本發(fā)明涉及MEMS電容式傳感器，例如用作麥克風(fēng)。

背景技術(shù)：
電容式麥克風(fēng)由兩個(gè)振膜組成：由聲壓激勵(lì)的振膜和穿孔膜，所述穿孔膜形成反電極(“背板”)，所述反電極不會(huì)響應(yīng)于聲壓移動(dòng)，因?yàn)樗龃┛资蛊涫锹晫W(xué)透明的。所述穿孔允許所述第一振膜移動(dòng)，而在振膜與背板之間的體積中沒有壓力增大。圖1示出了(MEMS)電容式麥克風(fēng)的頂視圖和截面圖。硅襯底1具有開孔，所述開孔使所述可移動(dòng)振膜3對聲壓靈敏的部分外露。在(可選的)絕緣體2的上方形成可移動(dòng)振膜。在另一個(gè)絕緣體4上方懸置背板5(固定膜)并且用規(guī)則圖案的孔穿孔所述背板。電極連接6、7連接至兩個(gè)振膜并且用于測量電容。由于低的機(jī)械損耗、良好控制的工藝過程以及優(yōu)化的設(shè)計(jì)，電容式傳感器的固有噪聲可以是相當(dāng)小的，使得所述讀出電路系統(tǒng)(典型地CMOS電路系統(tǒng))支配所述噪聲。仍然存在的一個(gè)問題是在恒定電荷偏置結(jié)構(gòu)下大多數(shù)MEMS設(shè)備的小靈敏度。由于低的功耗和所述MEMS傳感器的穩(wěn)定操作點(diǎn)，這種偏置結(jié)構(gòu)被典型地用于MEMS麥克風(fēng)。如果所述MEMS信號較強(qiáng)，那么所述CMOS讀出電路系統(tǒng)的噪聲變得不那么重要。然而，這只有在高電壓下或者接近所述傳感器的不穩(wěn)定吸附(pull-in)點(diǎn)才是可能的。所述靈敏度在這個(gè)不穩(wěn)定吸附點(diǎn)是最高的。事實(shí)上，所述靈敏度在所述直流限制中變得無窮大。然后所述CMOS輸入級的噪聲變得不那么重要。如果反饋帶寬遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于所述諧振頻率，那么快速反饋控制系統(tǒng)可以在任意點(diǎn)下穩(wěn)定所述MEMS傳感器的可移動(dòng)部分，包括所述不穩(wěn)定點(diǎn)。WO2006/040403公開了一種用于MEMS傳感器的反饋系統(tǒng)，所述傳 感器工作接近所述吸附點(diǎn)。圖2示出了WO2006/040403所述的反饋電路。所述電路包括電容式電橋104、105、106、107，包括傳感器電容105。經(jīng)由反饋回路和偏置電阻器103調(diào)制所述電容式電橋，使得它處在恒定的操作點(diǎn)。利用電容器107，可以設(shè)置所述操作點(diǎn)，使得所述振膜位置處在吸附點(diǎn)。所述反饋偏置信號是所述讀出信號。它仍然是非線性的，因?yàn)樗隽?電壓關(guān)系是二次函數(shù)，但是所述信號對于小信號是相當(dāng)線性的。所述電路具有調(diào)節(jié)器101，所述調(diào)節(jié)器饋給運(yùn)算放大器102。所述調(diào)節(jié)器101具有直流輸入，所述直流輸入由相位靈敏檢測器101供應(yīng)，所述檢測器利用相位混合器110將所述電橋傳感器信號(由放大器108、109放大)與參考交流信號進(jìn)行比較。在WO2006/040403中詳細(xì)描述了所述電路的操作。在理想情況下，所述傳感器的增益在所述不穩(wěn)定點(diǎn)變得無窮大。然后總的靈敏度只由所述反饋回路設(shè)置。由于所述低噪聲傳感器的高增益，所述回路的噪聲變得無關(guān)緊要。數(shù)字∑-Δ(Sigma-Delta)反饋回路也被稱作MEMS傳感器。然而已知的反饋回路具有一些缺點(diǎn)：-會(huì)造成比直流讀出更高的功率消耗。即使在所述吸附不穩(wěn)定點(diǎn)所述靈敏度(或者傳感器增益)不是無窮大的，因?yàn)樗鲑|(zhì)量體用作動(dòng)態(tài)彈簧常數(shù)。這導(dǎo)致傳遞函數(shù)的頻率依賴性。-所述反饋回路會(huì)變得不穩(wěn)定。例如在大的麥克風(fēng)振膜中，存在高階模式。如果它們由強(qiáng)的聲學(xué)信號激勵(lì)，那么假如所述反饋回路可以抑制振蕩的話它會(huì)是有問題的，因?yàn)樗辉O(shè)計(jì)用于基本撓曲模式。-所述最佳偏置點(diǎn)可以漂移，例如由于溫度或者老化。它也可以隨所述反饋偏置電壓動(dòng)態(tài)地移動(dòng)，因?yàn)樗鲮o電彈簧軟化依賴于偏置電壓。圖2的反饋回路只保持所述電容恒定，即所述機(jī)械彈簧恒定而非所述偏置電壓。所述聲壓可以影響所述機(jī)械性能。所述靜電壓力和所述聲壓具有不同的曲線，使得即使保持所述電容或者所述平均撓曲恒定，所述振膜將有效地變形。因此，所述最佳點(diǎn)將響應(yīng)于較大的輸入信號而偏移。-不會(huì)對工藝擴(kuò)展(processspread)進(jìn)行補(bǔ)償。這需要在測試或者自校準(zhǔn)期間的調(diào)諧。因此，存在對于諸如麥克風(fēng)之類的MEMS電容式傳感器以及其他壓力傳感器、加速計(jì)、陀螺儀等的更好信噪比。由于低的機(jī)械損耗、良好控制的工藝過程以及優(yōu)化的設(shè)計(jì)，電容式傳感器的固有噪聲可以是相當(dāng)小的，使得所述CMOS讀出支配所述噪聲。由于其小的尺寸，MEMS電容式傳感器具有小的電容。這意味著所述讀出電路的輸入級需要低電容。不幸的是，當(dāng)所述輸入電容變小時(shí)，CMOS讀出電路的輸入噪聲增加。新技術(shù)沒有顯著地改善這種CMOS噪聲。諸如雙極JFET裝置的可選項(xiàng)和冷卻在成本或者功率方面是更昂貴的。WO2010/033078公開了一種基于電容式MEMS傳感器的MEMSAC/DC轉(zhuǎn)換器。在操作之前手動(dòng)地設(shè)置工作點(diǎn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：
根據(jù)本發(fā)明，提供了如獨(dú)立權(quán)利要求所述的電路和方法。在一個(gè)方面中，本發(fā)明提供了一種傳感器電路，包括：交流信號源，用于產(chǎn)生偏置信號；放大器；傳感器，具有對待測物理特性靈敏的阻抗，所述傳感器耦合在所述信號源與所述放大器之間；連接至所述傳感器的可調(diào)阻抗元件；所述放大器周圍的反饋回路結(jié)構(gòu)，用于控制施加至所述傳感器元件的偏置，其中所述反饋回路結(jié)構(gòu)包括：第一反饋控制路徑，用于將偏置等級設(shè)置為參考偏置等級；以及第二反饋控制路徑，用于設(shè)置所述參考偏置等級，其中所述第一反饋控制比所述第二反饋控制更快。本發(fā)明提供了一種傳感器的讀出電路，其中反饋回路將所述傳感器偏置成所需的操作點(diǎn)，諸如所述最大可能靈敏度，而沒有對于具有恒定電荷的常規(guī)讀出是已知的不穩(wěn)定傳感器位置的問題。還利用反饋控制改變所述參考偏置，所述電路所受控于所述偏置，但是具有比所述主偏置 控制反饋回路更慢的響應(yīng)。因此，第一反饋控制控制偏置點(diǎn)以匹配參考偏置點(diǎn)，例如通過限制所述傳感器阻抗來匹配參考阻抗(諸如電容)，而第二反饋控制改變所述參考偏置點(diǎn)，例如通過改變所述參考阻抗。這樣，自適應(yīng)偏置可以在全音頻頻率范圍內(nèi)反應(yīng)，使得風(fēng)噪和其他源不會(huì)降低所述傳感器的靈敏度(de-sensitize)。在一種結(jié)構(gòu)中，所述交流信號源是用于產(chǎn)生第一偏置信號的第一交流信號源，以及所述電路還包括：第二交流信號源，用于產(chǎn)生第二偏置信號，所述第二偏置信號具有與所述第一偏置信號相反的相位；其中所述放大器具有第一和第二輸入；其中將所述傳感器耦合在所述第一和第二信號源之一與所述放大器的第一輸入之間；其中將所述可調(diào)元件耦合在所述第一和第二信號源中的另一個(gè)與所述放大器的第一輸入之間。這種結(jié)構(gòu)意味著所述偏置信號的交流分量會(huì)被抵消并且不被所述放大器放大。所述第一輸入可以包括所述放大器的反相輸入(invertinginput)以及所述第一反饋控制路徑可以包括反饋?zhàn)杩?，所述反饋?zhàn)杩箯乃龇糯笃鞯妮敵鲋了龇糯笃鞯姆聪噍斎?。這調(diào)節(jié)了所述傳感器的偏置，直至所述傳感器阻抗匹配所述可調(diào)元件阻抗為止。所述放大器可以包括差分放大器，所述差分放大器具有反相和非反相輸入以及一對差分輸出，其中將第二阻抗元件耦合在所述第一和第二信號源之一與所述放大器的第二輸入之間，以及將第三阻抗元件耦合在所述第一和第二信號源的另一個(gè)與所述放大器的第二輸入之間。這定義了差分實(shí)施方法。所述第一反饋控制路徑可以包括：第一反饋?zhàn)杩?，所述第一阻抗從所述差分輸出之一至所述放大器的反相輸入；以及第二反饋?zhàn)杩?，所述第二反饋?zhàn)杩箯乃霾罘州敵龅牧硪粋€(gè)至所述放大器的非反相輸入。所述可調(diào)元件可以包括可調(diào)電容器。這適用于傳感器提供可變電容 的傳感器，諸如麥克風(fēng)。所述可調(diào)元件可以替代地包括連接至?xí)r鐘驅(qū)動(dòng)器的電容器，所述時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器具有可調(diào)相位和/或振幅。所述時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器和所述固定電容器可以一起被視為實(shí)現(xiàn)可調(diào)電容器功能。所述第二反饋控制路徑可以提供所述可調(diào)元件的控制信號。因此，所述可調(diào)元件的控制提供所述偏置點(diǎn)的較慢調(diào)節(jié)。這可以跟蹤所述傳感器的最大靈敏點(diǎn)，從而實(shí)現(xiàn)了臨界點(diǎn)跟蹤功能。所述第二反饋控制路徑可以包括模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器和數(shù)字信號處理結(jié)構(gòu)，用于產(chǎn)生調(diào)諧信號。在另一個(gè)方面中，本發(fā)明提供一種校準(zhǔn)傳感器電路的方法，所述電路包括用于產(chǎn)生偏置信號的交流信號源、放大器、傳感器和連接至所述傳感器的可調(diào)元件，所述傳感器具有對待測物理特性靈敏的阻抗，將所述傳感器耦合在所述信號源與所述放大器之間，其中所述方法包括：利用第一反饋控制路徑和第二反饋控制路徑控制施加至所述傳感器元件的偏置，所述第一反饋控制路徑用于將偏置等級設(shè)置為參考偏置等級，所述第二反饋控制路徑用于設(shè)置所述參考偏置等級，其中所述第一反饋控制比所述第二反饋控制更快。附圖說明現(xiàn)在將參考附圖描述本發(fā)明的示例，其中：圖1示出了一種已知的麥克風(fēng)設(shè)計(jì)；圖2示出了一種已知的用于控制電容式MEMS傳感器的反饋電路；圖3示出了MEMS電容式傳感器的靈敏度如何隨偏置點(diǎn)變化；圖4示出了用于控制電容式MEMS傳感器的控制電路的第二示例，所述電路是差分的；圖5示出了用于控制電容式MEMS傳感器的控制電路的第三示例，所述電路是差分的；圖6示出了如何實(shí)現(xiàn)所述可變電容器；圖7示出了可用于調(diào)諧所述傳感器偏置的頻率；圖8示出了本發(fā)明所述控制電路的第一示例，用于控制電容式MEMS 傳感器，并且所述電路是差分的；圖9示出了本發(fā)明所述控制電路的第二示例，用于控制電容式MEMS傳感器，并且所述電路是單端的；圖10示出了本發(fā)明所述控制電路的第三示例，用于控制電容式MEMS傳感器，并且所述電路是差分的。具體實(shí)施方式本發(fā)明提供了一種傳感器電路，利用交流信號源用于產(chǎn)生偏置信號。傳感器具有對待測物理特性靈敏的阻抗，耦合在所述信號源與放大器之間。所述放大器周圍的反饋回路結(jié)構(gòu)控制施加至所述傳感器元件的偏置，其中所述反饋回路結(jié)構(gòu)包括：第一反饋控制路徑，用于將偏置等級設(shè)置為參考偏置等級，以及第二反饋控制路徑，用于設(shè)置所述參考偏置等級，其中所述第一反饋控制比所述第二反饋控制更快。這種兩級反饋系統(tǒng)使得能夠快速地將所述偏置點(diǎn)設(shè)置為參考值，以便提供穩(wěn)定的操作，而且能夠調(diào)節(jié)所述參考點(diǎn)，使得所述參考點(diǎn)例如可以更接近穩(wěn)定性的極限。通過增加傳感器的機(jī)電增益來降低所述噪聲等級。這通過偏置接近所述最佳偏置電壓來實(shí)現(xiàn)，對應(yīng)于所述不穩(wěn)定吸附點(diǎn)。應(yīng)當(dāng)注意，偏置接近靜態(tài)最佳偏置的方法從WO2006/040403在概念上是已知的。圖3示出了所述電容作為偏置電壓的函數(shù)。所述曲線的支路201代表可以偏置所述傳感器的點(diǎn)。所述不穩(wěn)定支路202只能通過反饋穩(wěn)定來實(shí)現(xiàn)。可以從所述電容作為偏置電壓函數(shù)的導(dǎo)數(shù)204估算所述靈敏度。所述偏置電壓施加靜電壓力，類似于機(jī)械壓力。因此，響應(yīng)于電壓的電容變化類似于作為機(jī)械壓力函數(shù)的電容變化。所述靈敏度在所述不穩(wěn)定點(diǎn)203變成最大。可以采用如圖2所示的反饋回路在所述對應(yīng)的電容下穩(wěn)定所述傳感器。數(shù)字反饋回路，取代圖2所示的模擬回路，對于直接的模數(shù)轉(zhuǎn)換是 有利的。例如，放大器109可以由比較器取代以及相位混合器110可以由時(shí)鐘控制鎖存器(clockedlatch)取代。可以將其輸出發(fā)送至鑒頻器(discriminator)作為直接的數(shù)字信號?？梢允÷运瞿M和連續(xù)的調(diào)節(jié)器以及放大器101和102，節(jié)約了功率。可以由開關(guān)式電容器數(shù)字地實(shí)現(xiàn)所述偏置電阻器103。那么其有效電阻也是數(shù)字可控的。本發(fā)明提供了改進(jìn)的反饋回路，用于控制電容式MEMS傳感器的電容。可以數(shù)字地實(shí)現(xiàn)所述反饋回路。在圖4中以完全差分反饋電路的形式示出了由本申請人所建議的電路的一個(gè)示例。這利用了差分放大器501，所述放大器具有反相和非反相輸入以及差分輸出。所述傳感器電容器C1由參考電容器C2補(bǔ)償。將它們連接至所述放大器501的一個(gè)輸入(所述反相輸入)。傳感器電容器C1由第一交流信號驅(qū)動(dòng)，以及所述參考電容器C2由相反相位的第二交流信號驅(qū)動(dòng)。如果兩個(gè)電容器具有相同的數(shù)值，那么在所述比較器501的反相輸入處的交流電壓為0。所述參考電容器可被視為所述傳感器電容器的復(fù)制。在所述交流調(diào)制頻率下，所述參考電容器C2的電容應(yīng)當(dāng)盡可能接近所述傳感器C1的標(biāo)稱阻抗。因?yàn)樗鼋涣餍盘柕恼穹窍嗤?，并且所述電容C2盡可能接近C1的標(biāo)稱阻抗，而所述信號源處是相位相反的，所以通過所述兩個(gè)電容的載波電流處在相反相位并且通過所述反饋路徑的所述載波電流抵消。這意味著可以將在所述放大器輸出處的電壓凈空(voltageheadroom)全部用于所述已調(diào)制信號，并且不對所述傳感器信號的交流分量進(jìn)行放大。盡管這種描述主要涉及諸如麥克風(fēng)的電容式傳感器，但是所述傳感器和所述參考設(shè)備可以是電阻式、電容式、電感式或者在適當(dāng)情況下其開關(guān)式電容器的等效。第一反饋電容器C5是從所述放大器的非反相輸出至所述負(fù)輸入以及第二反饋電容器C6是從所述放大器的反相輸出至所述正輸入。將第一反饋電阻器R1也連接至所述反相輸入并且將第二反饋電阻器R2連接至所述非反相輸入。施加至所述反饋電阻器的電壓提供所述偏置點(diǎn)控制。兩個(gè)相反相位調(diào)制信號的每一個(gè)均通過各自的阻抗連接至兩個(gè)放大器輸入，再次表示為電容。一個(gè)信號通過兩個(gè)阻抗C1、C二4連接至所述兩個(gè)放大器端子，以及另一個(gè)返回信號通過另外兩個(gè)阻抗C2、C3連接至所述兩個(gè)放大器端子。可以只存在一個(gè)傳感器C1(如圖所示)并且所述其他阻抗都是參考設(shè)備，或者可以存在多個(gè)傳感器。這形成了完全差分實(shí)施方法，其優(yōu)勢在于：由于所述全差分結(jié)構(gòu)，來自所述時(shí)鐘源(clocksupply)的任何噪聲/干擾是共模的。在所述放大器的輸出處提供解調(diào)器502(模擬的或者數(shù)字的)，并且例如所述解調(diào)器將所述差分輸出轉(zhuǎn)換為用于隨后信號處理的基帶。濾波器或者放大器503實(shí)施反饋控制并且產(chǎn)生施加至所述反饋電阻器R1、R2的信號。在每一個(gè)輸入處的兩個(gè)電容是近似相等的，即C1＝C2并且C3＝C4(盡管C1當(dāng)然是可變的)，并且優(yōu)選地C1＝C2≈C3＝C4。所述反饋電容器C5、C6可以是相等的?？赡懿恍枰鼈?，并且它們比所述傳感器和參考電容器小得多。在圖4中示出了相對于所述機(jī)械諧振頻率和所述時(shí)鐘頻率的所需元件值。經(jīng)由所述反饋電阻器R1和R2施加所述直流偏置。對于全數(shù)字化版本，R1和R2可以均由開關(guān)式電容器替代。這種電路具有直流偏置反饋回路，并且具有差分驅(qū)動(dòng)的所述交流電壓偏置導(dǎo)致低的交流共模。此外，圖4所示的所述放大器電路具有完全差分交流信號路徑，有利于噪聲抑制。因此，所述時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器可以在恒定的振幅下工作。代替將所述反饋回路中的直流偏置電壓增加至所述傳感器，可以利用所述傳感器的二次力-電壓依賴性來內(nèi)部地整流所述交流力。然后，所述交流振幅變成所述傳感器的有效直流力偏置，盡管在所述傳感器上的平均直流電壓為0。在圖5中示出了這種原理。圖5不同于圖4在于所述反饋電阻器R1和R2不受控于所述反饋偏置控制。它們與所述反饋電容器是并聯(lián)的，使得每一個(gè)電阻器和電容器對R1、C5和R2、C6在所述放大器的輸出與各自的輸入之間形成了反饋 電感。所述偏置控制替代地控制所述交流時(shí)鐘信號的振幅。因此，代替調(diào)節(jié)所述傳感器上的直流電壓，對所述交流振幅進(jìn)行調(diào)節(jié)。其優(yōu)勢在于，可以針對固定的輸入直流偏置電壓倆優(yōu)化所述放大器?？梢栽谒鰹V波器503的輸出(out2)處獲得所述輸出電壓(例如音頻信號)，用作所述反饋信號，或者它可以包括單獨(dú)的輸出(out)，可以允許在所述濾波器或者放大器503中額外的信號整形和放大。再次，所述反饋回路可以是模擬的或者數(shù)字的。這種電路使得能夠利用已驗(yàn)證的交流偏置放大器。上述三種電路都調(diào)節(jié)所述傳感器偏置使得C1匹配C2。因此，所述偏置控制將所述電容設(shè)置為所需的設(shè)定值，所述值是以先前定義的固定最佳值的形式。所述偏置控制可以被視為一種反饋控制路徑。這種反饋控制路徑包括所述濾波器或者放大器503及其控制的所述偏置元件(如圖4所示電阻器R1、R2)或者所述時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器，如果它是受控的(如圖5)。所述第一反饋控制路徑還可以被視為包括在所述放大器輸出與輸入之間的反饋元件(如圖4所示的C5和C6，或者如圖5所示的C5、C6、R1和R2)。然而，將所述傳感器偏置為固定的電容沒有給出在所有操作條件下的最佳操作點(diǎn)。生產(chǎn)展寬可能也需要補(bǔ)償。本發(fā)明所述方法旨在跟蹤所述最佳偏置點(diǎn)，以及因此提供這個(gè)操作點(diǎn)的調(diào)諧?？梢栽诓僮髦皥?zhí)行所述操作點(diǎn)的調(diào)諧?？梢杂赏獠繙y試儀器完成所述最佳點(diǎn)的檢測，所述儀器提供傳感器激勵(lì)，例如聲音信號，然后檢測所述輸出信號。可以通過以下方式調(diào)諧所述操作點(diǎn)：1、調(diào)諧C2(或者圖5和圖6所示的C3或C4)；2、調(diào)諧所述交流驅(qū)動(dòng)器電壓的對稱性；3、調(diào)諧圖4所示比較器中的電壓偏移。圖6示出了如何通過開關(guān)使能電容器改變C2數(shù)值的一個(gè)示例。如圖所示，可以將電容器C2實(shí)現(xiàn)為并聯(lián)的電容器組(bank)700，并且可 以將已選擇的電容器切換到受控于控制器701的電路中。代替利用許多開關(guān)用于所述電容的精細(xì)控制，所述開關(guān)可以處于較大的步長，但是針對一小部分時(shí)間(例如利用抖動(dòng)控制或者脈沖寬度控制)。可以以類似的方式實(shí)現(xiàn)所述交流驅(qū)動(dòng)器電壓的不對稱性的調(diào)諧。例如，可以利用開關(guān)電容器切換開關(guān)C1和C2上的小電荷實(shí)現(xiàn)所述振幅的調(diào)諧。例如可以將單個(gè)時(shí)鐘周期分成256個(gè)開關(guān)周期。從而可以在256個(gè)步驟中控制所述振幅。此外，不需要能夠掃描全部電容范圍，而只是期望的最佳電容附近的小范圍。替代地，可以經(jīng)由線性調(diào)節(jié)器或者通過電荷泵的電源電壓控制所述交流振幅。所述最佳偏置點(diǎn)自動(dòng)控制的優(yōu)勢在于諸如風(fēng)噪之列的強(qiáng)聲學(xué)信號在其他頻率下不會(huì)使所述麥克風(fēng)不靈敏(至少如果所述數(shù)字部分可以處理所述動(dòng)態(tài)范圍)。直接的數(shù)字讀出能夠具有改善的線性和動(dòng)態(tài)范圍。可以通過利用在所述振膜或者背板的諧振頻率以下或者附近的頻率改變所述參考偏置點(diǎn)來實(shí)現(xiàn)所述跟蹤。圖7示出了用于各種控制回路信號的頻率范圍。所述聲音信號80占用第一頻帶以及所述(快速)反饋回路工作在第二頻帶82下。所述區(qū)域84示出了用于探測所述最佳偏置點(diǎn)的潛在頻率范圍。單獨(dú)示出的傳感器響應(yīng)是所述傳感器的固有響應(yīng)并且不包含所述反饋回路和偏置的影響。所述基頻諧振被表示為86并且較高階諧振被表示為88。所述最佳偏置點(diǎn)的探測本質(zhì)上提供了激勵(lì)信號，以及對該激勵(lì)的信號響應(yīng)是所述傳感器的聲學(xué)靈敏度的量度。上面討論了所述反饋控制路徑。可以構(gòu)建第二控制回路來設(shè)置如圖8所示的最佳操作點(diǎn)，這是基于調(diào)整所述交流時(shí)鐘信號振幅的原理。這個(gè)第二控制回路可被視為第二反饋控制路徑。圖8所示電路給圖5所示的電路增加了第二反饋回路900，所述回路在所述比較器的(解調(diào)制)輸出與可控電容器C2之間。這個(gè)回路具有ADC、數(shù)字濾波器和合適的控制算法的結(jié)構(gòu)901。所述第二反饋回路提供最佳偏置控制，并且是比所述交流偏置反饋控制回路902慢的控 制?？梢詫⑺隹焖俜答伩刂破?03和所述優(yōu)化回路控制器901組合到單個(gè)塊中，特別是在完全數(shù)字化的實(shí)施方法中。獨(dú)立地繪制這些元件，以便更清晰地示出所述功能。當(dāng)使用單獨(dú)的控制器503時(shí)，不需要將所述兩個(gè)解調(diào)器輸出提供給所述算法901。如果將所述反饋控制器503集成到所述控制塊901中，則會(huì)使用它們。所述反饋控制器503實(shí)質(zhì)上可以用作比較器，確定所述放大器501的差分輸出是否是正的或者負(fù)的。因此所述輸出是一串1和0。至所述時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器的信號是模擬信號，從而需要所述數(shù)字比較器信號的積分。通過將所述反饋控制器503的功能合并到所述結(jié)構(gòu)901，可以將共享的∑-Δ轉(zhuǎn)換器用于兩個(gè)反饋控制路徑。所述(快速)反饋控制回路902的功能實(shí)質(zhì)上是保證所述解調(diào)器輸出平均為0?？梢詫?yōu)化周期實(shí)現(xiàn)如下。所述優(yōu)化回路900略微增大所述參考電容器C2。然后所述快速反饋回路902調(diào)節(jié)所述交流振幅，使得所述傳感器電容C1匹配C2。在麥克風(fēng)的情況下，這意味著所述傳感器振膜移動(dòng)靠近。如果C2之前的參考數(shù)值(所述之前的參考點(diǎn))在所述最佳點(diǎn)以下，那么需要達(dá)到所述新的參考點(diǎn)的所述交流振幅要比舊的高。如果所述C2的參考數(shù)值在所述最佳點(diǎn)以上，那么將所述交流振幅降低。如果所述交流振幅沒有任何變化，那么達(dá)到所述最佳點(diǎn)。因此，如果所述交流反饋振幅902增大或者減小，那么需要感測控制邏輯901。在最簡單的情況下，所述控制邏輯只設(shè)定所述下一個(gè)優(yōu)化步驟的方向。因此，這些優(yōu)化回路周期的頻率必須使得所述傳感器可以機(jī)械地響應(yīng)所述激勵(lì)，從而在機(jī)械諧振頻率附近或者在主諧振以下，如圖7所示。可以增加附加的濾波器，以便修剪和穩(wěn)定所述優(yōu)化回路響應(yīng)。一種特別有用的情況是，所述優(yōu)化回路只以高于聲帶的頻率在兩個(gè)參考點(diǎn)之間切換。那么它平均在所述探針測量的結(jié)果以上并且只會(huì)以在所述聲帶以下的最大頻率緩慢地改變所述平均參考點(diǎn)。這樣，它會(huì)補(bǔ)償漂移。所述控制回路也可以替代地略微與所述聲帶重疊。這樣，它可以用 于補(bǔ)償?shù)皖l風(fēng)噪。如果替代地使用快速控制回路，那么必須加以小心，以便避免噪聲注入所述聲帶并且通過精細(xì)調(diào)諧所述控制回路和濾波器來穩(wěn)定所述回路。所述快速反饋回路902的信號包含所述音頻信號。如上所述，所述控制邏輯可以利用相同的∑-ΔADC轉(zhuǎn)換器用于所述音頻信號。事實(shí)上，所述快速反饋回路902可以已經(jīng)實(shí)現(xiàn)所述ADC。所述控制和讀出可以是完全數(shù)字化的，但是也可以利用模擬信號。所述電容器C3和C4可以替代地受控于所述偏置控制回路，或者所有所述參考電容器都可以是受控的。所述反饋電容器C5和C6是可選的，并且可以使用僅電阻反饋。也可以使用偏置控制反饋回路，所述偏振控制反饋回路具有高于所述聲音范圍的探針頻率。再次，略微改變所述偏置點(diǎn)，例如通過周期地切換與C2并聯(lián)的額外電容器。然后，所述快速交流偏置反饋回路902調(diào)整所述偏置電壓，以便跟隨所述電容變化。如果C2增加并且所述偏置電壓下降，那么所述實(shí)際操作點(diǎn)在所述最佳點(diǎn)以上。如果所述偏置電壓增加，那么所述操作點(diǎn)在所述最佳點(diǎn)以下。在下一個(gè)周期中，將調(diào)整所述偏置設(shè)定點(diǎn)，使得它接近所述最佳值。在穩(wěn)定的情況下，所述跟蹤反饋回路將在所述最佳值附近略微振蕩。當(dāng)然，改變C2不是用于控制所述偏置點(diǎn)的唯一選擇。也可以利用上述其他選擇(偏移、不對稱交流振幅、C3和C4的控制)。代替簡單的步進(jìn)，所述反饋回路可以是更先進(jìn)的，具有多步響應(yīng)或者已編碼激勵(lì)?？梢允顾鲰憫?yīng)的回路帶寬適應(yīng)所述應(yīng)用的需要?？梢孕?zhǔn)一次，或者將所述反饋用于也如上所述的風(fēng)噪(＜100Hz)的抑制。在所述探針頻譜(例如超聲波)中，所述跟蹤回路受聲學(xué)信號的干擾。因此，可以由隨機(jī)的、已編碼激勵(lì)展寬所述頻譜或者可以用聲學(xué)阻尼材料對所述高的聲學(xué)頻率進(jìn)行濾波。如果存在強(qiáng)的機(jī)械諧振(可能會(huì)在低噪聲傳感器中出現(xiàn))，那么需 要保證所述控制和反饋回路的穩(wěn)定性。可以引入在所述反饋回路中的數(shù)字濾波器來抑制強(qiáng)的頻率分量或者可以調(diào)整所述時(shí)鐘頻率。在高的機(jī)械載荷下，不穩(wěn)定性的另一個(gè)來源可以來自所述傳感器的高階變形模式。由于在所述電極上方的靜電壓力分布不是恒定的，而是在所述振膜的中心最大，因此對于所述恒定的、均勻的聲壓所述分布是不同的。這會(huì)導(dǎo)致環(huán)形的壓力差，所述壓力差可以激發(fā)高階模式。如果所述時(shí)鐘頻率遠(yuǎn)高于所述相關(guān)模式，那么這不是一個(gè)問題?？梢园凑赵S多方式使在所述反饋回路中的偏置發(fā)生器適應(yīng)所述需要。對于高電壓，可以將它構(gòu)建成電荷泵。對于快速充電，可以使反饋電容器(諸如C10)是可開關(guān)的，如圖6所示。這也可以被用于自動(dòng)增益控制。所述交流偏置反饋回路902的輸出不與所述聲輸入壓力成比例。這主要是由于所述靜電(反饋)壓力對所述偏置電壓的二次依賴性。在實(shí)際中，所述二次形狀將會(huì)被場的不均勻性扭曲并且撓曲剖面形狀隨外部壓力變化。對于所述反饋回路中的傳遞函數(shù)，最好是利用具有幾個(gè)可調(diào)節(jié)參數(shù)的插值傳遞函數(shù)，所述參數(shù)從測量或者模擬中得到?？梢詫⑦@些集成在所述輸出濾波器或者下面的DSP中。也可以利用所述差分濾波器來設(shè)定從機(jī)械信號至數(shù)字輸出的所需的頻率響應(yīng)?？梢詫⒈景l(fā)明實(shí)現(xiàn)為具有數(shù)字輸出的全數(shù)字化反饋系統(tǒng)。一些示例使能所述最佳偏置點(diǎn)的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。自動(dòng)增益控制以及自動(dòng)校準(zhǔn)也是可能的。上述示例都利用兩個(gè)交流調(diào)制信號，所述兩個(gè)信號是異相的。然而，這不是本質(zhì)特征。圖9示出了所述偏置控制反饋回路，將所述反饋回路實(shí)現(xiàn)于傳感器電路中，所述傳感器電路具有單個(gè)調(diào)制源并且用于單端實(shí)施方法。所述比較器1001具有在所述時(shí)鐘信號與所述反相輸入之間并聯(lián)的傳感器C1和可變參考電容器C2(C1＝C2)，以及在所述時(shí)鐘信號與所述非反相輸入之間并聯(lián)的兩個(gè)參考電容器C3＝C4。解調(diào)器1002和濾波器/放大器1003在所述比較器1001的輸出 處，如在圖4、5和8所示的電路中，以及所述交流偏置反饋控制回路將反饋信號提供給所述反饋電阻器R1和R2。所述附加的偏置控制跟蹤回路1004控制所述可變電容器C2。使用差分時(shí)鐘是優(yōu)選的，并且以較低的放大器電源(較低的功率)允許較高的交流時(shí)鐘信號(低噪聲)。然而，圖9所示電路也是可能的，特別是當(dāng)利用高品質(zhì)放大器時(shí)。上述示例示出了與所述傳感器電容器并聯(lián)的可變電容器的使用。一種替代是提供附加的電容器，所述電容器具有驅(qū)動(dòng)信號，所述信號是相位偏移的或者振幅受控的，如圖10所示。將所述附加電容器C7連接至第二時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器1100與所述比較器的反相輸入之間，即與所述傳感器C1及其參考電容器C2并聯(lián)。所述第二時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器的相位和/或振幅是受控的。這定義了相位和/或振幅偏移的第二電容器網(wǎng)絡(luò)。本發(fā)明的一些示例提供了比恒定電荷偏置更好的動(dòng)態(tài)范圍。本發(fā)明可以允許比電壓放大器和恒定電荷傳感器更低的噪聲，特別是在低頻率下。所述功率可以低于用于在所述不穩(wěn)定點(diǎn)附近的已知反饋解決方法的功率?？梢詫⒈景l(fā)明實(shí)現(xiàn)為數(shù)字化解決方案。所述最佳偏置點(diǎn)的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)提供了較少的校準(zhǔn)工作和對風(fēng)噪更好的抗擾度。所述動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)意味著將所述傳感器偏置，使得其靈敏度是最佳的。這通常接近所述吸附電壓。利用反饋電路動(dòng)態(tài)地施加所述偏置，所述反饋電路也提高了線性和動(dòng)態(tài)范圍?？梢匀珨?shù)字化地實(shí)現(xiàn)所述反饋電路，例如實(shí)現(xiàn)為∑-Δ控制器，允許直接轉(zhuǎn)換為數(shù)字讀出值。使所述反饋適應(yīng)于所述信號強(qiáng)度，例如來實(shí)現(xiàn)自動(dòng)增益控制?？梢詫?shí)時(shí)調(diào)整所述偏置點(diǎn)。在操作期間可以動(dòng)態(tài)地變化所述最佳值，例如由于在強(qiáng)信號下的非線性效應(yīng)或者其他影響。本發(fā)明通過在所述可聽得見的范圍以上但是在所述機(jī)械諧振以下或者其附近的單獨(dú)的電反饋信號，或者通過所述反饋信號的分析實(shí)現(xiàn)靈敏度感測。這提供了一種實(shí)現(xiàn)自動(dòng)關(guān)聯(lián)的方式。所述靈敏度分析或者所述反饋載波頻率是在對于最大信號的諧振下或者其附近。將所述反饋信號是(數(shù)字化地)濾波，使得所述反饋回路穩(wěn)定。特別關(guān)注的是在高聲壓下的穩(wěn)定性和恢復(fù)。所述傳感器可以包括分段電極。這樣可以在MEMS振膜、全差分傳感器或者另外電極的中心部分允許提高的靈敏度，以便施加所述偏置電壓?？梢詫?shí)現(xiàn)用于所述反饋回路的非線性和所述頻率響應(yīng)的不均勻度的(數(shù)字)校正。所述校正可以在所述回路內(nèi)或者在所述回路之后作為后處理。利用數(shù)字反饋可以降低功率消耗，并且對于相同的性能，它也可能利用較小的偏置電流，從而容許在所述輸入級中比直流讀出更高的噪聲。將所述傳感器描述為麥克風(fēng)電容器。然而，所述傳感器可以基于其他電感器，所述電感器響應(yīng)于待感測的物理輸入而變化。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解各種修改。