專利名稱：Iq失配校正電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及對(duì)從數(shù)字通信系統(tǒng)中的正交接收機(jī)輸出的I相(In-phase :同相)信 號(hào)和Q相(Quadrature :正交相位)信號(hào)間的失配(mismatch,相位誤差和振幅誤差)進(jìn)行 校正的電路。
背景技術(shù)：
在無線或有線數(shù)字通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)的接收機(jī)中，包含被調(diào)制的信息的高頻信號(hào)被 解調(diào)，以抽出所希望的信息信號(hào)。被抽出的信息信號(hào)被稱為基帶信號(hào)，通常是復(fù)數(shù)值，具有 I相(In-phase)成分和Q相(Quadrature)成分。I相和Q相信號(hào)在發(fā)送機(jī)一側(cè)，以相位離 開90°來確保正交性的方式被調(diào)制到載波上。進(jìn)而，I相和Q相信號(hào)通常具備相同的功率 特性，具有標(biāo)準(zhǔn)正交性。為了從接收信號(hào)抽出基帶信號(hào)，通常使用正交接收機(jī)。
正交接收機(jī)100如圖9所示，具備接收接口 IOI，用于對(duì)從發(fā)送機(jī)側(cè)經(jīng)由無線或 有線信道發(fā)送來的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行接收；電路102，用于將從接收接口 IOI輸出的接收信號(hào)SR 分離為2個(gè)正交的I相接收信號(hào)SRI和Q相接收信號(hào)SRQ ;以及低通濾波器107、 108，除去 I相接收信號(hào)SRI和Q相接收信號(hào)SRQ的高頻成分。此外，電路102構(gòu)成為具備2個(gè)混頻 器(mixer) 103、 104 ;局部振蕩器(local oscillator) 105、以及移相器106，將局部振蕩器 的振蕩信號(hào)SOL的相位移動(dòng)90° ，混頻器103將接收信號(hào)SR和局部振蕩器105的振蕩信號(hào) SL相乘而生成I相接收信號(hào)SRI，混頻器104將接收信號(hào)SR和移相器106的振蕩信號(hào)SLQ 相乘而生成Q相接收信號(hào)SRQ。從低通濾波器107、 108輸出的I相基帶信號(hào)SI和Q相基帶 信號(hào)SQ分別在AD轉(zhuǎn)換器109、 110被數(shù)字化，生成I相和Q相的各數(shù)字基帶信號(hào)SDI、SDQ。
在理想的通信鏈路中，在理論上數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ完全具有標(biāo)準(zhǔn)正交性，是 通過適合的解調(diào)電路能夠直接對(duì)規(guī)定的通信鏈路進(jìn)行處理的狀態(tài)。 可是，在實(shí)際的電路中，在傳輸路徑上存在的發(fā)送機(jī)、接收機(jī)、或雙方的各種缺陷， 導(dǎo)致I相的基帶信號(hào)SI和Q相的基帶信號(hào)SQ之間的標(biāo)準(zhǔn)正交性被損壞。標(biāo)準(zhǔn)正交性的損 失(稱為"IQ失配")可以看作是I相基帶信號(hào)SI和Q相基帶信號(hào)SQ相互信號(hào)干擾。由 于該IQ失配，在發(fā)送機(jī)側(cè)的原來的基帶信號(hào)和從接收機(jī)輸出的基帶信號(hào)之間產(chǎn)生嚴(yán)重的 畸變。為了將在接收機(jī)的輸出端的畸變水平維持在允許范圍內(nèi)，不損害通信鏈路的品質(zhì)和 有用性，損害通信鏈路的品質(zhì)和有用性的該畸變、正交性的損失(相位失配或相位誤差)、 以及能量的差異(增益失配或振幅誤差)需要被校正。 圖10中表示IQ失配導(dǎo)致的接收信號(hào)的品質(zhì)惡化的一個(gè)例子。圖10表示PAL視 頻圖像信號(hào)的IQ失配導(dǎo)致的品質(zhì)惡化，同圖(A)表示IQ失配產(chǎn)生前的理想的信號(hào)的功率 譜密度(PSD)，同圖(B)表示IQ失配產(chǎn)生后的信號(hào)的功率譜密度。在圖10(A)中能夠確認(rèn) 視頻圖像載波信號(hào)201和聲音載波信號(hào)202的波峰。相對(duì)于此，在圖10(B)中，由于存在上 述2個(gè)波峰之外的干擾譜要素203、204，能夠確認(rèn)信號(hào)品質(zhì)的惡化。 在實(shí)際的系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，上述IQ失配由不能容易控制的電子部件或電子裝置中固 有的因素而產(chǎn)生。為了良好地維持通信鏈路的性能，用于校正IQ失配的電路(IQ失配校正電路)必須具備在所希望的工作條件下，應(yīng)對(duì)由于規(guī)定的設(shè)計(jì)而可能產(chǎn)生的IQ故障的充分的能力。 通常，在實(shí)際的系統(tǒng)中使用的IQ失配校正電路，在通信信號(hào)頻帶的整體能夠校正固定的失配(相位失配和增益失配)。換言之，現(xiàn)有的IQ失配校正電路不能夠校正頻率依賴的相位IQ失配。 一種在與多載波通信系統(tǒng)相關(guān)的接收機(jī)，或具備追加的調(diào)整電路的系統(tǒng)等中，能夠某種程度緩和頻率依賴的IQ失配系統(tǒng)已被公開。可是，在該系統(tǒng)中，由于需要設(shè)
置傳輸線號(hào)的性質(zhì)上的幾個(gè)假定，或者需要成為系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本高騰的因素的大規(guī)模的追加電路，所以不充分適合一般的接收機(jī)。 IQ失配校正電路的問題是接收機(jī)的設(shè)計(jì)者等本領(lǐng)域技術(shù)人員所周知的，在各種應(yīng)用中，考慮了用于除去IQ失配或使其衰減的幾個(gè)方法和電路。可是，這些方法和電路幾乎都以IQ失配不是頻率依賴為前提。也就是說，IQ失配在規(guī)定的通信信號(hào)頻帶的整體上是固定的。作為該前提的主要缺點(diǎn)，是對(duì)應(yīng)的電路和系統(tǒng)不能夠校正頻率依賴的IQ失配。以成為在通信路徑頻帶中變動(dòng)過大、不可能不是頻率依賴的IQ失配特性的裝置或部件作為特征的眾多的通信鏈路，能夠?qū)嶒?yàn)地觀察。即，希望有能夠良好地校正頻率依賴的IQ失配的IQ失配校正電路。這里，應(yīng)該理解頻率依賴的IQ失配是普通的，不頻率依賴的IQ失配不如說是特殊的、限定的。再有，能夠校正頻率依賴的IQ失配的校正電路，對(duì)不頻率依賴的IQ失配也能夠同樣地校正。 作為現(xiàn)有的IQ失配的校正技術(shù)或方法，在下述文獻(xiàn)1 8中公開。例如，在文獻(xiàn)2中，公開了一種數(shù)字電路設(shè)計(jì)，其不需要與接收機(jī)的其它部分連接，就能夠?qū)Σ皇穷l率依賴的IQ失配進(jìn)行校正。此外，在文獻(xiàn)3、文獻(xiàn)4、或文獻(xiàn)8中，公開了一種為了校正頻率依賴的IQ失配，在接收機(jī)側(cè)的模擬電路，或在發(fā)送機(jī)側(cè)生成調(diào)整用的信號(hào)的技術(shù)，即、在接收機(jī)側(cè)的數(shù)字信號(hào)處理之外需要附加的電路的技術(shù)。此外，在該現(xiàn)有技術(shù)中，在需要附加的電路之外存在如下缺點(diǎn)，即在接收機(jī)的模擬電路和對(duì)IQ失配進(jìn)行校正的數(shù)字電路例如由于從不同的制造廠商供給等的理由而分離的系統(tǒng)中，不能夠應(yīng)用的缺點(diǎn)。進(jìn)而，在該現(xiàn)有技術(shù)中，存在在失配條件變化的情況下，為了再調(diào)整，不停止接收就不能夠應(yīng)對(duì)該條件變化的缺點(diǎn)。也就是說，在導(dǎo)入到模擬電路的調(diào)整信號(hào)中，不能夠一邊接收規(guī)定的通信信號(hào)一邊追隨失配條件的變化。 文獻(xiàn)1 :美國專利第5157697號(hào)說明書
文獻(xiàn)2 :美國專利第5705949號(hào)說明書
文獻(xiàn)3 :美國專利第6330290號(hào)說明書
文獻(xiàn)4 :美國專利第6898252號(hào)說明書
文獻(xiàn)5 :美國專利第7158586號(hào)說明書
文獻(xiàn)6 :美國專利第7274750號(hào)說明書
文獻(xiàn)7 :美國專利第7298793號(hào)說明書 文 獻(xiàn)8 :Koji Maeda等，"WideBand Image-Rejection Circuit forLow-IFReceivers", ISSCC 2006,26.
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明正是鑒于上述現(xiàn)有的IQ失配校正技術(shù)的問題點(diǎn)而完成的，其目的在于提供一種IQ失配校正電路，該電路是在接收機(jī)側(cè)的數(shù)字信號(hào)處理之外不需要附加的電路的
自主式電路，從正交接收機(jī)的其它部分獨(dú)立，能夠校正頻率依賴的IQ失配，能夠一邊連續(xù)地執(zhí)行接收處理，一邊調(diào)整IQ失配條件。 為了實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的IQ相位失配校正電路，是對(duì)I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)間的IQ相位失配進(jìn)行校正的IQ相位失配校正電路，其第一特征在于，構(gòu)成為具備第一數(shù)字濾波器，對(duì)時(shí)域的I相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理；第二數(shù)字濾波器，對(duì)時(shí)域的Q相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理；2以上的控制電路，在時(shí)域中，個(gè)別地生成用于導(dǎo)出所述第一和第二數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量，對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器供給；以及1對(duì)以上的分析濾波器，對(duì)于作為所述I相輸入信號(hào)的延遲信號(hào)和所述第二數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的差分或合成信號(hào)的I相輸出信號(hào)、和作為所述Q相輸入信號(hào)的延遲信號(hào)和所述第一數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的差分或合成信號(hào)的Q相輸出信號(hào)，以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化，所述2以上的控制電路內(nèi)的1個(gè)第一控制電路，構(gòu)成為對(duì)所述I相輸出信號(hào)和所述Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)進(jìn)行測定，作為所述2以上的控制變量的1個(gè)的第一變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋，所述2以上的控制電路內(nèi)的所述第一控制電路以外的1個(gè)第二控制電路，構(gòu)成為對(duì)所述1對(duì)以上的分析濾波器內(nèi)的對(duì)應(yīng)的1對(duì)分析濾波器的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)進(jìn)行測定，作為所述2以上的控制變量的另一個(gè)的第二變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的IQ增益失配校正電路，是對(duì)I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)間的IQ增益失配進(jìn)行校正的IQ增益失配校正電路，其第一特征在于，構(gòu)成為具備第一數(shù)字濾波器，對(duì)時(shí)域的I相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理；第二數(shù)字濾波器，對(duì)時(shí)域的Q相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理；2以上的控制電路，在時(shí)域中，個(gè)別地生成用于導(dǎo)出所述第一和第二數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量，對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋；以及1對(duì)以上的分析濾波器，對(duì)于作為所述第一數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的I相輸出信號(hào)、和作為所述Q相輸入信號(hào)的輸出信號(hào)的Q相輸出信號(hào)，以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化，所述2以上的控制電路內(nèi)的1個(gè)第一控制電路，構(gòu)成為對(duì)所述I相輸出信號(hào)和所述Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ增益失配狀態(tài)進(jìn)行測定，作為所述2以上的控制變量的1個(gè)的第一變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋，所述2以上的控制電路內(nèi)的所述第一控制電路以外的1個(gè)第二控制電路，構(gòu)成為對(duì)所述1對(duì)以上的分析濾波器內(nèi)的對(duì)應(yīng)的1對(duì)分析濾波器的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ增益失配狀態(tài)進(jìn)行測定，作為所述2以上的控制變量的另一個(gè)的第二變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋。
上述第一特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路，均構(gòu)成為對(duì)I相和Q相的各輸入信號(hào)使用第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行濾波處理，對(duì)I相和Q相的輸入信號(hào)間的IQ相位失配或增益失配進(jìn)行校正，作為I相和Q相輸出信號(hào)進(jìn)行輸出，進(jìn)而，構(gòu)成為決定第一和第二數(shù)字濾波器的傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)，以從I相和Q相輸出信號(hào)經(jīng)由第一控制電路的第一反饋環(huán)、和從I相和Q相輸出信號(hào)在分析濾波器頻率特性變化之后，經(jīng)由第二控制電路的第二反饋環(huán)來決定，第一和第二數(shù)字濾波器通過2系統(tǒng)的反饋環(huán)而分別作為適應(yīng)濾波器而構(gòu)成。
某個(gè)頻率的IQ相位失配或IQ增益失配的校正依賴于在該頻率的第一和第二數(shù)字 濾波器的頻率響應(yīng)特性，校正量和頻率響應(yīng)特性的關(guān)系雖然不是線形，但頻率響應(yīng)越大，校 正量變得越大。這里，在第一和第二數(shù)字濾波器為O次數(shù)字濾波器(即，僅進(jìn)行增益調(diào)整) 的情況下，頻率響應(yīng)特性是平坦的，即沒有頻率依賴，但在本發(fā)明中，由于傳遞函數(shù)的系數(shù) 是2以上，即是l次以上的數(shù)字濾波器，所以頻率響應(yīng)根據(jù)頻率而變化。也就是說，通過使 第一和第二數(shù)字濾波器適應(yīng)化，能夠?qū)︻l率依賴的IQ相位失配或IQ增益失配進(jìn)行校正。
更詳細(xì)地，在IQ相位失配校正電路的情況下，由于是通過I相和Q相的一方側(cè)的 輸入信號(hào)、與另一方側(cè)的被數(shù)字濾波處理后的輸入信號(hào)的差分或合成，輸出校正后的I相 和Q相的各輸出信號(hào)的結(jié)構(gòu)，此外，由于IQ相位失配的校正是對(duì)在I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸 入信號(hào)中對(duì)方側(cè)的信號(hào)成分混入的情況進(jìn)行抵消的工作，所以在第一和第二數(shù)字濾波器間 頻率響應(yīng)特性相同也好不相同也好，IQ相位失配的校正量依賴于第一和第二數(shù)字濾波器的 頻率響應(yīng)特性。相對(duì)于此，在IQ增益失配校正電路的情況下，IQ增益失配的校正是對(duì)I相 側(cè)和Q相側(cè)的各輸入信號(hào)的振幅不同的情況進(jìn)行校正的工作，在第一和第二數(shù)字濾波器之 間需要頻率響應(yīng)的比具有頻率依賴性，在第一和第二數(shù)字濾波器間傳遞函數(shù)相互不同。
進(jìn)而，在將第一和第二數(shù)字濾波器作為適應(yīng)濾波器而構(gòu)成時(shí)，各個(gè)傳遞系數(shù)獨(dú)立 地適應(yīng)化是重要的。也就是說，在IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路中，各失配 電路的2以上的控制電路分別對(duì)I相側(cè)和Q相側(cè)的各被處理信號(hào)間的被時(shí)間平均后的IQ 失配狀態(tài)(IQ相位失配狀態(tài)或IQ增益失配狀態(tài))進(jìn)行測定，作為控制變量對(duì)第一和第二數(shù) 字濾波器進(jìn)行反饋，由于執(zhí)行這樣的共同的處理，成為各控制電路的處理對(duì)象的I相側(cè)和Q 相側(cè)的各被處理信號(hào)必須不是相同信號(hào)內(nèi)容。也就是說，在輸入到2以上的控制電路的各 對(duì)被處理信號(hào)間，需要信號(hào)的分集(diversity)。在本發(fā)明中，通過利用分析濾波器的頻率 特性的變化，實(shí)現(xiàn)被處理信號(hào)間的信號(hào)的分集。結(jié)果，能夠個(gè)別地獨(dú)立對(duì)在2個(gè)不同頻率的 不同IQ失配狀態(tài)進(jìn)行校正，結(jié)果是頻率依賴的IQ相位失配和增益失配被分別校正。
進(jìn)而，在上述第一特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路中，第一和 第二數(shù)字濾波器、各控制電路以及各分析濾波器在時(shí)域中，為了處理逐次輸入的信號(hào)，不中 斷數(shù)字基帶信號(hào)的接收、即不中斷在接收機(jī)側(cè)的接收處理和解調(diào)處理，就能夠在實(shí)際時(shí)間 連續(xù)地執(zhí)行IQ失配的校正處理。 上述第一特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路的第二特征是，在 各自中，在所述控制變量的數(shù)量是3以上，所述分析濾波器是2對(duì)以上的情況下，1對(duì)所述分 析濾波器和其它的對(duì)的所述分析濾波器的傳遞函數(shù)相互不同。 在上述第二特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路中，因?yàn)榭刂谱?量的數(shù)量是3以上，所以能夠?qū)崿F(xiàn)更高次的適應(yīng)濾波器，能夠執(zhí)行更高性能的頻率依賴的 IQ失配的校正處理，但是如上述那樣，由于需要獨(dú)立導(dǎo)出3以上的控制變量，所以需要確保 對(duì)與控制變量的數(shù)量相同的控制電路輸入的各對(duì)被處理信號(hào)間的分集，在2對(duì)以上的分析 濾波器中，通過1對(duì)分析濾波器和其它對(duì)分析濾波器的傳遞函數(shù)相互不同，在全部的對(duì)的 被處理信號(hào)間確實(shí)地實(shí)現(xiàn)該信號(hào)的分集，能夠更高精度地執(zhí)行頻率依賴的IQ失配的校正 處理。 上述第一或第二特征的IQ相位失配校正電路的第三特征在于，所述2以上的控制 電路分別對(duì)于I相和Q相的各被處理信號(hào)，進(jìn)行在時(shí)域的乘法處理，使用該乘法結(jié)果逐次執(zhí)行利用最小均方算法的所述控制變量的適應(yīng)化處理，第一或第二特征的IQ增益失配校正 電路的第三特征在于，所述2以上的控制電路分別對(duì)于I相和Q相的各被處理信號(hào)，進(jìn)行在 時(shí)域的減法處理和加法處理、以及對(duì)該減法結(jié)果和加法結(jié)果的乘法處理，使用該乘法結(jié)果 逐次執(zhí)行利用最小均方算法的所述控制變量的適應(yīng)化處理， 在上述第三特征的IQ相位失配校正電路中，因?yàn)檩斎氲礁骺刂齐娐返谋惶幚硇?號(hào)本來具有正交性，所以使用對(duì)于各對(duì)的被處理信號(hào)的乘法處理結(jié)果(表示在各個(gè)處理時(shí)
刻的IQ相位失配狀態(tài))對(duì)各對(duì)的被處理信號(hào)間的被時(shí)間平均后的IQ相位的失配狀態(tài)進(jìn)行 測定，能夠逐次執(zhí)行利用最小均方算法的控制變量的適應(yīng)化處理。再有，在I相和Q相的輸 出信號(hào)中，在IQ相位失配被完全校正的情況下，兩輸出信號(hào)的積的時(shí)間平均為O。另一方 面，在上述第三特征的IQ增益失配校正電路中，因?yàn)檩斎氲礁骺刂齐娐返谋惶幚硇盘?hào)本來 被標(biāo)準(zhǔn)化，所以使用對(duì)于各對(duì)的被處理信號(hào)的減法處理結(jié)果和加法處理結(jié)果的乘法處理結(jié) 果(表示在各個(gè)處理時(shí)刻的IQ增益失配狀態(tài))，對(duì)各對(duì)的被處理信號(hào)間的被時(shí)間平均后的 IQ增益的失配狀態(tài)進(jìn)行測定，能夠逐次執(zhí)行利用最小均方算法的控制變量的適應(yīng)化處理。 再有，在I相和Q相的輸出信號(hào)中，在IQ增益失配被完全校正的情況下，兩輸出信號(hào)差和和 的積(各自的平方的差、即功率差)的時(shí)間平均為0。進(jìn)而，作為控制變量的適應(yīng)化算法，也 能夠利用最小均方(LMS :Least Mean Square)算法以外的算法(例如，遞歸最小二乘(RLS : recursive least square) 、 PID (Proportional Integral Derivative,比例禾只分微分)算 法、最大似然(ML:Maxim咖Likelihood)算法等)，但最小均方算法與其它算法相比，具有 非常頑強(qiáng)且穩(wěn)定、能夠在小規(guī)模的電路結(jié)構(gòu)中實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)。 上述任何一種特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路的第四特征在
于，各個(gè)所述第一和第二數(shù)字濾波器是2次以上的對(duì)稱結(jié)構(gòu)的有限長脈沖響應(yīng)濾波器。 根據(jù)上述第四特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路，能夠以較少
的控制變量的數(shù)量、即能夠通過更小的電路規(guī)模，實(shí)現(xiàn)高次的第一和第二數(shù)字濾波器，能夠
更高精度地校正頻率依賴的IQ失配。此外，雖然第一和第二數(shù)字濾波器能夠以無限長脈沖
響應(yīng)濾波器構(gòu)成，但由于有后述的缺點(diǎn)，所以優(yōu)選以有限長脈沖響應(yīng)濾波器。 由于無限長脈沖響應(yīng)濾波器的群延遲特性不良好，所以需要在之后對(duì)該群延遲特
性進(jìn)行校正，但由于第一和第二數(shù)字濾波器作為適應(yīng)濾波器而構(gòu)成，所以需要該校正電路
也作為適應(yīng)濾波器而構(gòu)成，電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化。此外，由于無限長脈沖響應(yīng)濾波器對(duì)于控制變
量的響應(yīng)，與有限長脈沖響應(yīng)濾波器相比無秩序，所以具備實(shí)用的穩(wěn)定性和收斂性的響應(yīng)
性良好的無限長脈沖響應(yīng)濾波器的設(shè)計(jì)困難。進(jìn)而，無限長脈沖響應(yīng)濾波器在內(nèi)部存在反
饋延遲，所以在實(shí)際時(shí)間的連續(xù)的適應(yīng)濾波處理困難。每當(dāng)傳遞函數(shù)的反饋項(xiàng)的系數(shù)被更
新時(shí)，需要對(duì)濾波器內(nèi)的存儲(chǔ)器進(jìn)行重置，進(jìn)而，以此為原因噪聲增加。如上所述，為了連續(xù)
地更新第一和第二數(shù)字濾波器的傳遞函數(shù)，不優(yōu)選無限長脈沖響應(yīng)濾波器。 上述任何一種特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路的第五特征在
于，各個(gè)所述分析濾波器是無限長脈沖響應(yīng)濾波器。 根據(jù)上述第五特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路，通過以無限 長脈沖響應(yīng)濾波器構(gòu)成分析濾波器，謀求電路的小型化和低功耗化。再有，由于在IQ相位 失配校正電路和IQ增益失配校正電路的數(shù)據(jù)傳輸路徑上不存在分析濾波器，也就是說，分 析濾波器的輸出不向外部輸出，進(jìn)而因?yàn)榉治鰹V波器不是適應(yīng)型，傳遞函數(shù)不完全被固定，所以對(duì)上述第一和第二數(shù)字濾波器應(yīng)用的情況下的無限長脈沖響應(yīng)濾波器的問題點(diǎn)在分 析濾波器中不產(chǎn)生。 為了實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的IQ失配校正電路的第一特征在于，將上述任何一
個(gè)特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路的一方在前級(jí)、另一方在后級(jí)串聯(lián) 連接，將I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)作為前級(jí)電路的I相和Q相輸入信號(hào)進(jìn)行輸入，將所述 前級(jí)電路的I相和Q相輸出信號(hào)作為后級(jí)電路的I相和Q相輸入信號(hào)進(jìn)行輸入，將所述后 級(jí)電路的I相和Q相輸出信號(hào)作為IQ失配校正后的I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行輸出。
根據(jù)上述第一特征的IQ失配校正電路，由于具備上述特征的IQ相位失配校正電 路和IQ增益失配校正電路，所以對(duì)輸入的I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)，能夠在實(shí)際時(shí)間連 續(xù)地對(duì)頻率依賴的IQ相位失配和IQ增益失配的雙方進(jìn)行校正。上述第一特征的IQ失配校正電路的第二特征在于，構(gòu)成為將所述后級(jí)電路的所 述1對(duì)以上的分析濾波器，作為所述前級(jí)電路的所述1對(duì)以上的分析濾波器共同地利用。
根據(jù)上述第二特征的IQ失配校正電路，由于能夠省略配置在前級(jí)的IQ相位失配 校正電路和IQ增益失配校正電路的任何一方的分析濾波器，所以能夠謀求電路規(guī)模的縮
小化、低功耗化。 此外，本發(fā)明的接收裝置的特征在于，在正交接收機(jī)的后級(jí)具備上述任何一個(gè)特
征的IQ相位失配校正電路、IQ增益失配校正電路、或IQ失配校正電路。根據(jù)上述特征的接收裝置，由于具備上述特征的IQ相位失配校正電路、IQ增益失
配校正電路，或IQ失配校正電路，所以對(duì)從正交接收機(jī)輸出的I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)，
能夠在實(shí)際時(shí)間連續(xù)地對(duì)頻率依賴的IQ相位失配和IQ增益失配的至少任意的一方進(jìn)行校正。


圖1是表示本發(fā)明的IQ失配校正電路和使用其的接收裝置的一個(gè)實(shí)施方式的概 略結(jié)構(gòu)的框圖。 圖2是表示本發(fā)明的IQ相位失配校正電路的一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖3是表示本發(fā)明的IQ相位失配校正電路的一個(gè)實(shí)施方式的詳細(xì)電路結(jié)構(gòu)的電 路圖。 圖4是表示本發(fā)明的IQ相位失配校正電路的另一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖5是表示本發(fā)明的IQ增益失配校正電路的一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖6是表示本發(fā)明的IQ增益失配校正電路的一個(gè)實(shí)施方式的詳細(xì)電路結(jié)構(gòu)的電 路圖。 圖7是表示本發(fā)明的IQ增益失配校正電路的另一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖8是表示本發(fā)明的IQ失配校正電路的另一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖9是表示正交接收機(jī)的通常的電路結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖10是表示IQ失配導(dǎo)致的接收信號(hào)的品質(zhì)惡化的一個(gè)例子的圖。
具體實(shí)施例方式
下面，基于附圖對(duì)本發(fā)明的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路、以及具備它們的IQ失配校正電路和接收裝置的實(shí)施方式進(jìn)行說明。
(IQ失配校正電路的實(shí)施方式) 在本實(shí)施方式中，IQ失配校正電路2如圖1所示，構(gòu)成為對(duì)從設(shè)置在正交接收機(jī) 100的后級(jí)的AD轉(zhuǎn)換器109、110輸出的I相和Q相的各數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ校正兩信 號(hào)間的頻率依賴的IQ失配，成為對(duì)IQ相位失配進(jìn)行校正的IQ相位失配校正電路3和對(duì)IQ 增益失配進(jìn)行校正的IQ增益失配校正電路4的一方與另一方串聯(lián)連接的結(jié)構(gòu)。IQ相位失 配校正電路3和IQ增益失配校正電路4具有幾個(gè)共同的性質(zhì)，關(guān)于各電路結(jié)構(gòu)等在后面敘 述。再有，在圖1中，在前級(jí)有配置IQ相位失配校正電路3，在后級(jí)配置有IQ增益失配校 正電路4，但該配置只是一個(gè)例子，也可以將前后的配置逆轉(zhuǎn)，由此不會(huì)對(duì)本發(fā)明的概念、效 果、性能等造成損害。接收裝置1成為在正交接收機(jī)100的后級(jí)配置了 IQ失配校正電路2 的結(jié)構(gòu)，在IQ失配校正電路2被校正的I相和Q相的各數(shù)字基帶信號(hào)SDcI、SDcQ通過配置 在其后級(jí)的解調(diào)電路(未圖示)被處理。 正交接收機(jī)100具有與圖9所示的正交接收機(jī)相同的結(jié)構(gòu)，具備接收端口 101， 用于對(duì)從發(fā)送機(jī)側(cè)經(jīng)由無線或有線的通信信道發(fā)送來的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行接收。接收端口 101 構(gòu)成為具備通過正交接收機(jī)100規(guī)定的濾波器、放大器、混頻器(mixer)、天線等的電子部 件，能夠利用公知的電路結(jié)構(gòu)，因此省略詳細(xì)的記述。在接收接口 IOI的后級(jí)設(shè)置有分離 電路102，用于將從接收接口 101輸出的接收信號(hào)SR分離為2個(gè)正交的I相接收信號(hào)SRI 和Q相接收信號(hào)SRQ。分離電路102構(gòu)成為具備2個(gè)混頻器(mixer) 103、 104，局部振蕩器 105，以及將局部振蕩器的振蕩信號(hào)SOL的相位移動(dòng)90°的移相器106，接收信號(hào)SR被分離 為I相側(cè)和Q相側(cè)的2系統(tǒng)，混頻器103將I相側(cè)的接收信號(hào)SR和局部振蕩器105的振蕩 信號(hào)SOL相乘來生成I相接收信號(hào)SRI，混頻器104將Q相側(cè)的接收信號(hào)SR和移相器106 的振蕩信號(hào)SLQ相乘來生成Q相接收信號(hào)SRI。從低通濾波器107、 108輸出的I相基帶信 號(hào)SI和Q相基帶信號(hào)SQ分別在AD轉(zhuǎn)換器109、 110被數(shù)字化，生成I相和Q相的各數(shù)字基 帶信號(hào)SDI 、SDQ，輸入到IQ失配校正電路2。這里，數(shù)字基帶信號(hào)SDI 、SDQ是復(fù)數(shù)數(shù)字基帶 信號(hào)，信號(hào)SDI是實(shí)數(shù)成分，信號(hào)SDQ是虛數(shù)成分。 如上所述，理想的通信鏈路在理論上，數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ完全具有標(biāo)準(zhǔn)正交 性，是對(duì)規(guī)定的通信鏈路能夠通過適合的解調(diào)電路直接處理的狀態(tài)。可是，在實(shí)際的電路 中，由于傳輸路徑上存在的各種電子部件或電子裝置的不完全性，在其它類型的畸變中，產(chǎn) 生某種程度的相位畸變，結(jié)果在數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ間在信號(hào)功率產(chǎn)生差異。由于通過 該現(xiàn)象接收信號(hào)的品質(zhì)下降，所以在進(jìn)行數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ的解調(diào)處理之前，IQ失配 校正電路2對(duì)數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ執(zhí)行該IQ失配的校正處理。再有，在本實(shí)施方式中， 處理對(duì)象的數(shù)字基帶信號(hào)SDI、SDQ是以固定間隔被采樣的離散的時(shí)間序列數(shù)據(jù)，構(gòu)成IQ相 位失配校正電路3和IQ增益失配校正電路4的各電路，成為在時(shí)域處理該時(shí)間序列數(shù)據(jù)的 結(jié)構(gòu)。在以下的說明中，對(duì)應(yīng)于需要，在信號(hào)名后附加表示離散的時(shí)間(即、時(shí)間序列的順 序)的顯示(例如[n]， [n+l]等)進(jìn)行說明。
(IQ相位失配校正電路的實(shí)施方式) 圖2表示IQ相位失配校正電路3的優(yōu)選的一個(gè)實(shí)施例。在本實(shí)施方式中，IQ相 位失配校正電路3構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器11、12，1對(duì)延遲線13、14，1對(duì)減法器15、 16， 1對(duì)分析濾波器17、 18，以及2個(gè)執(zhí)行LMS(最小均方Least Mean Square)算法的控制電路19、20。 IQ相位失配校正電路3為了對(duì)2個(gè)輸入信號(hào)XIin和XQin之間的IQ相位失 配(相位誤差)進(jìn)行校正，生成在次數(shù)為1以上的數(shù)字濾波器ll、12分別對(duì)輸入信號(hào)XIin、 XQin進(jìn)行濾波后的2個(gè)交叉信號(hào)(crossover signal) SIx、SQx，在減法器15從通過了延遲 線13的輸入信號(hào)XIin減去交叉信號(hào)SQx生成輸出信號(hào)XIout，在減法器16從通過了延遲 線14的輸入信號(hào)XQin減去交叉信號(hào)Six生成輸出信號(hào)XQout。通過該2系統(tǒng)的濾波和減 法處理，2個(gè)輸入信號(hào)XIin和XQin之間的正交性提高，理想的是，通過再建90°的相位關(guān) 系，兩輸入信號(hào)間的IQ相位失配消失或大幅衰減。再有，1對(duì)延遲線13、 14為了說明方便而 以獨(dú)立的形式表示，但通過分別與數(shù)字濾波器11、12整體化能夠削減電路尺寸。再有，當(dāng)使 數(shù)字濾波器11、12的輸出信號(hào)SIx、 SQx的符號(hào)正負(fù)反轉(zhuǎn)時(shí)，利用減法器15、16的減法處理 可以與利用加法器的加法處理置換。 在圖2中，在圖l所示的在前級(jí)配置了 IQ相位失配校正電路3、在后級(jí)配置了 IQ 增益失配校正電路4的結(jié)構(gòu)的情況下，輸入信號(hào)Xlin、XQin是數(shù)字基帶信號(hào)SDI、SDQ，在將 IQ相位失配校正電路3配置在IQ增益失配校正電路4的后級(jí)的結(jié)構(gòu)的情況下，輸入信號(hào) Xlin、XQin是IQ增益失配校正電路4的I相和Q相的各輸出信號(hào)。 數(shù)字濾波器11、12為了對(duì)2個(gè)輸入信號(hào)XIin和XQin間的頻率依賴的IQ相位失 配適應(yīng)地進(jìn)行校正，需要以反映信號(hào)條件和電路條件的方式進(jìn)行調(diào)整。因此，IQ相位失配 校正電路3具備對(duì)數(shù)字濾波器11、12提供控制變量的特別的測定電路。在本實(shí)施方式中， 數(shù)字濾波器11、12作為使用2個(gè)控制變量Po、 Ps的2次濾波器而構(gòu)成。再有，在以比數(shù)字 濾波器11、12高次的濾波器構(gòu)成的情況下，僅是控制變量的數(shù)量增加，并不脫離以下說明 的本發(fā)明的主旨。在圖2表示的優(yōu)選例中，為了簡單地說明本發(fā)明的概念，例示了簡單的結(jié) 構(gòu)。以下，假定數(shù)字濾波器11、12是2次濾波器的情況進(jìn)行說明，但該說明能夠容易地?cái)U(kuò)展 至高次濾波器。 為了對(duì)數(shù)字濾波器11、12進(jìn)行調(diào)整，對(duì)IQ失配條件上的變化立刻進(jìn)行追蹤，需要 2以上的控制變量。在本實(shí)施方式中，為了確保良好的穩(wěn)定性和系統(tǒng)性能，采用基于LMS算 法的反饋計(jì)劃。第一控制電路19根據(jù)輸出信號(hào)XIout、 XQout生成第一控制變量Po，第二 控制電路20根據(jù)分析濾波器17、18的各輸出信號(hào)生成第二控制變量Ps。這里，但為了從第 一控制變量Po獨(dú)立地生成第二控制變量Ps，在2個(gè)控制電路19、20處理的信號(hào)間需要信號(hào) 的分集(diversity)。例如，在上述文獻(xiàn)8中，例如使用不同頻率的各種各樣的調(diào)整用信號(hào) 實(shí)現(xiàn)信號(hào)的分集。在本實(shí)施方式中，信號(hào)的分集通過2個(gè)分析濾波器17、18來實(shí)現(xiàn)。分析 濾波器17、18通過對(duì)輸出信號(hào)XIout、XQout的頻率特性以個(gè)別地與原來的頻率特性不同的 方式實(shí)施調(diào)制，從而能夠?qū)Φ诙刂齐娐?0生成第二控制變量Ps。再有，在作為數(shù)字濾波 器11、12使用高次的濾波器的系統(tǒng)中，通過追加該分析濾波器，能夠生成追加的控制變量。
在以下的數(shù)式1和數(shù)式2中表示在數(shù)字濾波器11、12的傳遞函數(shù)的各系數(shù)中使 用第一和第二控制變量Po、 Ps的情況下的2個(gè)具體例子。數(shù)式1和數(shù)式2中表示的傳遞 函數(shù)，均構(gòu)成0次和2次的系數(shù)相等的對(duì)稱結(jié)構(gòu)的有限長脈沖響應(yīng)(FIR :Finite impulse Response)濾波器。因此，數(shù)式1和數(shù)式2表示的傳遞函數(shù)僅以2個(gè)控制變量Po、Ps規(guī)定。 再有，數(shù)式1和數(shù)式2表示的對(duì)稱結(jié)構(gòu)的傳遞函數(shù)之外也能夠利用各種傳遞函數(shù)，對(duì)于本領(lǐng) 域技術(shù)人員，很明顯只要不脫離本發(fā)明的基本原理就能夠得到相同的作用效果。
H(z) = PoXz—丄+PsX (l+z—2) (1)
H(z) = (Po+2XPs) Xz—丄+PsX (1+z—2) (2) 再有，在上述中，假設(shè)數(shù)字濾波器11、12具有相同的傳遞函數(shù)的情況，但數(shù)字濾波 器11、12也可以不必具有相同的傳遞函數(shù)。 在本實(shí)施方式中，由于IQ相位失配校正電路3具有利用控制電路19、20的反饋結(jié) 構(gòu)，所以IQ失配條件上的隨時(shí)間經(jīng)過的變化通過控制電路19、20被追蹤，以連續(xù)地生成輸 出信號(hào)XIout、XQout的方式，對(duì)輸入信號(hào)XIin、XQin供給。 圖3中表示IQ相位失配校正電路3的更詳細(xì)的電路結(jié)構(gòu)例。在圖3所示的實(shí)施 例中，數(shù)字濾波器11、12的傳遞函數(shù)是數(shù)式2所示的傳遞函數(shù)，延遲線13、14分別利用數(shù)字 濾波器11、12內(nèi)的延遲單元(z—0而構(gòu)成。此外，控制電路19對(duì)將輸出信號(hào)XIout、 XQout 相乘的信號(hào)乘以步長參數(shù)PO，在加上在l采樣期間前處理的控制變量Po[n]之后，通過延 遲單元(z—0生成控制變量Po[n+l]。同樣地，控制電路20對(duì)將分析濾波器17、18的I相 側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)XIm、 XQm相乘的信號(hào)乘以步長參數(shù)y l，在加上在1采樣期間前 處理的控制變量Ps[n]之后，通過延遲單元(z—0生成控制變量Ps[n+l]。圖3所示的控制 電路19、20的利用LMS算法的處理以下述的數(shù)式3和數(shù)式4表示。
Po [n+1] = Po [n] + ii 0 X (XIout [n] X XQout [n])
(3)
Ps[n+1] = Ps[n] + ii IX (XIm[n] XXQm[n])
(4) 在圖3所示的實(shí)施例中，分析濾波器17、18是相互完全相同的電路結(jié)構(gòu)，以作為在 內(nèi)部具有反饋環(huán)的遞歸濾波器的無限長脈沖響應(yīng)(IIR :Infinite Impulse Response)濾波 器構(gòu)成，其傳遞函數(shù)Ha(z)以下述數(shù)式5表示。分析濾波器17、18以對(duì)原信號(hào)放大特定的 頻域、使其它的頻域衰減的方式使頻率特性變化。由于以IIR濾波器構(gòu)成的分析濾波器17、 18能夠?qū)崿F(xiàn)電路的小型化、低功耗化，并且能夠得到平滑的衰減特性，所以能夠調(diào)制在各種 各樣的頻率的信號(hào)功率，原信號(hào)的頻帶內(nèi)的任何一種頻率成分均不被完全除去，也就是說， 意味著不因?yàn)樾盘?hào)分集的生成而信號(hào)信息欠缺。
Ha(z) = (1+z—V(l-0. 2Xz—0 (5) 如上所述，因?yàn)榭刂齐娐?9、20在時(shí)域中工作，所以控制變量Po、Ps不需要各個(gè)被 處理信號(hào)的頻率特性的信息，得到各對(duì)被處理信號(hào)的IQ相位失配狀態(tài)(上述乘法處理的結(jié) 果)的時(shí)間平均。此外，因?yàn)榉治鰹V波器17、18也同樣地在時(shí)域中工作，所以通過以控制變 量Po、 Ps進(jìn)行利用不同加權(quán)的平均化。 在圖3所示的實(shí)施例中，通過上述電路結(jié)構(gòu)，輸出信號(hào)XIout、XQout分別對(duì)輸入信
號(hào)XIin和XQin，以下述數(shù)式6和數(shù)式7所示方式在時(shí)域依次校正IQ相位失配。數(shù)式6和
數(shù)式7的各自右邊第二項(xiàng)是IQ相位失配的校正項(xiàng)。 XIout[n] = Xlin[n-1] - ((Po [n] +2 XPs [n]) XXQin [n_l]+Ps [n] (XQin [n] +XQin [n_2]) (6) XQout [n] = XQin [n_l] -((Po[n]+2XPs[n]) XXIin[n-l]
1
+Ps [n] (XI in [n] +XI in [n_2]) (7) 在本實(shí)施方式中，雖然數(shù)字濾波器11、12的次數(shù)是2，但能夠根據(jù)期待通信鏈路能 夠承受的IQ失配的類型和對(duì)IQ失配校正電路要求的性能等的請(qǐng)求來適宜地變更。
圖4表示圖2所示的IQ相位失配校正電路3的另一個(gè)實(shí)施例。圖4中表示的IQ 相位失配校正電路3'構(gòu)成為具有1對(duì)數(shù)字濾波器21、22，1對(duì)延遲線13、14，l對(duì)減法器 15、 16， 2對(duì)分析濾波器23 26，以及執(zhí)行LMS算法的3個(gè)控制電路27 29。數(shù)字濾波器 21、22比圖2所示的IQ相位失配校正電路3的數(shù)字濾波器11、12高次，作為使用3個(gè)控制 變量Po、Ps、Pn的對(duì)稱結(jié)構(gòu)的4次濾波器而構(gòu)成。當(dāng)與圖2所示的IQ相位失配校正電路3 比較時(shí)，為了生成追加的控制變量Pn，追加1對(duì)分析濾波器25、26和1個(gè)控制電路29。
在數(shù)字濾波器21、22的傳遞函數(shù)的各系數(shù)中使用第一至第三控制變量Po、 Ps、 Pn 的情況下的具體例，以下述數(shù)式8表示。
H(z) = (Po+2XPs+2XPn) Xz—2+PsX (z—3)
+PnX(l+z—4) (8) 分析濾波器17、 18、23 26的目的是對(duì)輸入到3個(gè)控制電路27 29的各對(duì)的被 處理信號(hào)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的分集，因此，只要能夠?qū)崿F(xiàn)信號(hào)的分集，對(duì)分析濾波器的結(jié)構(gòu)的涉及自 由度極其高。進(jìn)而，分析濾波器的結(jié)構(gòu)即使本質(zhì)上執(zhí)行相同任務(wù)，生成相同結(jié)果，也能有多 樣的變化。例如，雖然l對(duì)分析濾波器23、24與另一對(duì)分析濾波器25、26相互并聯(lián)配置，但 不使各個(gè)分析濾波器的基本工作和電路性能變化，將1對(duì)分析濾波器23、24的各輸入不作 為輸出信號(hào)XIout、XQout，而作為1對(duì)分析濾波器25、26的各輸出，串聯(lián)配置也可。 [oogo] (IQ增益失配校正電路的實(shí)施方式) 圖5中表示IQ增益失配校正電路4的優(yōu)選的一個(gè)實(shí)施例。在本實(shí)施方式中，IQ增 益失配校正電路4構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器31、32， 1對(duì)分析濾波器33、34，以及2個(gè)執(zhí) 行LMS算法的控制電路35、36。數(shù)字濾波器31、32分別對(duì)輸入信號(hào)XIin和XQin進(jìn)行校正 兩信號(hào)間的IQ增益失配(振幅誤差)的處理，生成輸出信號(hào)XIout、輸出信號(hào)XQout。輸入 信號(hào)XIin、 XQin，如圖1所示，在將IQ相位失配校正電路3配置在前級(jí)、將IQ增益失配校 正電路4配置在后級(jí)的結(jié)構(gòu)的情況下，是IQ相位失配校正電路3的I相和Q相的各輸出信 號(hào)，在將IQ相位失配校正電路3配置在IQ增益失配校正電路4的后級(jí)的結(jié)構(gòu)的情況下，是 數(shù)字基帶信號(hào)SDI、SDQ。 數(shù)字濾波器31、32為了對(duì)2個(gè)輸入信號(hào)XIin和XQin之間的頻率依賴的IQ增益 失配適應(yīng)地進(jìn)行校正，需要以反映信號(hào)條件和電路條件的方式被調(diào)整。因此，IQ增益失配 校正電路4具備對(duì)數(shù)字濾波器31、32提供控制變量的特別的測定電路。在本實(shí)施方式中， 數(shù)字濾波器31、32作為使用2個(gè)控制變量Go、 Gs的2次濾波器而構(gòu)成，被該2個(gè)控制變量 Go、 Gs控制。第一控制電路35根據(jù)輸出信號(hào)XIout、 XQout生成第一控制變量Go，第二控 制電路36根據(jù)分析濾波器33、34的各輸出信號(hào)生成第二控制變量Gs。使用對(duì)控制變量Gs 的生成中使用的輸出信號(hào)XIout、 XQout的頻率特性進(jìn)行調(diào)制的分析濾波器33、34，實(shí)現(xiàn)信 號(hào)的分集。 在下述數(shù)式9和數(shù)式10中表示在數(shù)字濾波器31、32的傳遞函數(shù)的各系數(shù)中使用 了第一和第二控制變量Go、Gs的情況下的2個(gè)具體例子。在數(shù)式9和數(shù)式10中，Hi(z)表示I相的數(shù)字濾波器31的傳遞函數(shù)，Hq(z)表示Q相的數(shù)字濾波器32的傳遞函數(shù)。在數(shù) 字濾波器31、32的頻率響應(yīng)特性相同的情況下，由于該頻率響應(yīng)特性的比不依賴于頻率而 成為固定，所以不能夠正確地校正頻率依賴的IQ增益失配。因此，在本實(shí)施方式中，數(shù)字濾 波器31、32的傳遞函數(shù)以在I相和Q相間分別不同的方式設(shè)定。具體地，為了使電路設(shè)計(jì) 容易，成為使控制變量Go、Gs的符號(hào)正負(fù)反轉(zhuǎn)的內(nèi)容。此外，數(shù)式7和數(shù)式8表示的傳遞函 數(shù)，均構(gòu)成是0次和2次的系數(shù)相等的對(duì)稱結(jié)構(gòu)的有限長脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。因此，數(shù) 式9和數(shù)式IO表示的傳遞函數(shù)僅以2個(gè)控制變量Go、 Gs規(guī)定。再有，在數(shù)式9和數(shù)式10 表示的傳遞函數(shù)以外也能夠利用各種傳遞函數(shù)，對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員，很明顯只要不脫離 本發(fā)明的基本原理能夠得到同樣的作用效果。 Hi(z) = (l-Go) Xz—L(l-Go) XGsX (l+z—2) Hq(z) = (l+Go) X z—^ (l+Go) XGs X (l+z—2)
(9) Hi(z) = (l-Go-2XGs) Xz—丄-GsX (l+z—2) Hq(z) = (l+Go+2 XGs) X z—^Gs X (l+z—2)
(10) 與IQ相位失配校正電路3同樣地，由于IQ增益失配校正電路4具有利用控制電
路35、36的反饋結(jié)構(gòu)，所以能夠一邊連續(xù)地生成輸出信號(hào)XIout、 XQout，一邊追蹤IQ失配 條件上的隨時(shí)間經(jīng)過的變化。 圖6中表示IQ增益失配校正電路4的更詳細(xì)的電路結(jié)構(gòu)例。在圖6所示的實(shí)施 例中，數(shù)字濾波器31、32的傳遞函數(shù)是數(shù)式10所示的傳遞函數(shù)，控制電路35對(duì)將輸出信號(hào) XIout、XQout相加的信號(hào)與相減的信號(hào)進(jìn)行相乘，將相乘后信號(hào)乘以步長參數(shù)vO，加上l采 樣期間之前處理的控制變量Go[n]之后，通過延遲單元(z—0生成控制變量Go[n+l]。同樣 地，控制電路36對(duì)將分析濾波器33、34的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)XIm、 XQm相乘后 的信號(hào)乘以步長參數(shù)vl，加上l采樣期間之前處理的控制變量Gs[n]之后，通過延遲單元 (z一1)生成控制變量Gs[n+1]。圖6表示的控制電路35、36的利用LMS算法的處理，以下述 數(shù)式ll和數(shù)式12表示。 Go[n+l] = Go[n]+v0X (XIout[n]2-XQout[n]2)
(11) Gs[n+1] = Gs[n]+vlX (XIm[n]2-XQm[n]2)
(12) 在圖6表示的實(shí)施例中，分析濾波器33、34是互相完全相同的電路結(jié)構(gòu)，是與在IQ
相位失配校正電路3使用的分析濾波器17、18相同的電路結(jié)構(gòu)。因此，分析濾波器33、34 是以作為在內(nèi)部具有反饋環(huán)的遞歸濾波器的無限長脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器構(gòu)成，其傳遞函 數(shù)Ha(z)也以與分析濾波器17、18相同，以上述數(shù)式5表示。關(guān)于分析濾波器33、34的功 能和特征，與分析濾波器17、 18相同，省略重復(fù)的說明。 如上述那樣，因?yàn)榭刂齐娐?5、36在時(shí)域工作，所以控制變量Go、Gs不需要各個(gè)被 處理信號(hào)的頻率特性的信息，得到各對(duì)的被處理信號(hào)的IQ增益失配狀態(tài)(上述加法信號(hào)和 減法信號(hào)的乘法處理的結(jié)果)的時(shí)間平均。此外，因?yàn)榉治鰹V波器33、34也同樣地在時(shí)域 工作，所以以控制變量Go、Gs進(jìn)行利用不同的加權(quán)的平均化。
在圖6所示的實(shí)施例中，通過上述電路結(jié)構(gòu)，輸出信號(hào)XIout、XQout分別相對(duì)于輸 入信號(hào)XIin和XQin，如下述的數(shù)式13和數(shù)式14所示那樣，在時(shí)域依次校正IQ增益失配。
XIout[n] = (l-Go[n]-2XGs[n]) XXIin[n-l]
-Gs [n] X (XI in [n] +XI in [n_2]) 在本實(shí)施方式中，雖然數(shù)字濾波器31、32的次數(shù)是2，但能夠根據(jù)期待通信鏈路能 夠承受的IQ失配的類型和對(duì)IQ失配校正電路要求的性能等的請(qǐng)求來適宜地變更。
圖7中表示圖5所示的IQ增益失配校正電路4的另一個(gè)實(shí)施例。圖7中表示的 IQ增益失配校正電路4'構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器41 、42， 2對(duì)分析濾波器43 46，以及 執(zhí)行LMS算法的3個(gè)控制電路47 49。數(shù)字濾波器41、42比圖5所示的IQ增益失配校正 電路4的數(shù)字濾波器31、32高次，作為使用3個(gè)控制變量Go、Gs、Gn的對(duì)稱結(jié)構(gòu)的4次濾波 器而構(gòu)成。當(dāng)與圖5所示的IQ增益失配校正電路4比較時(shí)，為了生成追加的控制變量Gn， 追加1對(duì)分析濾波器45、46和1個(gè)控制電路49，通過分析濾波器45、46進(jìn)一步生成信號(hào)的 分集。如上所述，分析濾波器33、34、43 46的目的是生成信號(hào)的分集，因此，只要能夠?qū)?現(xiàn)信號(hào)的分集，對(duì)分析濾波器的結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)自由度極其高。進(jìn)而，分析濾波器的結(jié)構(gòu)即使本 質(zhì)上執(zhí)行相同任務(wù)，生成相同結(jié)果，也能有多樣的變化。在下述數(shù)式15中表示在數(shù)字濾波 器41、42的傳遞函數(shù)的各系數(shù)中使用第一至第三控制變量Go、Gs、Gn的情況下的具體例子。
Hi(z) = (l-Go+2XGn) Xz—2-GsX (z—3)
-GnX(l+z—4) Hq(z) = (l+Go-2XGn) Xz—2+GsX (z—^z—3)
+GnX(l+z—4) (15)
(IQ失配校正電路的另一個(gè)實(shí)施方式) 當(dāng)比較圖2所示的IQ相位失配校正電路3和圖5所示的IQ增益失配校正電路4， 或者比較圖4所示的IQ相位失配校正電路3'和圖7所示的IQ增益失配校正電路4'時(shí)， 各個(gè)IQ相位失配校正電路3、3'和IQ增益失配校正電路4、4'，具有如下電路結(jié)構(gòu)，該電路 結(jié)構(gòu)具備同樣的分析濾波器和執(zhí)行LMS算法的控制電路。因此，為了謀求電路規(guī)模的減小 和工作時(shí)的低功耗化，在IQ相位失配校正電路3、3'和IQ增益失配校正電路4、4'之間共 用分析濾波器組，能夠?qū)崿F(xiàn)共同的信號(hào)分集 在IQ相位失配校正電路3、3'和IQ增益失配校正電路4、4'使用的控制變量的數(shù) 量沒有限制，對(duì)應(yīng)于電路設(shè)計(jì)上或性能上的要求能夠調(diào)整。本發(fā)明的1個(gè)優(yōu)點(diǎn)是電路的復(fù) 雜性、即電路規(guī)模與控制變量的數(shù)量大致成比例。也就是說，具有如下優(yōu)點(diǎn)，即即使控制變 量的數(shù)量增加，關(guān)于其平方或指數(shù)函數(shù)，電路規(guī)模不增大。 圖8中表示IQ失配校正電路2的另一個(gè)電路結(jié)構(gòu)例。在圖8中表示的實(shí)施例中， 在前級(jí)配置IQ增益失配校正電路4"，在其后級(jí)配置IQ相位失配校正電路3"。 IQ增益失配 校正電路4"構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器51、52，N個(gè)(N是2以上的自然數(shù))執(zhí)行LMS算法 的控制電路53(0) 53(N-l)。 IQ相位失配校正電路3"構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器61、


(13)
XQout[n] = (l+Go[n]+2XGs[n]) XXQin[n-l]
+Gs[n] X (XQin[n]+XQin[n-2])
(14)62， 1對(duì)延遲線63、64， 1對(duì)減法器65、66， N個(gè)執(zhí)行LMS算法的控制電路67(0) 67(N_1)， (N-l)對(duì)的分析濾波器68 (1) 68 (N-l) 、69 (1) 69 (N_l)。輸入信號(hào)XIin、 XQin個(gè)別地 對(duì)IQ增益失配校正電路4"的1對(duì)數(shù)字濾波器51 、52輸入，輸出信號(hào)XIout、XQout從IQ相 位失配校正電路3"的減法器65、66個(gè)別地輸出。 在圖8表示的實(shí)施例中，IQ增益失配校正電路4"使用N個(gè)控制變量G。 GN—p IQ 相位失配校正電路3"使用N個(gè)控制變量P。 PN—lt)此夕卜，IQ增益失配校正電路4"采用與 IQ相位失配校正電路3"共用相同的分析濾波器68(1) 68 (N-l) 、69(1) 69(N_1)的結(jié) 構(gòu)。在本實(shí)施例中，輸出信號(hào)XIout、 XQout分別輸入IQ增益失配校正電路4"的第一級(jí)的 控制電路53(0)和IQ相位失配校正電路3"的第一級(jí)的控制電路67(0)，生成第一個(gè)控制 變量G。、P。。 (N-l)對(duì)的分析濾波器68(1) 68 (N-l) 、69(1) 69(N_1)依次串聯(lián)連接，輸 出信號(hào)XIout、 XQout分別輸入第一個(gè)分析濾波器對(duì)68(1)、69(1)，生成了信號(hào)分集的I相 側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)分別輸入IQ增益失配校正電路4"的第二級(jí)的控制電路53 (1)和 IQ相位失配校正電路3"的第二級(jí)的控制電路67 (1)，生成第二個(gè)控制變量G^Pp同樣地， 對(duì)第i (i = 2 N-l)個(gè)分析濾波器對(duì)68 (i) 、69 (i)分別輸入第(i-1)個(gè)的分析濾波器對(duì) 68(i-l)、69(i-l)的輸出信號(hào)，生成了信號(hào)分集的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)，分別輸入 IQ增益失配校正電路4"的第(i+1)級(jí)的控制電路53(i)和IQ相位失配校正電路3"的第 (i+1)級(jí)的控制電路67(i)，生成第(i+1)個(gè)的控制變量Gi、Pi。
(其他實(shí)施方式) 在上述實(shí)施方式中，IQ相位失配校正電路3的數(shù)字濾波器的次數(shù)與IQ增益失配校 正電路4的數(shù)字濾波器的次數(shù)并不一定需要相同。例如，在圖8表示的實(shí)施例中，也可以使 前級(jí)的IQ增益失配校正電路4"的數(shù)字濾波器51、52的次數(shù)，比后級(jí)的IQ相位失配校正電 路3"的數(shù)字濾波器61、62的次數(shù)少。在該情況下，也可以采用如下結(jié)構(gòu)，即將在前級(jí)的IQ增 益失配校正電路4"使用的控制變量的個(gè)數(shù)作為不足N，省略控制電路53(0) 53(N-l)的 一部分，僅使用后級(jí)的IQ相位失配校正電路3"的(N-l)對(duì)的分析濾波器68(1) 68(N-l)、 69(1) 69(N-l)的一部分。 進(jìn)而，在上述實(shí)施方式中，說明了 IQ失配校正電路2和接收裝置1具備IQ相位失 配校正電路3和IQ增益失配校正電路4這兩方的結(jié)構(gòu)，但根據(jù)對(duì)IQ失配校正電路要求的 性能等，是僅具備IQ相位失配校正電路3和IQ增益失配校正電路4的任何一方的結(jié)構(gòu)也 可。 本發(fā)明能夠利用于從數(shù)字通信系統(tǒng)中的正交接收機(jī)輸出的I相和Q相的各數(shù)字基 帶信號(hào)間的IQ失配的校正。
權(quán)利要求
一種IQ相位失配校正電路，對(duì)I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)間的IQ相位失配進(jìn)行校正，其中，該IQ相位失配校正電路構(gòu)成為具備第一數(shù)字濾波器，對(duì)時(shí)域的I相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理；第二數(shù)字濾波器，對(duì)時(shí)域的Q相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理；2以上的控制電路，在時(shí)域中，個(gè)別地生成用于導(dǎo)出所述第一和第二數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量，對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器供給；以及1對(duì)以上的分析濾波器，對(duì)于作為所述I相輸入信號(hào)的延遲信號(hào)和所述第二數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的差分或合成信號(hào)的I相輸出信號(hào)、和作為所述Q相輸入信號(hào)的延遲信號(hào)和所述第一數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的差分或合成信號(hào)的Q相輸出信號(hào)，以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化，所述2以上的控制電路內(nèi)的1個(gè)第一控制電路，構(gòu)成為對(duì)所述I相輸出信號(hào)和所述Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)進(jìn)行測定，作為所述2以上的控制變量的1個(gè)的第一變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋，所述2以上的控制電路內(nèi)的所述第一控制電路以外的1個(gè)第二控制電路，構(gòu)成為對(duì)所述1對(duì)以上的分析濾波器內(nèi)的對(duì)應(yīng)的1對(duì)分析濾波器的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)進(jìn)行測定，作為所述2以上的控制變量的另一個(gè)的第二變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的IQ相位失配校正電路，其中，在所述控制變量的數(shù)量是3以上，所述分析濾波器是2對(duì)以上的情況下，1對(duì)所述分析濾波器和其它的對(duì)的所述分析濾波器的傳遞函數(shù)相互不同。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的IQ相位失配校正電路，其中，所述2以上的控制電路分別對(duì)于I相和Q相的各被處理信號(hào)，進(jìn)行在時(shí)域的乘法處理，使用該乘法結(jié)果逐次執(zhí)行利用最小均方算法的所述控制變量的適應(yīng)化處理。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的IQ相位失配校正電路，其中，所述第一和第二數(shù)字濾波器是2次以上的對(duì)稱結(jié)構(gòu)的有限長脈沖響應(yīng)濾波器。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的IQ相位失配校正電路，其中，所述分析濾波器是無限長脈沖響應(yīng)濾波器。
6. —種IQ增益失配校正電路，對(duì)I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)間的IQ增益失配進(jìn)行校正，其中，該IQ增益失配校正電路構(gòu)成為具備第一數(shù)字濾波器，對(duì)時(shí)域的I相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理；第二數(shù)字濾波器，對(duì)時(shí)域的Q相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理；2以上的控制電路，在時(shí)域中，個(gè)別地生成用于導(dǎo)出所述第一和第二數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量，對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋；以及1對(duì)以上的分析濾波器，對(duì)于作為所述第一數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的I相輸出信號(hào)、和作為所述Q相輸入信號(hào)的輸出信號(hào)的Q相輸出信號(hào)，以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化，所述2以上的控制電路內(nèi)的l個(gè)第一控制電路，構(gòu)成為對(duì)所述I相輸出信號(hào)和所述Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ增益失配狀態(tài)進(jìn)行測定，作為所述2以上的控制變量的1個(gè)的第一變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋，所述2以上的控制電路內(nèi)的所述第一控制電路以外的1個(gè)第二控制電路，構(gòu)成為對(duì)所述1對(duì)以上的分析濾波器內(nèi)的對(duì)應(yīng)的1對(duì)分析濾波器的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ增益失配狀態(tài)進(jìn)行測定，作為所述2以上的控制變量的另一個(gè)的第二變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的IQ增益失配校正電路，其中，在所述控制變量的數(shù)量是3以上，所述分析濾波器是2對(duì)以上的情況下，1對(duì)所述分析濾波器和其它的對(duì)的所述分析濾波器的傳遞函數(shù)相互不同。
8. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的IQ增益失配校正電路，其中，所述2以上的控制電路分別對(duì)于I相和Q相的各被處理信號(hào)，進(jìn)行在時(shí)域的減法處理和加法處理、以及對(duì)該減法結(jié)果和加法結(jié)果的乘法處理，使用該乘法結(jié)果逐次執(zhí)行利用最小均方算法的所述控制變量的適應(yīng)化處理。
9. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的IQ增益失配校正電路，其中，所述第一和第二數(shù)字濾波器是2次以上的對(duì)稱結(jié)構(gòu)的有限長脈沖響應(yīng)濾波器。
10. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的IQ增益失配校正電路，其中，所述分析濾波器是無限長脈沖響應(yīng)濾波器。
11. 一種IQ失配校正電路，其中，將權(quán)利要求1 5的任何一項(xiàng)所述的IQ相位失配校正電路和權(quán)利要求6 10的任何一項(xiàng)所述的IQ增益失配校正電路的一方在前級(jí)、另一方在后級(jí)串聯(lián)連接，將I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)作為前級(jí)電路的I相和Q相輸入信號(hào)進(jìn)行輸入，將所述前級(jí)電路的I相和Q相輸出信號(hào)作為后級(jí)電路的I相和Q相輸入信號(hào)進(jìn)行輸入，將所述后級(jí)電路的I相和Q相輸出信號(hào)作為IQ失配校正后的I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行輸出。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的IQ失配校正電路，其中，構(gòu)成為將所述后級(jí)電路的所述1對(duì)以上的分析濾波器，作為所述前級(jí)電路的所述1對(duì)以上的分析濾波器共同地利用。
13. —種接收裝置，其中，在正交接收機(jī)的后級(jí)具備權(quán)利要求1 5的任何一項(xiàng)所述的IQ相位失配校正電路、權(quán)利要求6 10的任何一項(xiàng)所述的IQ增益失配校正電路、或權(quán)利要求11或12所述的IQ失配校正電路。
全文摘要
本發(fā)明提供一邊連續(xù)地執(zhí)行接收處理一邊校正頻率依賴的IQ失配的IQ失配校正電路。該電路具備校正電路，使用1次以上的1對(duì)數(shù)字濾波器(11、12)對(duì)I相和Q相的輸入信號(hào)進(jìn)行校正處理；2以上的控制電路(19、20)，個(gè)別地生成用于導(dǎo)出數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量；1對(duì)以上的分析濾波器(17、18)，對(duì)校正后的I相和Q相的輸出信號(hào)，以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化，第一控制電路測定I相和Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)并作為第一控制變量，第二控制電路測定1對(duì)分析濾波器的I相和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的被時(shí)間平均后的IQ相位失配狀態(tài)并作為第二控制變量，分別向各數(shù)字濾波器反饋。
文檔編號(hào)H04L25/02GK101729468SQ200910209120
公開日2010年6月9日 申請(qǐng)日期2009年10月27日 優(yōu)先權(quán)日2008年10月27日
發(fā)明者L·R·帕斯卡, S·阿瑙德 申請(qǐng)人:夏普株式會(huì)社