專利名稱：導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法、生成裝置以及接收方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于衛(wèi)星定位及導(dǎo)航領(lǐng)域，尤其適用于以DSSS信號作為測距信號的全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)，涉及導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法、生成裝置以及接收方法。
背景技術(shù)：
隨著全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)的持續(xù)建設(shè)，導(dǎo)航服務(wù)需求在不斷擴展。各衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)在同一頻段上播發(fā)的信號數(shù)量越來越多，使得原本有限的衛(wèi)星導(dǎo)航頻譜變得愈加擁擠。隨著同一系統(tǒng)在同一頻段內(nèi)播發(fā)信號數(shù)量的増加，衛(wèi)星載荷的復(fù)雜度不斷提高。如果ー個頻段內(nèi)的不同服務(wù)信號使用彼此獨立的發(fā)射天線及放大器鏈路，對天線設(shè)計的要求以及載荷的總功率、成本、體積、重量等方面都會帶來較大的代價。因此，希望能 夠?qū)⒍鄠€信號在一個載波上進行復(fù)用合成。而同時，在衛(wèi)星發(fā)射功率受限的情況下，為了在接收端維持足夠的接收功率，希望星上的高功率發(fā)射機具有盡可能高的功率效率。這就要求衛(wèi)星上的高功率放大器(HPA)要工作在非線性飽和區(qū)。但當(dāng)HPA在飽和點附近時，如果輸入信號不具有恒定的包絡(luò)，那么輸出分量會產(chǎn)生幅度調(diào)制和幅相轉(zhuǎn)換等畸變，造成發(fā)射信號的幅相失真，對接收端的性能造成很大的影響。因此需要保證合成信號的恒包絡(luò)特性。對于同一頻點上的多個DSSS信號的恒包絡(luò)復(fù)用，已有ー些成熟的技術(shù)，例如，可以將兩個不同的DSSS信號放置在載波的兩個相互正交的相位上從而構(gòu)成ー個QPSK信號進行發(fā)射。早期的GPS中，LI頻點的C/A碼信號和P(Y)碼信號的恒包絡(luò)復(fù)用就是以這種方式實現(xiàn)的。但當(dāng)信號數(shù)目增多時，就需要使用ー些更為復(fù)雜的恒包絡(luò)復(fù)用技術(shù)，例如美國專利 US6430213、美國專利 US 2002/0075907 Al、美國專利 US 2002/0150068 Al、以及美國專利US 2011/0051783 Al等等。但上述的這些技術(shù)主要針對同一頻點上的多個信號分量的恒包絡(luò)復(fù)用。對于ー些特定的系統(tǒng)建設(shè)要求以及應(yīng)用需求，希望將兩個不同頻點上的信號進行恒包絡(luò)復(fù)用。例如系統(tǒng)更新?lián)Q代期間對信號中心頻點調(diào)整的平穩(wěn)過渡，或是兩個相隔很近的頻點搭載多組內(nèi)容互為補充的服務(wù)信息等等。ー個代表性的實際應(yīng)用案例便是歐洲伽利略(Galileo)系統(tǒng)在E5頻段的信號所采用的恒包絡(luò)AltBOC調(diào)制技術(shù)(美國專利US 2006/0038716 Al)。這種技術(shù)將兩個相隔 30. 69MHz 的頻點(E5a :1176. 45MHz、E5b 1207. 14MHz)上分別調(diào)制的兩組BPSK-R(IO)信號復(fù)用成ー個中心頻點在1191. 795MHz上的復(fù)合8PSK信號。這種技術(shù)所帶來的好處首先是節(jié)約了衛(wèi)星載荷上的發(fā)射機個數(shù)，其次構(gòu)造出了一個寬帶的復(fù)合信號，使得接收機既可以以窄帶方式對E5a和E5b上的信號分量分別接收處理，也可以采用寬帶接收的方式處理整個復(fù)合信號，以獲得更好的測距性能。中國北斗系統(tǒng)的全球信號在B2頻段上也計劃使用類似的雙頻恒包絡(luò)復(fù)用技術(shù)，將B2a(1176. 45MHz)上的兩個服務(wù)信號和B2b(1207. 14MHz)上的兩個服務(wù)信號復(fù)合成一個中心頻點在1191. 795MHz上的混合信號。一種稱為時分復(fù)用AltBOC (TD-AltBOC)的方式(中國專利公開號CN102209056A)曾被考慮使用在B2上，通過將同一頻點上的兩個信號分量時分復(fù)用來降低采用復(fù)用的總的信號分量數(shù)，之后的實現(xiàn)方式與兩信號分量時的AltBOC相同。但這種技術(shù)所使用的時分復(fù)用顯著惡化了 B2信號與同一頻段上的伽利略E5信號以及GPS L5信號之間的多址性能。而且AltBOC以及TD-AltBOC中，幾個參與復(fù)用的信號分量的功率必須是相等的。技術(shù)上的這種限制降低了 AltBOC和TD-AltBOC使用的靈活性。眾所周知，在GNSS系統(tǒng)中，由于測距是信號的首要目的，信號體制設(shè)計中更傾向于為導(dǎo)頻信道分配比數(shù)據(jù)信道更多的功率，以提高偽距測量以及載波相位跟蹤的精度和穩(wěn)健性，而且信號分量采用不同的擴頻碼片波形(例如BPSK-R、正弦相位B0C、余弦相位BOC、TMBOC、QMBOC等)會在接收機中呈現(xiàn)出不同的捕獲、跟蹤、解調(diào)性能，因此有必要為GNSS信號體制提供一種比AltBOC技術(shù)更為靈活的雙頻恒包絡(luò)復(fù)用技術(shù)，使得各信號分量之間的功率比可以自由選取，同時各信號分量所使用的擴頻碼片波形可以靈活選擇。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明的目的在于提供一種導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法、生成裝置以及接收方法，可以實現(xiàn)兩個頻點上小于等于四個信號分量以任意功率 比進行的恒包絡(luò)復(fù)用，不僅各信號分量之間的功率比可以自由選取，同時各信號分量所使用的擴頻碼片波形可以靈活選擇，而且接收處理方式靈活。本發(fā)明可以應(yīng)用在利用無線電完成的衛(wèi)星定位、導(dǎo)航系統(tǒng)中，以及包括使用偽衛(wèi)星的定位導(dǎo)航系統(tǒng)中，尤其適用于以DSSS信號作為測距信號的GNSS。為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法，包括如下步驟首先，生成各個信號分量的基帶擴頻信號Si (t)，i = l，2，3，4，Sl(t)和s2(t)載波相位彼此正交，S3 (t)和S4 (t)載波相位彼此正交；其次，在頻率為fM的驅(qū)動時鐘的驅(qū)動下將各路基帶擴頻信號Si (t)進行多路波形復(fù)用，根據(jù)t時間段內(nèi)的Si(t)的符號Si,ne {+1,-1}的取值，生成多路復(fù)合后的同相基帶波形I(t)和多路復(fù)合后的正交基帶波形Q(t)，其中，ら為Si(t)的符號最小保持時間的倒數(shù)的最小公倍數(shù)，以確保每ー Si⑴的符號翻轉(zhuǎn)點都與fM同歩，t e [n/fM, (n+l)/fM)，n是大于等于零的整數(shù)，在t時間段內(nèi)Si (t)的符號Si,ne {+1，-1}保持不變；最后，在頻率為fP =(も+ち)/2的載波驅(qū)動時鐘驅(qū)動下，利用載波生成器生成相位彼此正交的兩路載波COS (2 π fpt)和sin (2 π fpt)，并分別與多路復(fù)合后的同相基帶波形I(t)和多路復(fù)合后的正交基帶波形Q(t)相乘并相加，從而得到滿足恒包絡(luò)條件的射頻信號SKF(t)，其中，も為Sl(t)和s2(t)在最終調(diào)制到射頻上的恒包絡(luò)復(fù)合信號中的中心頻點，f2為S3(t)和S4(t)在最終調(diào)制到射頻上的恒包絡(luò)復(fù)合信號中的中心頻點。所述基帶擴頻信號Si (t)的生成過程如下對于參與恒包絡(luò)復(fù)用的第i個信號分量，將信源產(chǎn)生的信息流·(せ”通過編碼產(chǎn)生
ニ進制的數(shù)據(jù)碼流·^〉Iザe {0,1}}，在頻率為/t“)的擴頻序列驅(qū)動時鐘驅(qū)動下，利用擴頻序
列發(fā)生器產(chǎn)生ー個高速ニ進制擴頻序列·，ぜ1與#進行模ニ加后，經(jīng)過碼片賦形得到基帶擴頻信號Si (t)。所述Si⑴的符號最小保持時間為)，其中Ki為正整數(shù)，指ニ進制編碼符號波形在一個碼片持續(xù)時間內(nèi)分成Ki等份。所述多路復(fù)合后的同相基帶波形I (t)和多路復(fù)合后的正交基帶波形Q(t)為
權(quán)利要求
1.導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法，其特征在于，包括如下步驟 首先，生成各個信號分量的基帶擴頻信號Si(t)，i = l，2，3，4，Sl(t)和s2(t)載波相位彼此正交，S3 (t)和S4 (t)載波相位彼此正交； 其次，在頻率為fM的驅(qū)動時鐘的驅(qū)動下將各路基帶擴頻信號Si (t)進行多路波形復(fù)用，根據(jù)t時間段內(nèi)的Si (t)的符號Si,n e {+I, -1}的取值，生成多路復(fù)合后的同相基帶波形I(t)和多路復(fù)合后的正交基帶波形Q(t)，其中，fM*Si(t)的符號最小保持時間的倒數(shù)的最小公倍數(shù)，以確保每ー Si⑴的符號翻轉(zhuǎn)點都與fM同歩，t e [n/fM, (n+l)/fM)，n是大于等于零的整數(shù)，在t時間段內(nèi)Si(t)的符號Si,ne {+1，-1}保持不變； 最后，在頻率為fP =(も+ち)/2的載波驅(qū)動時鐘驅(qū)動下，利用載波生成器生成相位彼此正交的兩路載波cos (2 π fPt)和sin (2 π fPt)，并分別與多路復(fù)合后的同相基帶波形I (t)和多路復(fù)合后的正交基帶波形Q(t)相乘并相加，從而得到滿足恒包絡(luò)條件的射頻信號SKF(t)，其中，も為S1 (t)和S2 (t)在最終調(diào)制到射頻上的恒包絡(luò)復(fù)合信號中的中心頻點，f2為s3(t)和s4(t)在最終調(diào)制到射頻上的恒包絡(luò)復(fù)合信號中的中心頻點。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法，其特征在于，所述基帶擴頻信號Si(t)的生成過程如下 對于參與恒包絡(luò)復(fù)用的第i個信號分量，將信源產(chǎn)生的信息流卜!^通過編碼產(chǎn)生ニ進制的數(shù)據(jù)碼流·在頻率為一)的擴頻序列驅(qū)動時鐘驅(qū)動下，利用擴頻序列發(fā)生器產(chǎn)生ー個高速ニ進制擴頻序列·與ぺ"進行模ニ加后，經(jīng)過碼片賦形得到基帶擴頻信號Si (t)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法，其特征在于，所述Si(t)的符號最小保持時間為IZ(AXw)，其中Ki為正整數(shù)，指ニ進制編碼符號波形在一個碼片持續(xù)時間內(nèi)分成Ki等份。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法，其特征在于，所述多路復(fù)合后的同相基帶波形I (t)和多路復(fù)合后的正交基帶波形Q(t)為 { = Λ(氣 ，sXn,氣 ,54, )X sgn I sm (2nfst + <p(sln,s2n，^3, ，^4,, j)Q{t)^A'ドM,s2 ，s3 ，)XsgnI sm{lnfst + φ'\sln,s2ll，s3n,s4jt)) 在上式中，fs= (fi-f^/^sgn是符號函數(shù)，有(、f+1, xkO sgnW [-1, Λ-<0 而A (Su, ’ ^2,H，s3,n ’ 4, ) = /( ψΛ,η +) + (Φ S2, — Φん) Α' (Sl, ，氣 ，ち—,,,) =-^3,Π) +yC2S2, +^JC4S4,n)
5.根據(jù)權(quán)利要求1、2、3或4所述的導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法，其特征在于，所述信號分量中有任一個或任兩個或任三個的發(fā)射功率為零。
6.權(quán)利要求I所述導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法的ー種生成裝置，其特征在于，包括用于產(chǎn)生基帶擴頻信號Si (t)的基帶擴頻信號產(chǎn)生器(I)，i個基帶擴頻信號產(chǎn)生器(I)的輸出接多路復(fù)用波形產(chǎn)生器(9)，多路復(fù)用波形產(chǎn)生器(9)的輸出接載波生成器(10)，載波生成器(10)的一路載波cos (2 π fPt)與多路復(fù)用波形產(chǎn)生器(9)輸出的多路復(fù)合后的同相基帶波形I(t) 一起輸入至第一乘法器(11)，載波生成器(10)的另一路載波SinQ3Ifpt)與多路復(fù)用波形產(chǎn)生器(9)輸出的多路復(fù)合后的正交基帶波形Q(t) —起輸入至第二乘法器(12)，第一乘法器(11)與第二乘法器(12)的輸出接加法器(13)。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述生成裝置，其特征在于，所述基帶擴頻信號產(chǎn)生器(I)包括信源(2)，信源(2)的輸出接編碼器(3)，還包括接擴頻序列驅(qū)動時鐘(8)的擴頻序列發(fā)生器(4)，編碼器(3)的輸出和擴頻序列發(fā)生器(4)的輸出接模ニ加法器(5)，接模ニ加法器(5)的輸出接碼片賦形器(6)。
8.權(quán)利要求4所述導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法的ー種生成裝置，其特征在干，包括數(shù)據(jù)信息產(chǎn)生器(22)，其產(chǎn)生的四路信號接入四個驅(qū)動擴頻調(diào)制器(24-1、24-2、24-3、24-4)，驅(qū)動擴頻調(diào)制器(24-1、24-2、24-3、24-4)的輸出接入相應(yīng)的擴頻碼片賦形器(26-1、26-2、26-3、26-4)，擴頻碼片賦形器(26-1、26-2、26-3、26-4)的四路輸出接入I支路狀態(tài)選擇器(27)，擴頻碼片賦形器(26-1、26-2、26-3、26-4)的四路輸出還接入Q支路狀態(tài)選擇器(28)， I支路狀態(tài)選擇器(27)中執(zhí)行
9.根據(jù)權(quán)利要求I所述導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法得到的射頻信號的接收方法，其特征在于，對某一信號分量単獨接收時，首先接收該信號分量的射頻信號對其進行濾波放大，其中濾波中心頻率設(shè)在該信號分量的中心頻點處，然后將要處理的信號分量的載頻變換到相應(yīng)的中頻，再進行數(shù)模轉(zhuǎn)換完成信號的采樣與量化，最后對轉(zhuǎn)換后的數(shù)字中頻信號進行相應(yīng)的數(shù)字信號處理實現(xiàn)解調(diào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求I所述導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法得到的射頻信號的接收方法，其特征在于，對整個復(fù)合信號作為ー個整體進行接收處理吋， 第一歩，接收復(fù)合射頻信號對其進行濾波放大，濾波器的中心頻率設(shè)在(f\+f2)/2 ； 第二步，將要處理的信號分量的載頻變換到相應(yīng)的中頻，再進行數(shù)模轉(zhuǎn)換完成信號的米樣與量化； 第三歩，將轉(zhuǎn)換后的數(shù)字中頻信號分別與同相載波和正交載波相乘，得到同相基帶信號SI⑴和正交基帶信號SQ⑴； 第四歩，將轉(zhuǎn)換后的數(shù)字中頻信號在數(shù)字信號處理器中生成經(jīng)過擴頻碼片賦形后的四個信號分量的擴頻序列，在每ー時刻，根據(jù)這四個信號分量的本地復(fù)現(xiàn)基帶ニ值信號所有可能的取值組合，對應(yīng)每一種組合生成相應(yīng)的本地復(fù)現(xiàn)同相基帶波形^UO和本地復(fù)現(xiàn)正交基帶波形么ひ)，記取值組合的個數(shù)為g，g彡16，對于g種取值組合中的每ー種特定情況S1 =トで),#,)，球)}，ゐ⑴和么(,)的生成規(guī)則為 IqIt) = Aqx sgn I sin (InfJ + φ ) j Qq (O = 4 X sgn [sin (2^// + φ')] 其中，fs = (f「f2)/2 A(slCJ\sif\4q\s\q}) =+^c2s(2q} - φ+人—ォすバオ)オ)オ1，オ))全—atm 2 + ，具 卜 )ダ(オ)オ)，ポオ))全atM 2 (具攻)+ ^オ)，— ^オ)) Ci (i = 1,2,3,4)為相應(yīng)信號分量所期望的功率比； 第五步，將每ー組本地復(fù)現(xiàn)同相基帶波形/ (/)分別與同相基帶信號SI(t)和正交基帶信號SQ (t)信號相乗，并將結(jié)果進行長度為TI的相干積分，分別得到第q組(q = 1，2，...，g)的第一同相相關(guān)值CorrlIq和第一正交相關(guān)值CorrlQq ;姆ー組本地復(fù)現(xiàn)正交基帶波形Qq(t)也分別與同相基帶信號SI (t)和正交基帶信號SQ(t)信號相乘，并將結(jié)果進行長度為TI的相干積分，分別得到第q組(q= l，2，...，g)的第二同相相關(guān)值corrfl,和正交相關(guān)值 CorrfQq； 第六步，將第一同相相關(guān)值CorrlIq和第一正交相關(guān)值CorrlQq，第二同相相關(guān)值corr2Iq和第二正交相關(guān)值corrfQ,按以下規(guī)則進行組合
全文摘要
導(dǎo)航信號的恒包絡(luò)復(fù)用方法、生成裝置以及接收方法，利用基帶擴頻信號產(chǎn)生器生成各個信號分量的基帶擴頻信號，將各路基帶擴頻信號在多路復(fù)用波形產(chǎn)生器進行多路波形復(fù)用，生成多路復(fù)合后的同相基帶波形和多路復(fù)合后的正交基帶波形，再用載波生成器生成相位彼此正交的兩路載波，并分別與多路復(fù)合后的同相基帶波形和多路復(fù)合后的正交基帶波形相乘并相加，從而得到滿足恒包絡(luò)條件的射頻信號，接收時該信號分量的射頻信號對其進行濾波、放大、變頻、數(shù)模轉(zhuǎn)換，最后對數(shù)字中頻信號進行相應(yīng)的數(shù)字信號處理實現(xiàn)解調(diào)，本發(fā)明實現(xiàn)了兩個頻點的多個信號分量合成為一個恒包絡(luò)信號，且可以為其中的導(dǎo)頻信道信號分量分配更多的信號功率，測距性能大幅提升。
文檔編號H04B1/707GK102694569SQ20121018675
公開日2012年9月26日 申請日期2012年6月7日 優(yōu)先權(quán)日2012年6月7日
發(fā)明者姚錚, 陸明泉 申請人:清華大學(xué)