專利名稱：一種基于cmmb信號(hào)的同步處理方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線通信同步技術(shù)，尤其涉及無(wú)線通信中的正交頻分復(fù)用OFDM通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用OFDM是一種高速傳輸技術(shù)，其特點(diǎn)是將單個(gè)的高速數(shù)據(jù)流在一組低速正交子載波上并行傳輸，其具有頻譜利用率高，抗頻率選擇性衰落，適合高速率數(shù)據(jù)傳輸且實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)。與單載波系統(tǒng)相比，它對(duì)時(shí)間和頻偏很敏感，因此為了消除符號(hào)間干擾和載波間干擾，準(zhǔn)確的時(shí)間同步和精確的頻率同步是OFDM系統(tǒng)正常工作的前提。接收端的頻偏按照子載波的間隔進(jìn)行歸一化，就出現(xiàn)了小數(shù)倍頻偏和整數(shù)倍頻偏。對(duì)OFDM系統(tǒng)而言，在AWGN信道要求頻率偏移值不大于子載波間隔的4% ;對(duì)于衰落信道要求頻率偏移值不 大于子載波間隔的2 3%，要求符號(hào)定時(shí)位置處在ISI-FREE區(qū)間內(nèi)。目前OFDM系統(tǒng)的同步技術(shù)分為兩大類數(shù)據(jù)輔助(DA)的方法和非數(shù)據(jù)輔助(NDA)的方法。數(shù)據(jù)輔助(DA)的估計(jì)方法是利用同步序列(訓(xùn)練序列)的方法，運(yùn)算復(fù)雜度較低，估計(jì)范圍較大，但會(huì)增加系統(tǒng)開(kāi)銷。非數(shù)據(jù)輔助(NDA)的方法是利用CMMB (中國(guó)移動(dòng)多媒體廣播)信號(hào)的本身特性和接收數(shù)據(jù)的統(tǒng)計(jì)特性來(lái)完成同步估計(jì)，其中包括盲估計(jì)、半盲估計(jì)，但是其運(yùn)算復(fù)雜度較高，估計(jì)范圍有限。CMMB信號(hào)利用了 PN序列構(gòu)成的同步信號(hào)來(lái)完成定時(shí)和頻差同步，估計(jì)范圍較寬，運(yùn)算復(fù)雜度低，但是其PAR (峰值平均功率比)較高，在低信噪比的情況下同步效果不佳，而且頻偏估計(jì)性能不好。在移動(dòng)通信信道中，多徑效應(yīng)帶來(lái)的頻率選擇性衰落和多普勒擴(kuò)展帶來(lái)的時(shí)間選擇性衰落都對(duì)同步提出了一定的要求。由于小數(shù)倍頻偏會(huì)導(dǎo)致ICI (載波間干擾)，為了保證同步效果，我們需要保證在第一步完成小數(shù)倍頻偏的估計(jì)，并保證一定的精度?，F(xiàn)有的同步信號(hào)設(shè)計(jì)以及對(duì)應(yīng)的同步算法主要有以下幾種I、SCA 算法SCA算法是利用兩個(gè)訓(xùn)練序列來(lái)完成符號(hào)定時(shí)的估計(jì)和頻偏估計(jì)，其頻偏估計(jì)性能較好，但是由于SCA算法的平臺(tái)效應(yīng)，在定時(shí)方面方差很大，定時(shí)估計(jì)結(jié)果易處于
ISE-FREE區(qū)間以外。頻偏估計(jì)范圍為-γ4/,γ4/，其中Λ f為CMMB信號(hào)的子載波間隔。2、MorelIi 算法Morelli算法是利用在一個(gè)CMMB符號(hào)中傳輸J個(gè)相同的部分，頻偏估計(jì)精度有
一定程度的提高，但是其頻偏估計(jì)范圍有限，估計(jì)范圍為-|δ/·，香4/。為了增大估計(jì)范
圍，可以增大J值。但是J的值不能取的太大，因?yàn)闉榱吮ＷC估計(jì)結(jié)果可靠，必須保證估計(jì)每一個(gè)相同的數(shù)據(jù)塊的長(zhǎng)度必須大于信道時(shí)延擴(kuò)展，此外這種算法的定時(shí)方差偏大。
3、Ren 算法利用一個(gè)CAZAC序列在時(shí)域完成定時(shí)偏差和頻偏的同步，訓(xùn)練符號(hào)包含兩個(gè)相同的CAZAC序列，第二部分采用PN序列加權(quán)。由于其利用PN序列的差分互相關(guān)來(lái)完成定時(shí)，所以其在慢衰落的ISI信道中的定時(shí)效果很好，此外，其PAR很低，但是在獨(dú)立衰落信道下，由于差分相關(guān)性能的下降會(huì)降低估計(jì)性能；而且由于加權(quán)PN序列的利用導(dǎo)致同步信號(hào)結(jié)構(gòu)非線性扭曲，導(dǎo)致小數(shù)倍頻偏估計(jì)性能下降。4、Adegbenga B 算法利用一個(gè)訓(xùn)練符號(hào)，由兩個(gè)相同的部分構(gòu)成。整個(gè)同步過(guò)程在時(shí)域中完成。利用自相關(guān)、帶限的互相關(guān)并結(jié)合基于門限的檢測(cè)來(lái)完成整個(gè)定時(shí)和頻率的同步，運(yùn)算量較低。但是小數(shù)倍頻偏的估計(jì)在低信噪比的情況下，估計(jì)效果較差。在衰落信道中，其效果存在一定程度的降低。本文的算法就是基于這種算法的改進(jìn)，CMMB信號(hào)的同步信號(hào)就是Adegbenga B訓(xùn)練符號(hào)的一個(gè)例子，該CMMB同步信號(hào)的結(jié)構(gòu)見(jiàn)附圖I。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問(wèn)題是，為保證CMMB信號(hào)在低信噪比的衰落信道下定時(shí)同步精度和頻率同步精度，提供一種基于新CMMB同步信號(hào)的同步處理方法。本發(fā)明為解決上述技術(shù)所米用的技術(shù)方案是，一種基于CMMB信號(hào)的同步處理方法，利用CMMB同步信號(hào)對(duì)CMMB信號(hào)的小數(shù)倍頻率偏移、整數(shù)倍頻率偏移以及CMMB信號(hào)的起始時(shí)間進(jìn)行估計(jì)從而完成同步處理，所述CMMB同步信號(hào)由第一訓(xùn)練序列與第二訓(xùn)練序列組成，所述第一訓(xùn)練序列包括長(zhǎng)度為N的恒包絡(luò)零自相關(guān)CAZAC序列以及長(zhǎng)度為GI的循環(huán)前綴，所述第二訓(xùn)練序列包括長(zhǎng)度為N的PN序列以及長(zhǎng)度為GI的循環(huán)前綴；同步處理的具體步驟如下I)利用第一訓(xùn)練序列中CAZAC序列完成粗定時(shí)偏移估計(jì)以及小數(shù)倍頻偏粗估計(jì)
P ·
G F 92)使用小數(shù)倍頻偏粗估計(jì)‘對(duì)接收序列進(jìn)行小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償，利用小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列完成多徑中最強(qiáng)路徑時(shí)延S的估計(jì)，將最強(qiáng)路徑時(shí)延別乍為粗定時(shí)位置；3)使用粗定時(shí)位置g以及小數(shù)倍頻偏粗估計(jì)4對(duì)接收序列進(jìn)行補(bǔ)償，利用補(bǔ)償后的CAZAC序列和PN序列完成整數(shù)倍頻率偏移之的估計(jì)，將整數(shù)倍頻率偏移4作為CMMB信號(hào)的整數(shù)倍頻率偏移；4)使用整數(shù)倍頻率偏移毛對(duì)補(bǔ)償后的接收序列再進(jìn)行整數(shù)倍頻率補(bǔ)償,對(duì)整數(shù)倍頻率補(bǔ)償后的第二訓(xùn)練序列中PN序列進(jìn)行快速傅里葉變換FFT完成信道響應(yīng)估計(jì)，估計(jì)出第一條路徑的時(shí)延f并完成精定時(shí)位置Θ的估計(jì)，0 = 0 + τ，將精定時(shí)位置Θ作為CMMB信號(hào)的起始時(shí)間；5)使用精定時(shí)位置Θ更新整數(shù)倍頻率補(bǔ)償后的接收序列，對(duì)精定時(shí)更新后的第二訓(xùn)練序列中PN序列利用最大似然ML準(zhǔn)則獲得小數(shù)倍頻率偏移精估計(jì)B ,將小數(shù)倍頻率偏移精估計(jì) 作為CMMB信號(hào)的小數(shù)倍頻率偏移；11)利用確定的CMMB信號(hào)的小數(shù)倍頻率偏移、整數(shù)倍頻率偏移以及CMMB信號(hào)的起始時(shí)間完成同步處理。本發(fā)明為了減低同步信號(hào)的PAR，采用CAZAC序列和模值的PN序列來(lái)構(gòu)成CMMB信號(hào)的同步信號(hào)來(lái)達(dá)到較小的PAR，同時(shí)為了保證頻偏估計(jì)效果較好，在后端利用了 ML準(zhǔn)則在一定的范圍內(nèi)通過(guò)搜索獲得較好的估計(jì)值。具體的，第一訓(xùn)練序列中CAZAC序列Stl表示為Stl= [c (n), c (n) ]n=0, I, . . . , (N/2)_l ；其中，構(gòu)成CAZAC 序列的 2 個(gè)相同序列 c (η)為 c (n) =exp (j π η2/ (Ν/2)), exp ( ·)表示以自然對(duì)數(shù)e為底的指數(shù)函數(shù)，N為子載波的個(gè)數(shù)。具體的，第二訓(xùn)練序列中PN序列St2表示為st2 = Ipn(O),-··, pn( N -1)], pn(i) g ·| (I + ),-j=· (I - /), (-1 - /), (-1 τ /)其中，i= 0，…，N-l。
具體的，步驟I)的具體方法為利用CAZAC序列相同的重復(fù)部分的自相關(guān)進(jìn)行峰值平臺(tái)搜索，將所有大于最大相關(guān)值的O. 95倍的定時(shí)位置構(gòu)成的集合稱為粗定時(shí)范圍，取粗定時(shí)范圍中所有值的平均作為粗定時(shí)估計(jì)值Θ opt ；利用粗定時(shí)估計(jì)值Θ opt對(duì)應(yīng)位置的相關(guān)值的相位估計(jì)出粗小數(shù)倍頻偏;來(lái)完成粗符號(hào)定時(shí)和粗小數(shù)倍頻偏估計(jì)& βΡ = migle、p(eopt)}jπ，其中，P ( ·)為相位函數(shù)，angle ( ·)為角度函數(shù)。具體的，步驟2)中利用小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列完成多徑中最強(qiáng)路徑時(shí)延§的估計(jì)，具體方法為利用已知的PN同步序列與接收的小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列完成互相關(guān)，搜索互相關(guān)結(jié)果的峰值出現(xiàn)的位置來(lái)獲得最強(qiáng)路徑時(shí)延具體的，步驟3)中利用補(bǔ)償后的CAZAC序列和PN序列完成整數(shù)倍頻率偏移估計(jì)，具體方法為利用接收并補(bǔ)償后的CAZAC序列和PN序列的頻域數(shù)據(jù)與已知的CAZAC序列和PN序列的頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)，從而獲得整數(shù)倍頻率偏私ε具體的，步驟4)中利用整數(shù)倍頻率補(bǔ)償后的第二訓(xùn)練序列中PN序列得到精定時(shí)位置Θ的具體方法是對(duì)整數(shù)倍頻率補(bǔ)償后的第二訓(xùn)練序列中PN序列進(jìn)行快速傅里葉變換FFT來(lái)獲得信道響應(yīng)估計(jì)，再經(jīng)快速傅里葉變換IFFT獲得信道時(shí)域響應(yīng)，利用利用信道的能量準(zhǔn)則作為判決量估計(jì)多徑中的第一路徑時(shí)延f,完成精定時(shí)位置Θ的估計(jì)，β 二 。本發(fā)明的有益效果是在低信噪比移動(dòng)通信環(huán)境時(shí)，能有效提高同步精度，達(dá)到更好的同步性能。


圖I為CMMB的PN同步信號(hào)結(jié)構(gòu)圖；圖2為本發(fā)明CMMB同步信號(hào)的結(jié)構(gòu)圖；圖3為本發(fā)明實(shí)施例流程圖；圖4為本發(fā)明CMMB同步信號(hào)現(xiàn)有CMMB的PN同步信號(hào)的定時(shí)估計(jì)性能對(duì)比圖。圖5為本發(fā)明CMMB同步信號(hào)與現(xiàn)有CMMB的PN同步信號(hào)的頻偏估計(jì)性能對(duì)比圖。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明CMMB同步信號(hào)的結(jié)構(gòu)如圖2所示，由第一訓(xùn)練序列與第二訓(xùn)練序列組成，所述第一訓(xùn)練序列包括長(zhǎng)度為N的恒包絡(luò)零自相關(guān)CAZAC序列以及長(zhǎng)度為GI的循環(huán)前綴CP，所述第二訓(xùn)練序列包括長(zhǎng)度為N的PN序列以及長(zhǎng)度為GI的循環(huán)前綴CP。相同灰度的部分代表其值也相同。實(shí)施例流程如附圖3所示，具體實(shí)施例的方法包括以下步驟I.利用第一訓(xùn)練序列中CAZAC序列部分的性質(zhì)完成粗定時(shí)估計(jì)以及小數(shù)倍頻差粗估計(jì)設(shè)接收到的一幀信號(hào)序列離散表示為r (η)，n=l，2··· ,N。
利用CAZAC序列相同的重復(fù)部分的自相關(guān)進(jìn)行峰值平臺(tái)搜索，將所有大于最大相關(guān)值的O. 95倍的定時(shí)位置構(gòu)成的集合稱為粗定時(shí)范圍，取粗定時(shí)范圍中所有值的平均作為粗定時(shí)估計(jì)值Θ opt Θ opt=mean (U)其中，mean(·)表示求均值，U為峰值平臺(tái)范圍；U= {d labs (Μ (d)) ^ O. 95Q, d e {1,2-,Q}};其中，Q 為接收序列的長(zhǎng)度，abs ( ·)
表示求幅度函數(shù)；
I N-1IC1 二argmax{M(d)) ，M(d)= I P(d) I /(R(d))， R{d) — (d + λ)| ，
^=O
Njl-1
=Σ r、d + k、r'd + k + ;V/2) ;argmax(M丨J))表示返回M(d)為最大值時(shí)對(duì)應(yīng)的d值；利用粗定時(shí)估計(jì)值Θ opt對(duì)應(yīng)位置的相關(guān)值的相位估計(jì)出粗小數(shù)倍頻偏 Ρ :iF = angle(P (θορ ))/π其中，angle(·)為求角度函數(shù)，Ρ(·)為求相位函數(shù)。2.利用第二訓(xùn)練序列中PN序列部分的性質(zhì)來(lái)完成多徑中最強(qiáng)路徑時(shí)延4的估計(jì)使用小數(shù)倍頻偏粗估計(jì)辦對(duì)接收序列r(n)進(jìn)行小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償，得到小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的序列r_p(n)rcomp (ii) = r{n) ■ ejlKCFn = {1,2···, Q}利用已知的PN同步序列與接收的小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列完成互相關(guān)，搜索互相關(guān)結(jié)果的峰值出現(xiàn)的位置來(lái)獲得最強(qiáng)路徑時(shí)延I)從峰值平臺(tái)范圍U中選取一個(gè)值k，即k e U，求得W(k，η)與E (k)。W(k，n)表示在定時(shí)位置k時(shí)刻η接收到的進(jìn)行了小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列與已知的PN序列的相關(guān)性，E(k)表示在定時(shí)位置k時(shí)η接收到的進(jìn)行了小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列與已知的PN序列的相關(guān)性H) = /:■ ik + GI + N+a)xS,，(//) η =其中，N為PN序列長(zhǎng)度，GI為循環(huán)前綴CP的長(zhǎng)度，A2(〃)為已知的第二訓(xùn)練序列，X表示數(shù)據(jù)點(diǎn)乘；
權(quán)利要求
1.一種基于CMMB信號(hào)的同步處理方法，利用CMMB同步信號(hào)對(duì)CMMB信號(hào)的小數(shù)倍頻率偏移、整數(shù)倍頻率偏移以及CMMB信號(hào)的起始時(shí)間進(jìn)行估計(jì)從而完成同步處理，其特征在于，所述CMMB同步信號(hào)由第一訓(xùn)練序列與第二訓(xùn)練序列組成，所述第一訓(xùn)練序列包括長(zhǎng)度為N的恒包絡(luò)零自相關(guān)CAZAC序列以及長(zhǎng)度為GI的循環(huán)前綴，所述第二訓(xùn)練序列包括長(zhǎng)度為N的PN序列以及長(zhǎng)度為GI的循環(huán)前綴； 同步處理的具體步驟如下 1)利用第一訓(xùn)練序列中CAZAC序列完成粗定時(shí)偏移估計(jì)以及小數(shù)倍頻偏粗估計(jì)& 2)使用小數(shù)倍頻偏粗估計(jì)辦對(duì)接收序列進(jìn)行小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償，利用小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列完成多徑中最強(qiáng)路徑時(shí)延#的估計(jì)，將最強(qiáng)路徑時(shí)延識(shí)乍為粗定時(shí)位置； 3)使用粗定時(shí)位置《以及小數(shù)倍頻偏粗估計(jì)4對(duì)接收序列進(jìn)行補(bǔ)償，利用補(bǔ)償后的CAZAC序列和PN序列完成整數(shù)倍頻率偏移毛的估計(jì)，將整數(shù)倍頻率偏移毛作為CMMB信號(hào)的整數(shù)倍頻率偏移； 4)使用整數(shù)倍頻率偏移毛對(duì)補(bǔ)償后的接收序列再進(jìn)行整數(shù)倍頻率補(bǔ)償,對(duì)整數(shù)倍頻率補(bǔ)償后的第二訓(xùn)練序列中PN序列進(jìn)行快速傅里葉變換FFT完成信道響應(yīng)估計(jì)，估計(jì)出第一條路徑的時(shí)延f并完成精定時(shí)位置Θ的估計(jì)，(9 = 3+卩,將精定時(shí)位置Θ作為CMMB信號(hào)的起始時(shí)間； 5)使用精定時(shí)位置Θ更新整數(shù)倍頻率補(bǔ)償后的接收序列，對(duì)精定時(shí)更新后的第二訓(xùn)練序列中PN序列利用最大似然ML準(zhǔn)則獲得小數(shù)倍頻率偏移精估計(jì)^，將小數(shù)倍頻率偏移精估計(jì)S作為CMMB信號(hào)的小數(shù)倍頻率偏移； 6)利用確定的CMMB信號(hào)的小數(shù)倍頻率偏移、整數(shù)倍頻率偏移以及CMMB信號(hào)的起始時(shí)間完成同步處理。
2.如權(quán)利要求I所述一種基于CMMB信號(hào)的同步處理方法，其特征在于，第一訓(xùn)練序列中CAZAC序列Stl表不為
3.如權(quán)利要求I所述一種基于CMMB信號(hào)的同步處理方法，其特征在于，第二訓(xùn)練序列中PN序列st2表不為
4.如權(quán)利要求2所述一種基于CMMB信號(hào)的同步處理方法，其特征在于，步驟I)的具體方法為 利用CAZAC序列相同的重復(fù)部分的自相關(guān)進(jìn)行峰值平臺(tái)搜索，將所有大于最大相關(guān)值的O. 95倍的定時(shí)位置構(gòu)成的集合稱為粗定時(shí)范圍，取粗定時(shí)范圍中所有值的平均作為粗定時(shí)估計(jì)值Θ opt ； 利用粗定時(shí)估計(jì)值Θ Qpt對(duì)應(yīng)位置的相關(guān)值的相位估計(jì)出粗小數(shù)倍頻偏4 · 來(lái)完成粗符號(hào)定時(shí)和粗小數(shù)倍頻偏估計(jì)七fr = migle(P(eupt))丨π，其中，Ρ( ·)為相位函數(shù)，angle ( ·)為角度函數(shù)。
5.如權(quán)利要求3所述一種基于CMMB信號(hào)的同步處理方法，其特征在于，步驟2)中利用小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列完成多徑中最強(qiáng)路徑時(shí)延^的估計(jì)，具體方法為利用已知的PN同步序列與接收的小數(shù)倍頻偏補(bǔ)償后的PN序列完成互相關(guān)，搜索互相關(guān)結(jié)果的峰值出現(xiàn)的位置來(lái)獲得最強(qiáng)路徑時(shí)延g。
6.如權(quán)利要求I所述一種基于CMMB信號(hào)的同步處理方法，其特征在于，步驟3)中利用補(bǔ)償后的CAZAC序列和PN序列完成整數(shù)倍頻率偏移毛的估計(jì)，具體方法為 利用接收并補(bǔ)償后的CAZAC序列和PN序列的頻域數(shù)據(jù)與已知的CAZAC序列和PN序列的頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)，從而獲得整數(shù)倍頻率偏移S
7.如權(quán)利要求3所述一種基于CMMB信號(hào)的同步處理方法，其特征在于，步驟4)中利用整數(shù)倍頻率補(bǔ)償后的第二訓(xùn)練序列中PN序列得到精定時(shí)位置Θ的具體方法是 對(duì)整數(shù)倍頻率補(bǔ)償后的第二訓(xùn)練序列中PN序列進(jìn)行快速傅里葉變換FFT來(lái)獲得信道響應(yīng)估計(jì)，再經(jīng)快速傅里葉變換IFFT獲得信道時(shí)域響應(yīng)，利用利用信道的能量準(zhǔn)則作為判決量估計(jì)多徑中的第一路徑時(shí)延f，完成精定時(shí)位置Θ的估計(jì)，=
全文摘要
本發(fā)明提供一種基于新CMMB同步信號(hào)的同步處理方法，CMMB同步信號(hào)由第一訓(xùn)練序列與第二訓(xùn)練序列組成，所述第一訓(xùn)練序列包括恒包絡(luò)零自相關(guān)CAZAC序列，第二訓(xùn)練序列包括PN序列；同步處理利用CAZAC序列完成粗定時(shí)偏移估計(jì)以及小數(shù)倍頻偏粗估計(jì)；利用PN序列完成多徑中最強(qiáng)路徑時(shí)延的估計(jì)，將最強(qiáng)路徑時(shí)延作為粗定時(shí)位置；利用CAZAC序列和PN序列完成整數(shù)倍頻率偏移的估計(jì)；對(duì)PN序列進(jìn)行快速傅里葉變換FFT完成信道響應(yīng)估計(jì)，估計(jì)出第一條路徑的時(shí)延并完成精定時(shí)位置的估計(jì)；對(duì)第二訓(xùn)練序列中PN序列利用最大似然ML準(zhǔn)則獲得小數(shù)倍頻率偏移精估計(jì)。本發(fā)明在低信噪比移動(dòng)通信環(huán)境時(shí)，能有效提高同步精度，達(dá)到更好的同步性能。
文檔編號(hào)H04L7/00GK102882670SQ20121033741
公開(kāi)日2013年1月16日 申請(qǐng)日期2012年9月13日 優(yōu)先權(quán)日2012年9月13日
發(fā)明者雍芝奎, 李多燁, 甘露, 黃磊, 廖紅舒 申請(qǐng)人:電子科技大學(xué)