專利名稱：一種基于變換域?yàn)V波的二維ofdm信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種OFDM信道估計(jì)方法，具體涉及一種無線衰落信道的二維信道估計(jì)算法。
背景技術(shù)：
隨著信息化的進(jìn)一步發(fā)展，未來移動(dòng)通信系統(tǒng)需要用更有限的頻譜資源來提供更多的通信業(yè)務(wù)、更高的通信速率和更好的通信質(zhì)量，而傳輸速率的提高又給常規(guī)單載波系統(tǒng)帶來了符號間干擾(ISI)和頻率選擇性衰落的問題。OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用)技術(shù)是解決這些問題的有效的方法之一。它是一種特殊的多載波通信方案，它可以在無線信道中實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸。它將單個(gè)用戶的高速率信息流經(jīng)過串/并變換為多個(gè)低速率碼流，每個(gè)碼流都用一個(gè)子載波發(fā)送，各個(gè)子載波之間相互正交。OFDM與普通的頻分復(fù)用(FDM)技術(shù)相比，具有較高的頻譜利用率，可以有效地避免各個(gè)子載波上的符號間干擾(ISI)，通過使用快速傅立葉算法(FFT)，使得OFDM接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)變得非常簡單。OFDM技術(shù)作為一種高效的調(diào)制技術(shù)，以及它在對抗多徑衰落方面的明顯優(yōu)勢，在許多4G蜂窩系統(tǒng)方案中都考慮選擇OFDM技術(shù)作為其空中接口技術(shù)。OFDM技術(shù)已經(jīng)被公認(rèn)為下一代蜂窩通信系統(tǒng)的核心技術(shù)。對于OFDM系統(tǒng)，在相同誤碼率的要求下，采用差分解調(diào)比采用相干解調(diào)的信噪比要高3-4dB ；此外，差分解調(diào)比較適合用在低數(shù)據(jù)率的系統(tǒng)，而對于更高數(shù)據(jù)率傳輸率和高頻譜要求的OFDM系統(tǒng)，相干解調(diào)更適合。但是相干解調(diào)必須對頻率選擇性無線多徑信道進(jìn)行實(shí)時(shí)跟蹤，估計(jì)信道參數(shù)?；趯?dǎo)頻的信道估計(jì)通常分為兩個(gè)步驟首先利用各種數(shù)學(xué)運(yùn)算準(zhǔn)則得到導(dǎo)頻位置處的信道響應(yīng)，然后通過各種插值運(yùn)算得到所有數(shù)據(jù)的信道響應(yīng)。插值方法中最佳濾波器是維納濾波器(Wiener filter)，然而，維納濾波信道估計(jì)方法需要使用復(fù)雜矩陣運(yùn)算，不利于硬件實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)。線性插值方法實(shí)現(xiàn)簡單，性能不夠好，為此，出現(xiàn)了一種在系統(tǒng)復(fù)雜度和性能之間均衡的信道估計(jì)算法，即基于FFT的信道估計(jì)方法。考慮到噪聲的影口向。文獻(xiàn) 1 (Y Zhao，A Huang. A novel channel estimation methods for OFDM mobile communication systems based on pilot signals and transform domain processing[C]//Proc. IEEE 47th Vehicular Technology Conference. Phoenix, USA, May 1997，3 :2089 2093.)提出了一種基于導(dǎo)頻輔助和變換域的一維信道估計(jì)方法。它首先將 LS準(zhǔn)則下的導(dǎo)頻處的響應(yīng)值經(jīng)過離散傅里葉變換(DFT)變換到變換域，然后在對變換域信號進(jìn)行分析仿真其特性后，對信號進(jìn)行濾波，再對濾波后信號補(bǔ)零，最后對該補(bǔ)零后的變換域信號作離散傅里葉逆變換(IDFT)轉(zhuǎn)換到頻域，得到的結(jié)果就是整個(gè)信道的傳輸函數(shù)了。 該文獻(xiàn)所述信道估計(jì)方法的流程如圖1所示，M為導(dǎo)頻數(shù)目，N為子載波數(shù)目，從圖中可以看到，該方法采用了一種叫變換域?yàn)V波的濾波技術(shù)，這樣可以將位于全頻帶的加性高斯白噪聲的高頻部分濾除，提高了算法信道估計(jì)性能。這種濾波技術(shù)是使用變換域內(nèi)對應(yīng)“高頻”置為0，“低頻”部分置為1干擾。但該文獻(xiàn)并沒有具體說明是如何實(shí)現(xiàn)這種濾波技術(shù)的。
由于多載波系統(tǒng)的信號分布在時(shí)域和頻域內(nèi)，對于時(shí)變信道的跟蹤，二維信道估計(jì)是必需的。對于二維導(dǎo)頻符號輔助的信道估計(jì)而言，最佳濾波器是二維維納濾波器 (Wiener filter)，復(fù)雜度較高。一般工程應(yīng)用中常采用兩個(gè)級聯(lián)的一維插值法實(shí)現(xiàn)二維的信道估計(jì)。大量中英文文獻(xiàn)中都提出過二維級聯(lián)信道估計(jì)算法。文獻(xiàn)2(M. Julia. DFT-based Channel Estimation in 2D~Pilot-Symbol-Aided OFDM Wireless Systems[C]//Proc. IEEE 53rd Vehicular Technology Conference，Rhodes，May，2001，2 :810 814.)提出在頻率方向上進(jìn)行FFT時(shí)域插值，在時(shí)間方向上進(jìn)行線性插值的二維信道估計(jì)方法。但是在頻率方向中由于沒有考慮噪聲的影響，性能仍然不夠好，文獻(xiàn)3 (Amir H. Khanshan, HamidrezaAmindavar. Performance evaluation of two-dimensional interpolations on OFDM channel estimation[C], //Proc. IEEE Telecommunication Networks and Applications Conference, Australasian, 2007, pp 460 464) Hdj^^tiSit, Cubic 插值等插值方法分別運(yùn)用在頻率和時(shí)間方向上的方法，但是這些二維信道估計(jì)方法忽略了噪聲的干擾，性能不夠好。

發(fā)明內(nèi)容
基于以上考慮，為了縮小信道估計(jì)值與真實(shí)信道頻響間的差異，本發(fā)明提供一種基于變換域的二維信道估計(jì)方法。本發(fā)明提出的二維信道估計(jì)方法，針對高斯白噪聲存在的情況，將變換域?yàn)V波的環(huán)節(jié)融入頻率方向上的插值算法中，同時(shí)在時(shí)間方向上運(yùn)用線性插值，完成全部時(shí)刻的信道響應(yīng)的估計(jì)，這種二維信道估計(jì)方法可以將接收機(jī)中的高斯白噪聲大部分濾除，使得信道估計(jì)更精確，與實(shí)際信道更接近。為此，本發(fā)明采用如下的技術(shù)方案一種基于變換域?yàn)V波的二維OFDM信道估計(jì)方法，包括下列步驟(1)對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行星座圖映射；(2)插入導(dǎo)頻1)采用矩形導(dǎo)頻方式，在頻率方向和時(shí)間方向上分別按照設(shè)定的間隔插入導(dǎo)頻；2)對最后一個(gè)OFDM符號，按照與步驟1)相同的頻率間隔插入導(dǎo)頻；(3)利用快速傅立葉逆變換方法對插入導(dǎo)頻后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制；(4)加入保護(hù)間隔或者循環(huán)前綴，將數(shù)據(jù)由并變串；并由發(fā)送天線發(fā)送；(5)接收端接收到數(shù)據(jù)后，首先由串變并，去除保護(hù)間隔或循環(huán)前綴，然后由快速傅立葉變換來實(shí)現(xiàn)OFDM的解調(diào)制；(6)提取導(dǎo)頻位置的數(shù)據(jù)，得到導(dǎo)頻位置處的信道響應(yīng)，稱之為導(dǎo)頻響應(yīng)；(7)接收端按照下列的步驟對含有導(dǎo)頻的OFDM數(shù)據(jù)進(jìn)行頻率方向的插值和濾波1)對導(dǎo)頻響應(yīng)進(jìn)行快速傅立葉變換，得到變換域G ；2)計(jì)算G中所有樣點(diǎn)總能量值EH ；3)初始化設(shè)pi = 3，p2 = M_GI，其中，M為每個(gè)OFDM符號中導(dǎo)頻的數(shù)量，GI為保護(hù)間隔的長度；4)計(jì)算G中序列號從pi到p2的樣點(diǎn)的能量Enoise ；5)設(shè)噪聲占總能量的比值R = 0. 3 Xsnr，其中，snr為噪信比，并設(shè)Q = Enoise/EH ；7)比較Q與R的大小，如果Q < R，則p2的值加1，回到第4)步；8)反復(fù)比較Q與R的大小關(guān)系，直到Q > R，停止循環(huán)；9)將G中序列號從pi到p2的元素值置為0，得到向量H_FFT ；10)在H FFT中間補(bǔ)零，使其長度與總子載波數(shù)相等；11)進(jìn)行快速傅立葉逆變換，得到頻域值，并添加補(bǔ)償系數(shù)；(8)對每個(gè)子載波，運(yùn)用線性插值的原理，在時(shí)間方向上插值，實(shí)現(xiàn)二維OFDM信道估計(jì)。本發(fā)明的有益結(jié)果是，濾除了大部分信道和接收機(jī)中加性高斯白噪聲，提高了信道估計(jì)的精度，同時(shí)，運(yùn)用兩個(gè)一維的插值算法，完成全部時(shí)刻信道響應(yīng)的估計(jì)，這種方法的矩陣運(yùn)算非常少，實(shí)現(xiàn)簡單，大大降低了算法的復(fù)雜度。


圖1是文獻(xiàn)1的信道估計(jì)算法的實(shí)現(xiàn)框圖。圖2是本發(fā)明的信道估計(jì)算法的實(shí)現(xiàn)框圖。圖3是本發(fā)明導(dǎo)頻設(shè)計(jì)圖案。圖4是二維插值實(shí)現(xiàn)過程圖。圖5是5dB信噪比下導(dǎo)頻響應(yīng)的變換域特性。圖6是經(jīng)過濾波后的導(dǎo)頻響應(yīng)的變換與特性。圖7是本發(fā)明方法和其他二維插值信道估計(jì)算法RMSE比較。
具體實(shí)施例方式下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式
對本發(fā)明提出的信道估計(jì)方法進(jìn)行具體的描述如下。本發(fā)明所述的是一種基于變換域?yàn)V波的二維信道估計(jì)方法，這是一種導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)方法，圖2表示的是本發(fā)明信道估計(jì)算法的框圖。該示意圖給出了由接收機(jī)接受的信號在頻域中和時(shí)域中經(jīng)過一系列變換之后，精確的估計(jì)出了信道的頻率響應(yīng)。為了實(shí)現(xiàn)本方法，需要在發(fā)送信號中插入導(dǎo)頻。圖3表示的是本發(fā)明的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案，導(dǎo)頻采用矩形插入方式。按照圖3所示，這種導(dǎo)頻設(shè)計(jì)的方案的導(dǎo)銷為25%，即， 頻率方向上間隔為2，時(shí)間方向上間隔為2，導(dǎo)頻間隔可以為其他的值，只要滿足時(shí)間方向
上的導(dǎo)頻間隔A <^"^7，其中Wmax是最大多普勒頻移，Tf是OFDM的符號周期，頻率方
zJaUiax1J
向上的導(dǎo)頻間隔~JIT' τ_是信道的最大延遲，Adf為載波間頻率間隔。導(dǎo)頻采用
^"max J
隨機(jī)±λ/ 導(dǎo)頻。需要注意的是，需要以同樣的頻率間隔給最后一個(gè)符號插入導(dǎo)頻。1.接收機(jī)利用導(dǎo)頻序列計(jì)算信道頻域響應(yīng)的最小平方(U)估計(jì)。在OFDM系統(tǒng)中，調(diào)用算法模塊，建立矩陣P，P中只有導(dǎo)頻位置有值，為發(fā)送的導(dǎo)頻，其他位置的值為0， 求出該矩陣的逆矩陣Ρ—1，該矩陣與接收矩陣Υρ(只有導(dǎo)頻位置有值，其值為接收機(jī)接收到的數(shù)據(jù))相乘為信道在導(dǎo)頻位置的頻域響應(yīng)的最小二乘LS估計(jì)Hn = P-1Yp，其中Yp是N*NL
5的接收頻域信號矩陣，P是發(fā)送的NXNL的由導(dǎo)頻組成的矩陣，(*)-1表示矩陣求逆，NL是發(fā)送的OFDM符號數(shù)，N是OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù)目，也是離散傅里葉變換和離散傅里葉逆變換的運(yùn)算點(diǎn)數(shù)。2.對導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣作二維插值變換，如圖4所示。具體插值過程分成兩個(gè)一維內(nèi)插，分別為頻率方向上的FFT插值和時(shí)間方向上的線性內(nèi)插，步驟如下 頻率方向上的濾波及插值。使所有的含有導(dǎo)頻的OFDM符號經(jīng)過下面步驟(1) (2) (3) (4) (5)的變換，直至所有含導(dǎo)頻的符號的全部頻率方向上的位置的信道響應(yīng)都估計(jì)出值。(1)對第ρ個(gè)OFDM符號頻率響應(yīng)是矩陣中的NXl向量，提取出導(dǎo)頻處頻率響應(yīng)估計(jì)值放在一個(gè)向量中，記為hm,p，Hm,p中元素為去除未知位置的導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣，前后相鄰位置不變，導(dǎo)頻的個(gè)數(shù)為M = N/interVal_f，其中N為子載波個(gè)數(shù)，interval_f為導(dǎo)頻頻率方向上的間隔，那么，Hm,p為MXl的向量。(2)對Hm, p作DFT變換，這里的DFT可以利用現(xiàn)有各種離散傅里葉逆變換的快速算法FFT實(shí)現(xiàn)，即利用IFFT變換將導(dǎo)頻的頻率響應(yīng)轉(zhuǎn)變到變換域得到導(dǎo)頻處的變換域響應(yīng)
G ,p = FHftp0 其中 DFT 變換矩陣 F= [rffl, n], ^n = ^ν[-]2π(πι - \)(η -, η ^ N), (*)Η表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置。圖5表示信噪比為5dB時(shí)導(dǎo)頻響應(yīng)的變換域特性。(3)對第⑵步的結(jié)果進(jìn)行濾波。濾波過程如下⑴計(jì)算(}M,p中所有樣點(diǎn)總能量值EH。(ii)初始化設(shè)pi = 3，p2 = M-GI, GI為保護(hù)間隔的長度。(iii)計(jì)算(iM,p中序列號從Pl到p2的樣點(diǎn)的能量Enoise。(iv)設(shè)噪聲占總能量的比值R = 0. 3 X snr，其中，snr為噪信比，并設(shè)M = Enoise/ EH ；(ν)比較M與R的大小。如果M< R，則ρ2的值加1，回到第(iii)步。(vi)反復(fù)比較M與R的大小關(guān)系，直到M >R，停止循環(huán)。(vii)將(iM,p中序列號從pi到p2的元素值置為0，得到向;H_FFT的特性如圖6所示(4)對H_FFT進(jìn)行中間補(bǔ)零操作，得到向量。設(shè)置一長度和子載波
的數(shù)量N —致向量( ^，該向量前M/2元素用H_FFT中的Μ/2個(gè)元素代替，后 Μ/2個(gè)元素用H_FFT中的后Μ/2個(gè)元素代替?？捎萌缦戮仃噥肀硎狙a(bǔ)零的過程 Ν’ρ =[H_FFT(l:M/2) 0 H_FFT(M/2+l:M)]，其中 0 為(N_M) X 1 的全零向量。(5)對( ^作離散傅里葉變換IDFT，這個(gè)IDFT也是使用離散傅里葉逆變換的快速
算法IFFT，即利用IFFT將向量變回頻域，，得到向量，將向量
作為列向量放在reCeiv_h矩陣中，其中reCeiv_h是一個(gè)NXNL的矩陣，是存放最后估計(jì)結(jié)果的矩陣，即信道頻率響應(yīng)的矩陣，a為變換補(bǔ)償系數(shù)，根據(jù)N和M的值變化而變化，NL為 OFDM符號數(shù)。
時(shí)間方向上，對所有子載波進(jìn)行下面的內(nèi)插變換。對每個(gè)子載波即receivj!的行向量運(yùn)用線性插值的插值方法，根據(jù)時(shí)間方向上已知位置的信道響應(yīng)，線性內(nèi)插，可以得到處于兩個(gè)已知數(shù)據(jù)之間的位置的信道響應(yīng)。經(jīng)過上述變換和計(jì)算，就得到了 OFDM的信道估計(jì)值，采用這種方法對OFDM系統(tǒng)進(jìn)行信道估計(jì)，濾除了大部分高斯白噪聲，并且消除了部分由于插值所造成的誤差噪聲，有效的估計(jì)了信道的頻率響應(yīng)。為了對本發(fā)明方法與傳統(tǒng)的二維線性插值算法的性能進(jìn)行具體比較說明，在以下測試平臺(tái)對兩種信道估計(jì)方法與真實(shí)信道的信道響應(yīng)的歸一化均方誤差 (RMSE)進(jìn)行比較1.搭建OFDM系統(tǒng)平臺(tái)。2.測試信道為C0ST207典型城區(qū)(TU)信道，采用6徑信道，最大多普勒頻移為 IOOHz，對應(yīng)移動(dòng)速度為108km/h。3.發(fā)射端調(diào)制OFDM信號的子載波數(shù)為128，OFDM符號數(shù)任意，這里為了測試取 80，循環(huán)前綴的長度為32。4.星座圖映射方式為QPSK。5.導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)為在頻率方向上為2，在時(shí)間方向上為2，對最后一個(gè)符號作處理后導(dǎo)頻開銷大致為邪％。6.抽樣間隔為1 μ S。7.信道信噪比取 5dB，10dB，15dB，20dB，25dB，30dB，35dB，40dB 這幾個(gè)數(shù)。圖7是在上述測試平臺(tái)上本發(fā)明方法與其他兩種二維插值信道估計(jì)算法的歸一化均方誤差(RMSE)的比較圖。linear-linear代表的信道估計(jì)法在時(shí)間和頻率方向上都采用線性插值的方式，DFT-Iinear代表的信道估計(jì)法在頻率方向上采用基于DFT的時(shí)域插值法，在時(shí)間方向上采用線性插值法。由圖中可以看出，本發(fā)明方法與linear-linear相比，在信噪比低時(shí)有大約3dB的性能增益，并隨著信噪比的增大，本發(fā)明算法的優(yōu)勢越來越大；與DFT-Iinear相比，本發(fā)明算法在低信噪比下的性能要優(yōu)于DFT-Iinear算法，大約有 4-5dB的增益。本發(fā)明利用將FFT變換域插值及濾波，線性插值結(jié)合起來，形成了一種基于變換域?yàn)V波的二維信道估計(jì)方法。使用本方法，能有效的減小接收機(jī)中噪聲對信道估計(jì)的影響， 獲得很好的估計(jì)效果。本發(fā)明方法簡單易行，矩陣運(yùn)算少，易于軟件實(shí)現(xiàn)，而且快速傅里葉變換(FFT)和快速傅里葉逆變換(IFFT)的使用也使得復(fù)雜度上減小了很多，易于操作，因此本發(fā)明具有很好的應(yīng)用前景。以上所述僅為本發(fā)明的最佳實(shí)施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何本領(lǐng)域技術(shù)人員在本發(fā)明所披露的技術(shù)范圍內(nèi)，可以輕易想到的變換或替換，都應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范疇之內(nèi)，因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)以權(quán)利要求的范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1. 一種基于變換域?yàn)V波的二維OFDM信道估計(jì)方法，包括下列步驟(1)對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行星座圖映射；(2)插入導(dǎo)頻1)采用矩形導(dǎo)頻方式，在頻率方向和時(shí)間方向上分別按照設(shè)定的間隔插入導(dǎo)頻；2)對最后一個(gè)OFDM符號，按照與步驟1)相同的頻率間隔插入導(dǎo)頻；(3)利用快速傅立葉逆變換方法對插入導(dǎo)頻后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制；(4)加入保護(hù)間隔或者循環(huán)前綴，將數(shù)據(jù)由并變串；并由發(fā)送天線發(fā)送；(5)接收端接收到數(shù)據(jù)后，首先由串變并，去除保護(hù)間隔或循環(huán)前綴，然后由快速傅立葉變換來實(shí)現(xiàn)OFDM的解調(diào)制；(6)提取導(dǎo)頻位置的數(shù)據(jù)，得到導(dǎo)頻位置處的信道響應(yīng)，稱之為導(dǎo)頻響應(yīng)；(7)接收端按照下列的步驟對含有導(dǎo)頻的OFDM數(shù)據(jù)進(jìn)行頻率方向的插值和濾波1)對導(dǎo)頻響應(yīng)進(jìn)行快速傅立葉變換，得到變換域響應(yīng)G；2)計(jì)算G中所有樣點(diǎn)總能量值EH；3)初始化設(shè)pi= 3，p2 = M-GI,其中，M為每個(gè)OFDM符號中導(dǎo)頻的數(shù)量，GI為保護(hù)間隔的長度；4)計(jì)算G中序列號從pi到p2的樣點(diǎn)的能量Enoise；5)設(shè)噪聲占總能量的比值尺=0.3\卯1~，其中，81^為噪信比，并設(shè)Q= Enoise/EH ；7)比較Q與R的大小，如果Q< R，則p2的值加1，回到第4)步；8)反復(fù)比較M與R的大小關(guān)系，直到Q> R，停止循環(huán)；9)將G中序列號從pi到p2的元素值置為0，得到向量HFFT ；10)中間補(bǔ)零，使其長度與總子載波數(shù)相等；11)進(jìn)行快速傅立葉逆變換，得到頻域值，并添加補(bǔ)償系數(shù)；(8)對每個(gè)子載波，運(yùn)用線性插值的原理，在時(shí)間方向上插值，實(shí)現(xiàn)二維OFDM信道估
全文摘要
本發(fā)明屬于移動(dòng)通信技術(shù)領(lǐng)域，涉及一種基于變換域?yàn)V波的二維OFDM信道估計(jì)方法，包括下列步驟對輸入數(shù)據(jù)插入導(dǎo)頻并發(fā)送；接收端接收到數(shù)據(jù)后，提取導(dǎo)頻位置的數(shù)據(jù)，得到導(dǎo)頻位置處的信道響應(yīng)，稱之為導(dǎo)頻響應(yīng)；對含有導(dǎo)頻的OFDM數(shù)據(jù)進(jìn)行頻率方向的插值和濾波對每個(gè)子載波，運(yùn)用線性插值的原理，在時(shí)間方向上插值，實(shí)現(xiàn)二維OFDM信道估計(jì)。本發(fā)明能夠?yàn)V除大部分信道和接收機(jī)中加性高斯白噪聲，提高了信道估計(jì)的精度，同時(shí)，實(shí)現(xiàn)簡單，大大降低了算法的復(fù)雜度。
文檔編號H04L25/02GK102263713SQ20111025101
公開日2011年11月30日 申請日期2011年8月29日 優(yōu)先權(quán)日2011年8月29日
發(fā)明者李軍佑, 楊振學(xué), 楊晉生, 熊積慧, 田素雷, 陳為剛 申請人:中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所, 天津大學(xué)