一種基于mppsk調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，該系統(tǒng)在射頻端對收發(fā)信號進行正常隔離后，只需在數(shù)字基帶完成對泄漏自干擾信號的對消：該對消方法在對MPPSK收發(fā)混疊信號沖擊濾波、提取并乘以相干載波、帶通濾波及數(shù)字化后進行，利用在正式通信前對起于調(diào)制器輸出端、止于接收機ADC間的全部自干擾通路的初始信道估計結果重建自干擾抵消信號，再結合“沖擊濾波-乘以相干載波-帶通濾波-相關解調(diào)”的“碼率域濾波”與“雙匹配濾波”方法進一步濾除殘差并可靠解調(diào)出MPPSK接收信號。該系統(tǒng)無需射頻自干擾對消，對ADC的動態(tài)范圍及采樣率要求低，且對自干擾信號隔離度高，結構簡單、復雜度低，頻譜效率高、解調(diào)性能好。
【專利說明】—種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)
[0001]
【技術領域】
[0002]本發(fā)明屬于數(shù)字通信中的抗干擾與解調(diào)領域，設計一種數(shù)字通信系統(tǒng)，具體的說，涉及一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)。
【背景技術】
[0003]雙工技術是通信節(jié)點進行雙向通信的關鍵，傳統(tǒng)雙工模式主要是頻分雙工(FDD)或時分雙工(TDD) 。頻分雙工系統(tǒng)使用相同時隙但不同頻段來雙向傳輸數(shù)據(jù)，從而利用濾波器的通帶和禁帶隔離上下鏈路間的干擾；時分雙工使用相同頻率但不同時隙完成雙向傳輸，從而隔離上下行鏈路間的干擾。在隔離上行或下行鏈路過程中，這兩種雙工方法分別犧牲了頻率資源或與之具有等效性的時間資源，為實現(xiàn)雙工通信系統(tǒng)都付出了雙份開銷，導致兩者的頻譜效率低下。當今社會對無線數(shù)據(jù)業(yè)務需求日益增加，空間無線信道也日益擁擠，而頻譜是寶貴的且有限的戰(zhàn)略性資源，這就迫使人們不斷尋求提高系統(tǒng)頻譜利用率和抗干擾性能的新方法。
[0004]1、現(xiàn)有的同頻全雙工技術
鑒于傳統(tǒng)雙工技術低下的資源利用率，在無線通信頻譜資源甚為匱乏的今天，自然會提出一個問題:是否可將FDD/TDD的資源開銷減半？新興的同頻全雙工技術給出了肯定的答案?？傮w而言，同頻全雙工系統(tǒng)按其同一端使用天線的數(shù)量，可分為多天線同頻全雙工系統(tǒng)(也稱天線分離型)和單天線同頻全雙工系統(tǒng)(也稱天線共享性)，前者在同一端的收發(fā)使用不同的天線，而后者則共用一副天線進行收發(fā)。
[0005]I)研究現(xiàn)狀
北京大學焦秉立教授早在2006年首次提出了同頻同時全雙工(CFDD)概念，此后持續(xù)進行了同頻同時全雙工的研究，且于2013年6月率先實現(xiàn)了同頻同時雙工單小區(qū)試驗演示系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括一個基站和兩個移動終端:基站工作方式為同頻同時全雙工，其覆蓋直徑為100米，終端為TDD模式，其帶寬效率為TDD系統(tǒng)的兩倍。此外，電子科技大學唐友喜教授團隊在2013年I月18日完成了 4G中的同時同頻全雙工(CFDD)技術實驗驗證:在相同的時間及頻率資源條件下，使4G空中接口提高了一倍的頻譜效率，是國內(nèi)第一個4GFFD實驗床測試場景，完成了從理論研究到工程實現(xiàn)的跨越。華為、大唐電信、中國電信北京科學院等企事業(yè)單位也參與了相關研究與技術驗證。
[0006]2010年9月，美國斯坦福大學Sachin Katti等人指出采用天線對消技術并結合自干擾對消技術可以在802.15.4個域網(wǎng)的2.4GHz頻段實現(xiàn)單信道全雙工無線通信(SCFD)，其中采用的干擾對消包括射頻干擾對消和數(shù)字干擾對消兩種干擾對消技術，據(jù)稱可消除多達73dB的泄漏干擾信號，通信距離達到2m左右。2010年底，美國奧斯汀大學的Melissa Duarte的研究表明在2.4GHz頻段范圍,采用天線分離和合理的干擾對消技術組合方案，可以使得近端自干擾衰減高達80dB左右。2011年6月，美國萊斯大學的Melissa和Achaleshwar給出了基于FPGA的單信道全雙工無線通信系統(tǒng)完整的硬件設計電路，同時給出了采用該實驗電路所獲得的關于物理層研究的實驗結果，證實了在2.4GHz頻段范圍內(nèi)，通過發(fā)射天線與接收天線的合理配置和射頻自干擾對消方案，能夠?qū)ο_78dB的自干擾信號，實現(xiàn)單信道全雙工通信的目標。2012年，美國紐約理工大學Μ.E.Knox通過采用基于平衡饋線網(wǎng)絡的環(huán)形器設計在天線端同時取得了多達40-45dB的自干擾抑制和較低的插入損耗，并結合射頻或數(shù)字自干擾對消技術，率先實現(xiàn)了基于單天線的同頻全雙工系統(tǒng)。其他國外科研院所也取得了一定進展。
[0007]2)關鍵技術
同頻全雙工系統(tǒng)需在相同的時間和頻帶發(fā)送與接收信號，這必然會使同一端節(jié)點的發(fā)射信號泄漏并落入接收通道形成對有用接收信號的干擾，我們將這種泄露的發(fā)射信號稱為自干擾信號，該自干擾信號的強度將遠遠大于來自遠端發(fā)射天線的有用接收信號，一般認為將超出60dB-120dB (即信干比在-120dB與_60dB之間)，從而嚴重影響對遠端無線設備發(fā)送信號的接收，導致接收靈敏度降低、通信性能惡化；嚴重情況下，接收通道將被堵塞導致接收功能完全喪失，甚至燒毀接收機前端。因此，研究可實現(xiàn)的自干擾對消技術是實現(xiàn)同頻全雙工無線通信系統(tǒng)的第一步也是最為關鍵的一步。
[0008]總體來說自干擾對消技術可分為三大類:天線(也稱空間)自干擾對消、射頻(也稱模擬電路)自干擾對消、數(shù)字基帶自干擾對消，如圖1所示，為獲取更高的自干擾信號隔離度、更優(yōu)的通信性能，現(xiàn)有全雙工系統(tǒng)一般都綜合采用這3種技術，這不可避免也增加了系統(tǒng)的復雜度。
[0009]①天線(空間)自干擾對消
對于多天線同頻全雙工系統(tǒng)，由于收發(fā)天線分離，則若可使發(fā)射天線的發(fā)射信號盡可能少地落入接收天線，則即可達到一定程度的自干擾消除效果，已有的技術包括:收發(fā)天線分離、采用分布式天線、直接屏蔽自干擾信號、采用鞭式極化天線、配備多發(fā)射或接收天線使得多路自干擾信號之和為零。
[0010]對于單天線同頻全雙工系統(tǒng)，因收發(fā)共用一副天線，因此并不適用上述天線分離辦法，通常采用極化分離(例如振子天線發(fā)射采用垂直極化、接收采用水平極化；面天線發(fā)射采用左圓極化、接收采用右圓極化；反之亦然)，或波束分離(例如相控陣天線分別指派不同的波束用于發(fā)射和接收)，但這都將極大地增加天線的體積和復雜性，且在收發(fā)完全同頻時的隔離效果也很不理想。另外就是采用“雙工器”，通常為所謂的“環(huán)形器”(Cirucator)，分離原理在于利用磁場偏置鐵氧體材料的各向異性特性，使得其電磁波的傳輸只能沿單方向環(huán)行，反方向是隔離的，也即發(fā)送信號只能沿著“Tx —天線”的方向發(fā)射出去，而不能再反向傳輸至接收節(jié)點，如此便可有效隔離發(fā)送信號對接收信號的自干擾，如圖1(c)或圖2所示。但受限于物理電路、工藝實現(xiàn)、阻抗難匹配等因素，環(huán)形器的隔離度并不會太高。另外，環(huán)形器也可使用所謂的“定向耦合器”來實現(xiàn)。
[0011]值得注意的是，天線技術對自干擾的隔離度與其插入損耗成正比，雖然已有成果在極端情況下可取得對自干擾信號高達50-60dB的抑制，但它對發(fā)射信號和對有用接收信號的損失也更多，且高隔離度的獲取通常需同時結合上述幾種天線分離技術或在環(huán)形器的基礎上搭建平衡饋線網(wǎng)絡等，這也使得全雙工系統(tǒng)的天線環(huán)節(jié)變得較為復雜。綜合考慮，
我們一般認為現(xiàn)有天線域技術可將自干擾信號的強度降低20_40dB。[0012]②射頻(模擬電路)自干擾對消
射頻自干擾對消技術是利用泄露自干擾信號的先驗知識，在發(fā)射環(huán)節(jié)預先保留一份發(fā)射信號的副本，然后在接收環(huán)節(jié)向總的模擬接收信號(包括自干擾信號與期望接收信號)中減去該參考抵消信號，并不斷調(diào)整該參考抵消信號的衰減和相位，使其與接收到的自干擾信號一致，從而求得較理想的對消自干擾信號，圖3給出了射頻對消的典型結構。
[0013]現(xiàn)有的射頻自干擾對消方法可細分以下幾種:
a)基于RF發(fā)射鏈路的自干擾對消(又稱平行無線鏈路對消):它在發(fā)射機數(shù)字基帶電路產(chǎn)生基準信號并上變頻，通過估計從發(fā)端上變頻后到接收端下變頻前的射頻自干擾信道來重建自干擾抵消信號。
[0014]b)基于相位抵消原理的射頻自干擾對消:指通過兩條或多條路徑來發(fā)射信號，信號碰撞后處于相加增強或相減對消模式來加強信號或者削弱信號。
[0015]c)基于矢量調(diào)制原理的射頻自干擾對消:一般將輸入信號被分成相差90°的同相分量與正交分量，同相分量與正交分量分別使用單獨的變量放大器來進行尺度變換，然后對矢量調(diào)制器不斷調(diào)整輸入信號的幅度與相位，以合成干擾對消基準信號所需的幅度與相位。
[0016]d)基于信號反轉原理的射頻自干擾對消:研究發(fā)現(xiàn)任何設備若通過調(diào)整相位來產(chǎn)生對消信號，都會遭遇帶寬限制，從而限制了自干擾對消量。為打破這一限制則需對信號進行完全反轉，即產(chǎn)生的對消信號在任何瞬間都應與干擾信號完全相反。使用平衡-不平衡轉換器(BALUN)可獲得與發(fā)射信號的完全相反值,從而可有力消除自干擾信號。
[0017]一般而言，射頻對消技術相對天線技術可獲得更高自干擾對消量，在30_50dB之間，但也其不如意之處:對基于RF發(fā)射鏈路的自干擾對消，它需要對該模擬自干擾信道進行準確的估計并實時跟蹤，算法復雜度高；對于后3種方法，則需嚴格控制重建的兩路自干擾抵消信號的幅度和相位，以使它們可以互相抵消或疊加后與期望干擾信號一致，這不僅需要對相位和幅度進行實時的不斷調(diào)整，且由于自干擾信道的時變性，往往很難達到兩者的完全合一；另外，它僅對在經(jīng)天線對消后殘留的直接路徑自干擾信號更為有效，而對依賴于外部時變環(huán)境的反射路徑自干擾信號的對消效果則并不明顯。
[0018]③數(shù)字基帶自干擾對消技術
它發(fā)生在數(shù)字基帶，即在接收信號通過模數(shù)轉換器(ADC)數(shù)字化之后進行，由圖1可知，數(shù)字干擾對消是整個自干擾對消系統(tǒng)的最后一步。它的典型做法是:接收機首先解碼干擾數(shù)據(jù)包，然后重新對其調(diào)制，將調(diào)制后的信號從原始的接收碰撞信號中減去，對于同頻全雙工系統(tǒng)，發(fā)射信號對于接收節(jié)點是已知的，因此可省略解碼干擾數(shù)據(jù)包這一步驟。該方法的關鍵問題是如何估計發(fā)射與接收信號間的延遲與相移，達到抵消信號與干擾信號的匹配，現(xiàn)有的方案是通過原始信號與輸入信號的相關操作來獲取干擾對消所需要的延遲與相移參數(shù)。
[0019]但是，這種數(shù)字自干擾對消技術只完成了約10_20dB的消除量，效果非常不理想，原因在于沒有考慮自干擾信道的時變影響，這就要求現(xiàn)有許多數(shù)字基帶對消技術需進行信道估計并自適應跟蹤信道變化，比如采用LLMS，NLMS和RLS算法等自適應濾波方法；另外，許多數(shù)字基帶對消技術在實施時并未全面考慮從發(fā)射通道調(diào)制器輸出端起始到接收通道ADC間所有電路環(huán)節(jié)的非理想情況，比如量化噪聲、振蕩器的相位噪聲、HPA和LNA的非線性失真等因素，而這是為實現(xiàn)更精確的自干擾信號對消必須考慮的。
[0020]另外，將該接收到的模擬信號數(shù)字化后才可使用數(shù)字基帶自干擾對消技術。而此時數(shù)字化最大的問題就是自干擾信號與接收的有用信號相比功率相差太大，模數(shù)變換時勢必會因ADC的分辨率低或動態(tài)范圍不夠而無法獲取接收信號中的有用信號，導致接收信號中有用信號在量化過程中丟失。這樣即便采用數(shù)字基帶自干擾對消技術使得自干擾信號減少到或低于噪聲基底水平，也無法獲取任何關于期望的有用接收信號的信息。現(xiàn)有同頻全雙工系統(tǒng)都必須首先“捆綁”采取天線與射頻自干擾對消技術，以使自干擾信號降低到能滿足期望信號能夠被ADC分辨的程度。以802.1lffiFi系統(tǒng)為例，使用最常見的12位ADC，經(jīng)分析必須保證自干擾信號的發(fā)送功率至少降低40dB，才可確保接收機不被自干擾信號完全侵占；而萬一前端對自干擾信號的抑制度不夠高，或泄漏的自干擾信號的瞬時強度仍過大，則必須再提高ADC的量化位數(shù)，這不可避免會增加系統(tǒng)成本與數(shù)字基帶對消時的系統(tǒng)開銷與運算復雜度。
[0021]3)不足與改進
綜合來看，現(xiàn)有同頻全雙工系統(tǒng)一般需綜合采用天線、射頻和數(shù)字基帶3種自干擾對消技術才可獲得對強自干擾信號較理想的隔離度，這首先就會增加系統(tǒng)的結構復雜度，且這3種自干擾技術的結合難免會影響到原各自分離使用時的效果，又應額外考慮并協(xié)調(diào)處理相互間的影響；而無論是射頻或是數(shù)字基帶技術，都將涉及到對重建信號的相位和幅度進行實時的不斷的調(diào)整，或?qū)ψ愿蓴_信道進行初始估計和實時跟蹤的處理過程，這又將增加系統(tǒng)復雜度；更進一步的，數(shù)字基帶自干擾對消技術對ADC動態(tài)范圍的要求提高了對天線和射頻對消技術的依賴程度，并有可能要求增加ADC的量化位數(shù)或分辨率，這不利于系統(tǒng)的靈活性與成本降低。所有這些現(xiàn)有技術的不足，都啟示著后續(xù)的改進方向。
[0022]2.共信道全雙工系統(tǒng)
正如上文所述，現(xiàn)有同頻全雙工系統(tǒng)按多天線或天線分離型同頻全雙工系統(tǒng)和單天線或天線共享型同頻全雙工系統(tǒng)，其結構示意繪于圖1，其中圖1(a)和圖1(b)為多天線同頻全雙工系統(tǒng)，前者類似于MIMO系統(tǒng)，后者則同一端通信節(jié)點的收發(fā)各只使用一副天線；圖1(c)則為單天線同頻全雙工系統(tǒng)。
[0023]這兩種同頻全雙工系統(tǒng)在自干擾對消技術雖然大都互通共享，但它們在天線端的區(qū)別也使得各自的對消技術存在一定差異，例如圖3展示的射頻對消的典型結構，對于單天線全雙工系統(tǒng)而言，則可認為其中的“發(fā)射天線”和“接收天線”為圖2中與環(huán)形器相連的“發(fā)射節(jié)點”與“接收節(jié)點”，這就使得后者無需使用收發(fā)天線分離、采用分布式天線、直接屏蔽自干擾信號、采用鞭式極化天線等在多天線同頻全雙工系統(tǒng)中復雜多樣的天線對消技術，而只需使用較為普遍的環(huán)形器或定向耦合器就可有效地進行收發(fā)隔離。更為重要的，多天線同頻全雙工系統(tǒng)由于同一端的收發(fā)天線相互分離，在物理空間上是各自獨立的，它們之間存在瞬息萬變的無線傳播空間，而單天線同頻全雙工系統(tǒng)的收發(fā)節(jié)點通過固定的物理器件連接，因此前者在對自干擾信道的估計上更為困難，也必須進行實時跟蹤才有可能進行準確的自干擾信號對消，而后者的時變性則微弱得多，完全有可能進行精確的自干擾信道估計并無需或僅需定時更新。這些特點使得后者在實際應用中十分廣泛。
[0024]本發(fā)明針對的重點即在單天線同頻全雙工系統(tǒng)，更進一步的，不僅允許該雙工系統(tǒng)的上下行信號處于同一頻段，同一端通信節(jié)點的收發(fā)共用一副天線，還允許上下行兩端的天線具有相同的極化方向、一致的方向圖和相同的波束，以最大程度地降低天線的尺寸和復雜度。因此，本申請書將這種允許同頻點、同天線、同極化、同波束、同時間、全雙工的最簡單、最自由的系統(tǒng)定義為“共信道全雙工系統(tǒng)”，這正是本發(fā)明的研究對象和實用性所在。
[0025]3.MPPSK 傳輸體制
I)MPPSK 調(diào)制
我們曾發(fā)明一種保留載波的信號調(diào)制方法，稱之為擴展的二元相移鍵控(EBPSK:Extended Binary Phase Shift Keying,見“一種統(tǒng)一的二元正交偏移鍵控調(diào)制和解調(diào)方法”，發(fā)明專利號:ZL200710025203.6)，其信號功率譜表現(xiàn)出高載波和低邊帶的鮮明特點，但傳輸碼率還不夠高，且功率譜中仍含有較高的離散線譜；而將EBPSK調(diào)制拓展到多進制，可得到更高的傳輸碼率并降低甚至徹底消除線譜，即利用多元信息符號鍵控正弦載波的不同相位跳變位置，又得到一種多元位置的相移鍵控(MPPSK:M_ary Phase Position Keying)調(diào)制(見“多元位置相移鍵控調(diào)制和解調(diào)方法”，發(fā)明專利號:ZL200710025202.1)，其表達式如下:其在一個碼元周期
[0，t = Α?ζ]的表達式如下:
【權利要求】
1.一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，包括對稱的近端通信節(jié)點(I)和遠端通信節(jié)點(2)，任意一端通信節(jié)點的發(fā)射端和接收端共用一副天線(3)，所述天線(3)的射頻端對收發(fā)信號通過一隔離器(4)進行隔離，其特征在于:所述的任意一端的通信節(jié)點還包括有一 MPPSK調(diào)制器和一數(shù)字基帶自干擾對消模塊； 所述數(shù)字基帶自干擾對消模塊主要包括下變頻器、沖擊濾波器、窄帶帶通濾波器、帶通濾波器、模數(shù)轉換器(ADC)和自干擾信道估計器； 首先，接收的MPPSK混疊信號經(jīng)過所述下變頻器變頻后分成兩路，一路進入所述沖擊濾波器，另一路進入所述窄帶帶通濾波器，將兩路輸出波形相乘后依次經(jīng)所述帶通濾波和所述模數(shù)轉換器(ADC)輸出；然后，所述自干擾信道估計器以在正式通信前對起于發(fā)端的所述MPPSK調(diào)制器的輸出端、止于收端的所述模數(shù)轉換器間的全部自干擾通路的初始信道估計結果重建自干擾信號，所述的模數(shù)轉換器(ADC)輸出與所述自干擾信號完成數(shù)字干擾對消。
2.根據(jù)權利要求1所述的一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，其特征在于:所述的任意一端的通信節(jié)點還包括一數(shù)模轉換器(DAC)，所述自干擾信道估計器以在正式通信前對起于發(fā)端的所述數(shù)模轉換器(DAC)的輸出端、止于收端的所述模數(shù)轉換器(ADC)間的全部自干擾通路的初始信道估計結果重建自干擾信號，所述的模數(shù)轉換器(ADC)輸出與所述自干擾信號完成數(shù)字干擾對消。
3.根據(jù)權利要求2所述的一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，其特征在于:所述的任意一端的通信節(jié)點還包括上變頻器、高功率放大器(ΗΡΑ)、低噪聲放大器(LNA)、相關解調(diào)器； 所述調(diào)制解調(diào)器一路連接所述數(shù)模轉換器(DAC)，另一路連接所述自干擾信道估計器，所述數(shù)模轉換器連接所述上變頻器，所述上變頻器連接所述高功率放大器(ΗΡΑ)，所述高功率放大器(HPA)通過所述隔離器(4)連接所述天線(3)，所述天線(3)通過所述隔離器(4)連接所述低噪聲放大器(LNA)，所述低噪聲放大器(LNA)連接所述下變頻器，所述下變頻器分成兩路，一路連接所述沖擊濾波器另一路連接所述窄帶帶通濾波器，兩路輸出波形相乘后連接所述帶通濾波器，所述帶通濾波器連接所述模數(shù)轉換器(ADC)，所述自干擾信道估計器的輸出與所述模數(shù)轉換器(ADC)輸出對消后連接所述相關解調(diào)器。
4.根據(jù)權利要求1或2或3所述的一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，其特征在于:所述窄帶帶通濾波器為通帶極窄的點頻濾波器，所述點頻濾波器的中心頻率為接收信號的載頻龍，其3dB帶寬應控制在龍的至少數(shù)量級，且左右過渡帶的帶寬應不高于fc的IITj1數(shù)量級，從而從所述MPPSK接收信號提取出本地相干載波。
5.根據(jù)權利要求1或2或3所述的一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，其特征在于:所述帶職波器的左截止_大于零頻，通帶獅體為式中Ij為接收信號的碼元速率。
【文檔編號】H04L5/14GK103957182SQ201410214289
【公開日】2014年7月30日 申請日期:2014年5月21日 優(yōu)先權日:2014年5月21日
【發(fā)明者】王繼武, 吳樂南, 盧從慧 申請人:蘇州東奇信息科技股份有限公司