量為信號強度對頻率曲線圖，也可通過測量脈沖反射時間而間接測量(即作為時域反射計或TDR測量)。

在一些實施方式中，為了優(yōu)化特定接收器位置處預(yù)期、計算或測量反射組合的接收效果，每個接收器或每組接收器可具有維持各自的信道補償參數(shù)。在其他實施方式中，所有接收器可使用一致或平均的補償參數(shù)。這些補償參數(shù)可包括所述陷波頻率，乘數(shù)M以及數(shù)據(jù)幀格式，該格式包括其內(nèi)所含校正信號的極性和類型。針對不同發(fā)送器，上述補償參數(shù)可不同：作為具體一例，信道在兩個方向上可具有不同特性，因此具有不同優(yōu)選補償參數(shù)。

在實際實施方式中，傳輸速率可僅接近最優(yōu)速率2×M×f_notch，并同時犧牲適度的接收信號質(zhì)量，其部分由信道陷波的深度和寬度決定。

圖示結(jié)果

在一種實施方式中，使用如圖3A所示約為900MHz頻率響應(yīng)陷波的信道且數(shù)據(jù)幀的M＝2，所得原始發(fā)送數(shù)據(jù)速率為1.8Gbps。所使用發(fā)送FIR濾波器等于[0.7，-0.3]。此配置下的接收眼圖如圖4A所示。為了比較目的，如圖4B所示為當(dāng)在該信道中以1.8Gbps發(fā)送任意數(shù)據(jù)(即不使用上述數(shù)據(jù)幀且不按重復(fù)發(fā)送方式發(fā)送)時的接收眼圖。如圖所示，與上述信令方法相比，信號接收效果大幅下降。

圖5所示為另一實施方式的性能特性。本實施方式所用信道的深度陷波頻率響應(yīng)特性示于標(biāo)記為“信道”的第一幅圖中，而標(biāo)記為“M＝2”至“M＝6”的后續(xù)各圖所示為M值逐漸增加時所述信道傳輸?shù)慕邮掌餮蹐D。

其他實施方式

下文中使用δ作為信道頻率響應(yīng)陷波深度的相對度量，其中，δ＝1表示極深陷波，而δ＝0表示完全沒有陷波。

在使用單端NRZ編碼的其他實施方式中，以數(shù)據(jù)幀[d1 d2 d1 d2 d3 d4]代替上述例示數(shù)據(jù)幀[d1 d2 d1 d2]。在接收器處，比特d1和d2(處于第3和第4位)可直接確定，而比特d3和d4可使用已知判定反饋均衡(DFE)技術(shù)確定。d3的檢測需要d1(與其相干擾的前一信號)為已知值，類似地，d4的檢測需要d2為已知值。判定反饋均衡可將此類前一接收信號從當(dāng)前樣本中減除，從而生成消歧樣本用于檢測。在此實施方式中，幀長([d1 d2 d1 d2 d3 d4]的時長)設(shè)為1.5/f_notch，從而可實現(xiàn)4/1.5×f_notch＝2.66×f_notch的數(shù)據(jù)傳輸速率。判定反饋均衡水平取決于δ且可以自適應(yīng)方式設(shè)置。該技術(shù)還可用于[0 0 d1 d2 d3 d4]結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)幀。

在第二種其他實施方式中，使用5電平驅(qū)動器，并在1.5/f_notch的時間內(nèi)發(fā)送序列[a b a b c-a d-b]。本領(lǐng)域技術(shù)人員可注意到的是，此方式下的預(yù)期接收序列為[無用，無用，a×(1+δ)，b×(l+δ)，c-a×(l-δ)，d-b×(1-δ)]。當(dāng)δ接近1時(如-20dB左右)，則c-a×(l-δ)和d-b×(1-δ)的垂直眼開度略小于正常垂直眼開度(水平眼開度也如此)，而且符號主要為二進(jìn)制符號(因此，根據(jù)《Hormati 1》的教示內(nèi)容，符號間干擾比為1)。此實施方式可在1.5/f_notch的時間內(nèi)發(fā)送4個比特，因此總速率為每線路每秒2.666×f_notch個比特。

第三種其他實施方式適用于反射程度不大，即δ例如為0.3數(shù)量級的情況。在本實施方式中，使用[1，0-δ]的發(fā)送FIR濾波器對發(fā)送數(shù)據(jù)進(jìn)行濾波。在接收器處，所得數(shù)據(jù)形式為d2-δ²d0～＝d2，而且由于δ較小，其不會導(dǎo)致眼開度的大幅下降。此實施方式要求提前獲知或測量δ。

當(dāng)δ接近1時(即深度陷波)，第四種實施方式使用長度為2/f_notch的[d0 d1 d0 d1 (d0×d2)(d1×d3) (d0×d2×d4) (d1×d3×d5)]形式的幀，以在6/2×f_notch＝3×f_notch的速率下發(fā)送數(shù)據(jù)。在接收器處，該幀的前兩個單元間隔被前一幀破壞。第3和第4位的比特d0和d1可通過PAM2檢測進(jìn)行提取。對于下一比特，可得d0×d2+δ×d0＝d0×(δ+d2)～＝d0×(1+d2)。通過實施PAM3檢測以視d0×(1+d2)是否為零的方式，可實現(xiàn)d2的提取。如果上式為零，則d2＝-1，否則，d2＝1。通過此方式，還可獲得比特d3，d4和d5。此技術(shù)的另一優(yōu)點在于其可限制誤差的傳播。

實施方式

如圖6所示，根據(jù)至少一種實施方式的方法600包括：在步驟602中，從多線路總線的線路上接收M個接收符號的幀，該多線路總線具有陷波頻率f_notch，其中，所接收的M符號幀中的每個接收符號包括前一M符號發(fā)送幀的發(fā)送符號與后一M符號發(fā)送幀的相應(yīng)發(fā)送符號的信道所致疊加，所述前一和后一發(fā)送幀具有2×M×f_notch的符號速率；以及在步驟604中，通過利用至少一個先前解碼的發(fā)送符號對所述M個接收符號進(jìn)行解碼而形成一組輸出符號。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀與后一M符號發(fā)送幀相同。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀包括所有靜態(tài)符號。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀為所述后一M符號發(fā)送幀的反轉(zhuǎn)版本。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀與后一M號符發(fā)送幀不同。在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀包括至少一個先前解碼的發(fā)送符號，對所述M個接收符號進(jìn)行解碼包括通過將所述至少一個先前解碼的發(fā)送符號與所述后一發(fā)送幀的相應(yīng)發(fā)送符號疊加而形成至少一個輸出符號。

在至少一種實施方式中，所述陷波頻率由阻抗異常決定。

在至少一種實施方式中，所述阻抗異常表示為與所述多線路數(shù)據(jù)總線連接的多個接收器。

在至少一種實施方式中，所述相應(yīng)發(fā)送符號表示至少兩個不同輸入符號的組合。

如圖7所示，根據(jù)至少一種實施方式的方法700包括：在步驟702中，接收一組輸入符號；在步驟704中，生成包括M個符號的幀；在步驟706中，生成包括M個符號的后一發(fā)送幀；在步驟708中，將所述發(fā)送幀的符號以2×M×f_notch的符號速率在多線路總線的線路上發(fā)送，其中，f_notch為與所述多線路總線相關(guān)聯(lián)的陷波頻率；以及在步驟710中，隨后將所述后一發(fā)送幀的符號以2×M×f_notch的符號速率在所述多線路總線的線路上發(fā)送。

在至少一種實施方式中，一種裝置，包括：多線路總線的線路，該線路配置為接收M個接收符號的幀，該多線路總線具有陷波頻率f_notch，其中，所接收的M個接收符號的幀中的每個接收符號包括前一M符號發(fā)送幀的發(fā)送符號與后一M符號發(fā)送幀的相應(yīng)發(fā)送符號的信道所致疊加，所述前一和后一發(fā)送幀具有2×M×f_notch的符號速率；以及解碼器，該解碼器配置為通過利用至少一個先前解碼的發(fā)送符號對所述M個接收符號進(jìn)行解碼而形成一組輸出符號。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀與后一M符號發(fā)送幀相同。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀包括所有靜態(tài)符號。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀為所述后一M符號發(fā)送幀的反轉(zhuǎn)版本。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀與后一M符號發(fā)送幀不同。

在至少一種實施方式中，所述前一M符號發(fā)送幀包括至少一個先前解碼的發(fā)送符號，所述解碼器進(jìn)一步配置為通過將所述至少一個先前解碼的發(fā)送符號與所述后一發(fā)送幀的相應(yīng)發(fā)送符號疊加而形成至少一個輸出符號。

在至少一種實施方式中，所述陷波頻率由阻抗異常決定。

在至少一種實施方式中，所述阻抗異常表示為與所述多線路數(shù)據(jù)總線連接的多個接收器。

在至少一種實施方式中，所述裝置還包括：一組輸入線路，每條輸入線路配置為接收一組輸入符號；編碼器，該編碼器配置為生成包括M個符號的發(fā)送數(shù)據(jù)幀以及包括M個符號的后一發(fā)送數(shù)據(jù)幀；以及驅(qū)動器，該驅(qū)動器配置為將所述發(fā)送數(shù)據(jù)幀的符號以2×M×f_notch的符號速率在所述多線路總線的線路上發(fā)送，然后將所述后一發(fā)送數(shù)據(jù)幀的符號以2×M×f_notch的符號速率發(fā)送，其中，f_notch為與所述多線路總線相關(guān)聯(lián)的陷波頻率。

在至少一種實施方式中，所述相應(yīng)發(fā)送符號表示至少兩個輸入符號的組合。

為了描述的簡潔性，本文所呈實施例描述了發(fā)送器和多個接收器在多點網(wǎng)絡(luò)配置中的互連。然而，不應(yīng)以任何方式將此視為對所描述實施方式的范圍構(gòu)成了限制。本申請中所公開的方法同等適用于具有顯著頻率響應(yīng)陷波的其他互連拓?fù)湟约捌渌ㄐ艆f(xié)議，這些協(xié)議包括全雙工、半雙工和單工通信協(xié)議。類似地，有線通信僅用作說明性示例，上述實施方式還可應(yīng)用于包括光學(xué)性、電容性、電感性及無線通信在內(nèi)的其他通信介質(zhì)。因此，“電壓”和“信號水平”等描述性詞語應(yīng)視為包括其在其他度量系統(tǒng)中的同等概念，如“光強”、“射頻調(diào)制”等。本文所使用的“物理信號”一詞包括可傳送信息的物理現(xiàn)象的任何適用形態(tài)和屬性。此外，物理信號可以為有形的非暫時性信號。