專利名稱：一種用于mimo-ofdm系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的信號調(diào)制方法，確切地說，涉及一種用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號的方法，屬于無線通信的技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：
隨著蜂窩移動通信、因特網(wǎng)和多媒體業(yè)務(wù)的發(fā)展，世界范圍內(nèi)無線通信的容量需求在迅速增長。另一方面，可利用的無線頻譜是有限的。如果通信頻譜的利用率沒有得到顯著提高，就不能滿足日益增長的通信容量的發(fā)展需要。在單天線鏈路系統(tǒng)中，采用先進(jìn)的信道編碼(如Turbo碼和低密度校驗碼)，能夠接近香農(nóng)信道容量；通過增加發(fā)射端和接收端的天線數(shù)量，可以進(jìn)一步顯著提高頻譜利用率。
多輸入多輸出MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put)系統(tǒng)，該技術(shù)利用多天線來抑制信道衰落，最早由Marconi于1908年提出。根據(jù)收發(fā)兩端天線數(shù)量，相對于普通的單輸入單輸出SISO(Single-Input Single-Output)系統(tǒng)，MIMO的信道容量會隨著天線數(shù)量的增多而線性增大，也就是說，可以利用MIMO信道成倍地提高無線信道容量，在不增加帶寬和天線發(fā)送功率的情況下，使得頻譜利用率能夠成倍地提高。
正交頻分復(fù)用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一種寬帶多載波技術(shù)。它將高速傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換為一組低速并行傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流，使得系統(tǒng)對多徑衰落信道頻率選擇性的敏感度程度大大降低，具有良好的抗噪聲和抗多徑干擾的能力，特別適宜用于頻率選擇性衰落信道中的高速數(shù)據(jù)傳輸。
MIMO-OFDM系統(tǒng)是正交頻分復(fù)用技術(shù)與多輸入多輸出系統(tǒng)的結(jié)合，該系統(tǒng)既具有MIMO空間分集使系統(tǒng)達(dá)到很高的傳輸速率，提高頻譜利用率的優(yōu)點，又有OFDM系統(tǒng)抵抗頻率選擇性衰落的能力，能夠降低誤碼率和誤幀率，逼近衰落信道下的信道容量；因此，MIMO-OFDM系統(tǒng)已經(jīng)成為無線寬帶接入網(wǎng)絡(luò)研究的熱點。
在衰落信道中，分集顯得尤為重要。在最佳分集情況下，錯誤概率會隨著平均信噪比的增加而呈指數(shù)下降。比特交織編碼調(diào)制BICM技術(shù)是目前被3GPP和3GPP LTE推薦用于衰落信道里的編碼調(diào)制傳輸技術(shù)。在BICM情況下，雖然比特交織調(diào)制增大了編碼調(diào)制的時間分集度，然而，因它沒有用到調(diào)制分集，故其性能增益有限。如何解決這個問題，已經(jīng)成為業(yè)界人士比較關(guān)注的熱點。


發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的是提供一種高效、高頻譜利用率的基于MIMO-OFDM系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號的方法，該方法可以有效利用時間分集、空間分集和調(diào)制分集的特性，從而減低傳輸差錯率，提高傳輸可靠性。
為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明提供了一種MIMO-OFDM系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號的方法，其特征在于，所述方法包括下述操作步驟 (1)發(fā)送端根據(jù)編碼碼率R、調(diào)制階數(shù)M、每根天線上的用戶數(shù)P、每次傳輸過程中發(fā)送的OFDM符號數(shù)OFDM_Num和每個OFDM符號內(nèi)設(shè)置的調(diào)制符號數(shù)OFDM_Length，確定每根天線上發(fā)送的每個用戶的信息比特長度K，并對其做編碼調(diào)制處理；再依照設(shè)定的旋轉(zhuǎn)角度對調(diào)制后符號的I路同相分量和Q路正交分量進(jìn)行旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理，然后對旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的每根天線的符號塊矢量進(jìn)行存儲； (2)發(fā)送端按照設(shè)定的OFDM模式分別對位于存儲器中的每根天線上的所有用戶的符號矢量塊分配OFDM時頻資源，將每個用戶的符號矢量塊依次平均分布到每個OFDM符號中，再對各個OFDM符號中每個用戶的符號矢量塊進(jìn)行Q路交織處理； (3)發(fā)送端先對其全部Nt根發(fā)送天線上的符號進(jìn)行空間分層交織處理，再對空間分層交織后的全部Q路正交分量進(jìn)行空間Q路交織處理； (4)發(fā)送端利用理想信道估計的信道值對空間Q路交織后的符號塊矢量進(jìn)行預(yù)編碼處理后，再對其進(jìn)行存儲； (5)發(fā)送端根據(jù)預(yù)設(shè)的每根天線上的OFDM調(diào)制長度OFDM_Length和逆快速傅里葉變換IFFT運算長度，分別對每個OFDM符號中不足IFFT運算長度的位長補零，再對補零后的每個OFDM符號進(jìn)行包括IFFT運算和添加循環(huán)前綴CP的OFDM處理，然后發(fā)送數(shù)據(jù)； (6)接收端接收數(shù)據(jù)后，先對接收天線上的數(shù)據(jù)塊符號進(jìn)行去除CP和快速傅里葉變換FFT運算的解OFDM處理，再進(jìn)行去零處理； (7)接收端利用步驟(4)的信道值對其接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)解碼處理； (8)接收端先對全部Nr根接收天線上預(yù)解碼后的符號塊矢量順序進(jìn)行Q路分量的空間解交織和空間分層解交織處理，再對每根接收天線上的符號塊矢量分別進(jìn)行時頻Q路解交織、解時頻資源分配、旋轉(zhuǎn)解調(diào)和譯碼運算后，得到所需的比特信息。
本發(fā)明是一種用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號的方法，其技術(shù)上的創(chuàng)新點是將MIMO、OFDM和旋轉(zhuǎn)調(diào)制三種技術(shù)相互結(jié)合起來，先在調(diào)制星座圖的旋轉(zhuǎn)和分量交織引入信號調(diào)制分集，藉由旋轉(zhuǎn)調(diào)制和分量交織，將準(zhǔn)備傳輸?shù)臄?shù)據(jù)擴(kuò)散分布到不同分量上，使得發(fā)送后的符號在傳輸過程中產(chǎn)生的I路同相分量和Q路正交分量各自在兩種衰落信道上彼此獨立傳輸，消除發(fā)送信號I路和Q路衰落系數(shù)的相關(guān)性，增加信號空間分集的優(yōu)勢而獲取調(diào)制分集增益；并選擇最優(yōu)旋轉(zhuǎn)角度，獲取傳輸性能的最大提升；同時引入OFDM頻率分集和時頻交織分集，即綜合、有效地利用時間分集、空間分集和頻率分集的特性，既可以使系統(tǒng)達(dá)到很高的傳輸效率，提高頻譜利用率，又可以通過分集實現(xiàn)高可靠性的傳輸，降低誤碼率和誤幀率，逼近衰落信道下的信道容量，能夠滿足下一下無線傳輸網(wǎng)發(fā)展的要求。因此，本發(fā)明在衰落信道傳輸中，能夠有效提高通信系統(tǒng)的各項性能，在整體上獲得優(yōu)于BICM-MIMO系統(tǒng)的性能優(yōu)勢；而且，本發(fā)明方法能夠適用于多種編碼調(diào)制方案，特別適用于高碼率和不同碼長的碼字，能顯著降低系統(tǒng)的誤幀率，具有很好的推廣應(yīng)用前景。



圖1是本發(fā)明用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號方法的流程圖。
圖2(a)、(b)分別是QPSK星座圖的二維坐標(biāo)系及其旋轉(zhuǎn)后的示意圖。
圖3是OFDM系統(tǒng)的時隙結(jié)構(gòu)示意圖。
圖4(a)、(b)分別是OFDM幀結(jié)構(gòu)中集中式和分布式的兩種模式示意圖。
圖5(a)、(b)分別是四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制Q路交織中符號的時頻交織規(guī)則示意圖和Q路頻域交織規(guī)則示意圖。
圖6是本發(fā)明實施例中采用的時頻二維交織器規(guī)則示意圖。
圖7(a)、(b)分別是對角空間分層交織前后傳輸矩陣的兩個示意比較圖。
圖8(a)、(b)分別是空間Q路交織前后的數(shù)據(jù)排列示意圖。
圖9是本發(fā)明實施例中OFDM時頻資源分配方式示意圖。
圖10是旋轉(zhuǎn)星座圖經(jīng)過信道衰落后形成的星座圖和解調(diào)示意圖。
圖11是在MIMO_OFDM系統(tǒng)中的碼率8/9、QPSK調(diào)制、多徑瑞利衰落(3GPP TU)信道、集中式OFDM模式條件下，采用本發(fā)明二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制技術(shù)與不采用旋轉(zhuǎn)調(diào)制技術(shù)的兩種仿真實施例的誤幀率曲線實驗結(jié)果的對比圖。
圖12是在MIMO_OFDM系統(tǒng)中的碼率8/9、QPSK調(diào)制、多徑瑞利衰落(3GPP TU)信道、分布式OFDM模式條件下，采用本發(fā)明二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制技術(shù)與不采用旋轉(zhuǎn)調(diào)制技術(shù)的兩種仿真實施例的誤幀率曲線實驗結(jié)果的對比圖。

具體實施例方式 為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明方法的具體步驟、特征和性能作進(jìn)一步的詳細(xì)描述。
本發(fā)明是一種用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號的方法，該方法能夠高效利用時間分集、空間分集和頻率分集的各項優(yōu)良特性，減低傳輸差錯率，提高傳輸可靠性。
參見圖1，介紹本發(fā)明方法的各個具體操作步驟 步驟1、發(fā)送端根據(jù)編碼碼率R、調(diào)制階數(shù)M、每根天線上的用戶數(shù)P、每次傳輸過程中發(fā)送的OFDM符號數(shù)OFDM_Num和每個OFDM符號內(nèi)設(shè)置的調(diào)制符號數(shù)OFDM_Length，確定每根天線上發(fā)送的每個用戶的信息比特長度K，并對其做編碼調(diào)制處理；再依照設(shè)定的旋轉(zhuǎn)角度對調(diào)制后符號的I路同相分量和Q路正交分量進(jìn)行旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理，然后對旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的每根天線的符號塊矢量進(jìn)行存儲。該步驟1進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 (11)發(fā)送端先計算每根天線每次傳輸過程中所有用戶發(fā)送的調(diào)制符號的總數(shù)GG＝OFDM_Num×OFDM_Length，式中，OFDM_Num是每根天線上每次OFDM傳輸過程中發(fā)送的OFDM符號數(shù)，OFDM_Length是在每根天線上每個OFDM符號內(nèi)設(shè)置的調(diào)制符號數(shù)；然后計算每根天線上每個用戶發(fā)送的調(diào)制符號數(shù)S式中，P是發(fā)送端每根天線上的用戶總數(shù)。
本發(fā)明實施例中，選擇的OFDM幀結(jié)構(gòu)是協(xié)議3GPP TS 36.211規(guī)定的TDD模式幀結(jié)構(gòu)，每根天線上每次OFDM傳輸過程中發(fā)送的OFDM符號的個數(shù)OFDM_Num是12，每根天線上每個OFDM符號內(nèi)設(shè)置的調(diào)制符號個數(shù)OFDM_Length是1200，則每根天線每次傳輸過程中發(fā)送的所有用戶調(diào)制符號總數(shù)GG＝OFDM_Num×OFDM_Length＝14400；由于每根發(fā)送天線上的用戶總數(shù)P＝20，因此，每根天線上每個用戶發(fā)送的調(diào)制符號的個數(shù) (12)根據(jù)調(diào)制階數(shù)M計算每個調(diào)制符號是由m個比特映射組成，即M＝2m，則m＝log2M，計算每根天線上的每個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)在編碼后的碼長NuNu＝S×m；再計算每個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)在編碼前的信息比特位長KK＝R×Nu，式中，碼率R是取值范圍為(0，1]的實數(shù)。
本發(fā)明實施例中，碼率選用8/9，調(diào)制方式選用QPSK，因此調(diào)制階數(shù)M＝4，每個符號是由m＝2個比特映射組成；從而計算出每根天線上每個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)在編碼后的碼長Nu＝S×m＝1440，再計算每個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)在編碼前的信息比特位長K＝R×Nu＝1280。
(13)將每根天線上每個用戶發(fā)送的K比特信息進(jìn)行編碼，再將編碼后的每個用戶的碼長Nu比特根據(jù)調(diào)制模式要求，確定對應(yīng)的格雷映射星座圖樣后，進(jìn)行對應(yīng)的符號映射；并用符號矢量ui表示每個用戶調(diào)制后的符號，則每個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)在調(diào)制后的調(diào)制符號、即每個用戶的符號矢量組成的集合為u＝(u1，u2，…，uS)，式中，下標(biāo)S為每根天線上每個用戶發(fā)送的調(diào)制符號數(shù)。
本發(fā)明實施例中，采用Turbo碼分別對每根天線上每個用戶發(fā)送的1280個比特編碼生成碼長為1440的碼字，再用采用QPSK調(diào)制方式，將每根天線上每個用戶的碼字映射成長度為720的調(diào)制符號，因此每根天線上每個用戶的符號矢量組成的集合為u＝(u1，u2，…，u720)。
(14)采用旋轉(zhuǎn)矩陣RM對每根天線上每個用戶的調(diào)制符號進(jìn)行多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理，獲取調(diào)制分集增益設(shè)旋轉(zhuǎn)矩陣為RM，則旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號集合為x＝(x1，x2，…，xS)，則該符號集合x中的每個符號矢量xi都滿足下述公式xi′＝RM×ui′；式中，對于N維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，N為大于1的自然數(shù)，ui是N維的行向量，表示旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理前的調(diào)制符號，ui′是ui的轉(zhuǎn)置列向量；xi是是N維的行向量，表示多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的調(diào)制符號，xi′是xi的轉(zhuǎn)置列向量；RM是N階的旋轉(zhuǎn)矩陣，其每行或每列的平方和都為1，行向量或列向量之間滿足正交性； 對調(diào)制符號進(jìn)行多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理的維數(shù)包括2維、4維、8維或更高維數(shù)，但是，8維或更高維數(shù)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制的計算復(fù)雜，而優(yōu)勢不明顯；故選擇最多的是2維或4維；其具體方法為 選擇進(jìn)行二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制時，每個二維調(diào)制符號是由一個調(diào)制符號的同相分量和正交分量所構(gòu)成，即每次旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理一個調(diào)制符號的同相分量和正交分量；故設(shè)二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理前的每個調(diào)制符號為ui＝A+Bj，其中，A是ui的同相分量，B是ui的正交分量；旋轉(zhuǎn)矩陣θ是設(shè)定的旋轉(zhuǎn)角度，其取值范圍為

經(jīng)過二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理后的符號為xi＝X+Yj時，則即 選擇進(jìn)行四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制時，每個四維調(diào)制符號是由相鄰的兩個調(diào)制符號的同相分量和正交分量所構(gòu)成，即每次旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理兩個相鄰調(diào)制符號各自的同相分量和正交分量；故設(shè)四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理前的兩個調(diào)制符號分別為A+Bj和C+Dj，且經(jīng)過四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的這兩個調(diào)制符號對應(yīng)的值分別為X+Yj和Z+Wj時，則式中，θ1和θ2分別是設(shè)定的旋轉(zhuǎn)角度，其取值范圍均為
。
參見圖2，以四相移相鍵控QPSK調(diào)制為例，介紹旋轉(zhuǎn)調(diào)制前后星座圖的比較；因為QPSK是將每2個比特映射為1個符號，共有4種可能的比特組合和對應(yīng)的符號值，圖2(a)所示為普通調(diào)制情況下的格雷映射星座圖，其中A、B分別為各星座點在實部軸與虛部軸上的投影，其數(shù)值分別為

圖2(b)為圖2(a)經(jīng)過θ度旋轉(zhuǎn)調(diào)制后形成的星座圖，其中X、Y值分別為旋轉(zhuǎn)調(diào)制后各星座點在實部軸與虛部軸上的投影，通過旋轉(zhuǎn)調(diào)制運算后，X、Y值所確定的星座點的數(shù)值等價于圖2(a)順時針旋轉(zhuǎn)θ度。本發(fā)明實施例中，二維四相移相鍵控QPSK調(diào)制的θ取值為(弧度)，旋轉(zhuǎn)因子x＝cosθ＝0.8944，y＝sinθ＝0.4472，假設(shè)旋轉(zhuǎn)調(diào)制前的符號為A+Bj，旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號為X+Yj，則根據(jù)能夠得到旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號；采用16QAM的θ取值為(弧度)；采用64QAM的θ取值為(弧度)；從而得到如下旋轉(zhuǎn)調(diào)制矩陣

(15)將每根天線上所有用戶的旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的調(diào)制符號合并得到包含G個調(diào)制符號的符號矢量塊，稱其為調(diào)制符號矢量塊；再分別對每根天線上的調(diào)制符號矢量塊做存儲處理。
本發(fā)明實施例中，將每根天線上20個用戶的調(diào)制符號合并后，得到包含14400個調(diào)制符號的符號矢量塊。
步驟2、發(fā)送端按照設(shè)定的OFDM模式分別對位于存儲器中的每根天線上的所有用戶的符號矢量塊分配OFDM時頻資源，將每個用戶的符號矢量塊依次平均分布到每個OFDM符號中，再對各個OFDM符號中每個用戶的符號矢量塊進(jìn)行Q路交織處理。該步驟2進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 (21)發(fā)送端對每根天線上所有用戶的符號矢量塊x，按照設(shè)定的集中式或分布式的OFDM模式分配OFDM時頻資源，其中，時間資源是OFDM符號依次發(fā)送的時隙，頻率資源是發(fā)送每個OFDM符號所占用的子載波帶寬；也就是將每根天線上每個OFDM符號所包括的每個用戶的調(diào)制符號的數(shù)量L設(shè)置為式中，OFDM_Length是每根天線上每個OFDM符號內(nèi)的調(diào)制符號數(shù)，P是每根天線上所有用戶的總數(shù)，S是在每根天線上每個用戶每次傳輸發(fā)送的調(diào)制符號數(shù)，OFDM_Num是每次OFDM傳輸過程中發(fā)送的OFDM符號數(shù)；使得每個OFDM符號包括L×P個調(diào)制符號，其在頻域上占據(jù)OFDM_Length個子載波帶寬；且總共有OFDM_Num個OFDM符號，在時域上占據(jù)OFDM_Num個時隙； 參見圖3，介紹本發(fā)明實施例中OFDM時頻資源分配情況，Nsymb＝6，NRB＝100，Tslot＝5ms。該實施例是將兩個時隙一起操作的，所以每次OFDM傳輸過程中，每根天線上OFDM符號數(shù)OFDM_Num＝12，每個OFDM符號內(nèi)包括的調(diào)制符號數(shù)OFDM_Length＝1200，無論采用集中式或分布式，都是將用戶的符號矢量塊按照圖3方式存儲在時隙結(jié)構(gòu)中，經(jīng)過上述OFDM時頻資源的分配，每個用戶的720個調(diào)制符號平均分布在12個OFDM符號上，即每個OFDM符號都含有各用戶的60個調(diào)制符號。
參見圖4(a)，介紹按照集中式OFDM模式將用戶符號矢量塊寫入時隙結(jié)構(gòu)的方法。圖中底紋相同的方塊表示同一用戶的符號矢量塊，將同一用戶符號矢量塊內(nèi)的L＝720個符號以分為一組，共有60組；圖中每個方塊代表包含12個調(diào)制符號的一組，將用戶的符號矢量塊分好組后，依次將同一用戶的符號矢量塊每5組為一列按列順序排列，共有2×Nsymb列，即每個用戶的60組分組塊可以化成5×12的矩陣，該矩陣的每個元素為一個包括12個調(diào)制符號的分組。以此類推，依次將20個用戶的符號矢量塊按照上述方式排列后，組成了100×12的矩陣，再按照箭頭所示，按列順序取出分組塊存儲在圖4的時隙結(jié)構(gòu)存儲器內(nèi)。
參見圖4(b)，介紹按照分布式OFDM模式將用戶符號矢量塊寫入時隙結(jié)構(gòu)的方法。先按上述同樣方法將用戶的符號矢量塊以12個調(diào)制符號為一組進(jìn)行分組后，依次將每個用戶的60個分組塊按行順序排列，每個用戶的符號矢量塊化為1×60的矩陣，則20個用戶的符號矢量塊組成了20×60的矩陣，再按照箭頭所示，按列順序取出。即依次將每個用戶的第一組取出后，再繼續(xù)取每個用戶的第二組，以此類推，直到取完20個用戶的第60組。
(22)按照前述步驟所選擇的多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制的維數(shù)，對每根天線上OFDM符號中的每個用戶的符號矢量塊執(zhí)行下述相應(yīng)的Q路交織處理調(diào)制符號矢量的時頻交織、Q路頻域交織和Q路時頻二維交織器交織。
當(dāng)發(fā)送端按照集中式OFDM模式進(jìn)行Q路交織時，若采用二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則所述步驟(22)中，不執(zhí)行調(diào)制符號矢量的時頻交織和Q路頻域交織的操作，直接執(zhí)行Q路時頻二維交織器的交織操作；若采用四維或更高維數(shù)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則該步驟(22)包括下列操作內(nèi)容 (221)發(fā)送端對每根天線上每個OFDM符號周期內(nèi)同一用戶的旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號矢量進(jìn)行時頻交織處理，時頻交織規(guī)則為把每根天線上每個用戶的旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號矢量按照逐行寫入方式存儲在

格式的交織器后，再按照逐列方式取出，以通過該符號矢量的時頻交織變換，減小每次旋轉(zhuǎn)調(diào)制中兩個相鄰符號矢量間的時域和頻域的相關(guān)性，式中，D為多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制的維數(shù)。
本發(fā)明實施例如果采用二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制時，則不執(zhí)行步驟(221)；如果采用四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則按照步驟(221)進(jìn)行調(diào)制符號的時頻交織參見圖5(a)所示，將一次四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制同時處理的兩個符號分散放在相隔

的兩個頻率上，使得這兩個符號相隔30個符號的間隔，從而減小一次四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理中兩個相鄰符號間的時域和頻域的相關(guān)性。
(222)對每根天線上每個OFDM符號周期內(nèi)每個用戶的時頻交織后的符號矢量的Q路正交分量依序進(jìn)行頻域交織處理，頻域交織規(guī)則是對每根天線上每個OFDM符號內(nèi)的屬于同一用戶的L個調(diào)制符號矢量一起處理先將該L個符號矢量中、間隔為

的D個符號矢量的Q路分量設(shè)為一組，共有

組；再將每組內(nèi)的Q路分量依序向右循環(huán)移動一位，即Qf移動至

位置，而

移動至

位置，

移動至

位置，相應(yīng)地，最后一位Q路分量移至Qf位置；然后再將I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并組成新的符號矢量。
本發(fā)明實施例如果采用二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制時，也不執(zhí)行步驟(222)；如果采用四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則進(jìn)行Q路分量的頻域交織參見圖5(b)所示，每根天線上每個OFDM符號內(nèi)同一用戶的60個調(diào)制符號中，間隔為15個符號的四個調(diào)制符號的Q路分量取作一組，將這一組內(nèi)的Q路分量依次右移循環(huán)移位，即Q0→Q15→Q30→Q45→Q0，依次對其余每組進(jìn)行相同的操作。
(223)按照設(shè)定的時頻二維交織規(guī)則，對每根天線上每個用戶平均分布在各個OFDM符號內(nèi)、每次發(fā)送的全部S個調(diào)制符號進(jìn)行交織處理，使交織后的每個用戶每次發(fā)送的該S個調(diào)制符號中的任何一個調(diào)制符號的正交分量與其同相分量在時間和頻率上都盡可能地互不相關(guān)，即使正交分量與其同相分量的距離盡可能遠(yuǎn)。
當(dāng)發(fā)送端按照分布式OFDM模式進(jìn)行Q路交織時，先按照上述集中式OFDM模式的操作規(guī)則計算出步驟(22)結(jié)果后，再對集中式的計算結(jié)果在頻域上按照步驟(21)的分布式頻點分配方式將結(jié)果均勻擴(kuò)展開來，時域的位置不變，而且，頻域的相對位置也不變，只是改變了子載波頻點的絕對位置。
所述時頻二維交織規(guī)則為將同一用戶的、在頻域上間隔W個子載波帶寬的調(diào)制符號設(shè)為一組，再假設(shè)選取兩個序號為f1、f2的子載波，其中，f2＝f1+W，W為兩個子載波頻點f1和f2的帶寬間隔；且設(shè)每個調(diào)制符號的Q路分量的位置坐標(biāo)為(f，t)，表示每根天線上每個OFDM符號中的第f個調(diào)制符號位于頻域上的第f個子載波頻點和時域上的第t個OFDM符號內(nèi)，自然數(shù)t是OFDM符號的序號，其最大值是OFDM_Num；先順序選取調(diào)制符號的Q路分量，即先選取第1個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，再選取在時域上間隔

個OFDM符號的第

個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量；接著選取第2個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，再選取在第

個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，繼續(xù)選取第3個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，再選取第

個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，依次類推，按照在時域上，從第1個OFDM符號選起，再選擇與它相隔

個OFDM符號的第

個OFDM符號，然后再增加一個選擇第2個OFDM符號，再選擇與它相隔

個OFDM符號的第

個OFDM符號，依次類推，一直選擇到從第

個OFDM符號，再選擇與它相隔

個OFDM符號的第(OFDM_Num)個OFDM符號，在頻域上，就是f1、f2交替選擇；這樣，在交織前，每個OFDM符號中的各個調(diào)制符號的Q路分量的位置坐標(biāo)分別為 經(jīng)過Q路分量的時頻二維交織后，其所占據(jù)的頻域和時域的位置坐標(biāo)恰好是原有OFDM符號的Q路分量依序向右循環(huán)移動一位的結(jié)果，即為因此，經(jīng)過時頻二維交織后的I路分量和Q路分量的時間間隔最小為

約為OFDM符號的時域長度OFDM_Num×Ts的一半，其中，Ts是OFDM符號的傳輸時間；頻域間隔為相應(yīng)的OFDM系統(tǒng)的頻域長度的二分之一；從而使得計算復(fù)雜度低的時頻二維交織能充分有效地利用OFDM系統(tǒng)的頻率分集和時間分集，并與調(diào)制分集實現(xiàn)聯(lián)合優(yōu)化。
參見圖6，介紹本發(fā)明實施例在該步驟(223)中采用的時頻二維交織規(guī)則，該圖為其中Q路交織的示意，具體方法是對每個用戶平均分布在各個OFDM符號中的符號矢量塊的Q路分量進(jìn)行交織；實施例中每個用戶的符號矢量塊包括S＝720個調(diào)制符號，根據(jù)時域資源平均分布在12個OFDM符號內(nèi)，每個OFDM符號內(nèi)包括每個用戶的60個調(diào)制符號，即進(jìn)行時頻交織的Q路分量占據(jù)的頻域資源是60個子載波，時域資源是12個OFDM符號；按照上述原則，將頻域上間隔30個子載波帶寬和時域上間隔≥5個OFDM符號的頻點取作一組；取子載波帶寬編號為f1，f2，其中f1＝1...60，f2＝(f1+30)mod 60；并令(f，t)表示該調(diào)制符號的Q路分量在頻域上占據(jù)第f個子載波，在時域上占據(jù)第t個OFDM符號，t＝1、2...12；則在時間和頻率上，符號的虛部按照下列規(guī)則進(jìn)行位置交換(f1，1)→(f2，7)，(f2，7)→(f1，2)，(f1，2)→(f2，8)，(f2，8)→(f1，3)，(f1，3)→(f2，9)，(f2，9)→(f1，4)，(f1，4)→(f2，10)，(f2，10)→(f1，5)，(f1，5)→(f2，11)，(f2，11)→(f1，6)，(f1，6)→(f2，12)，(f2，12)→(f1，1)。
步驟3、發(fā)送端先對其全部Nt根發(fā)送天線上的符號進(jìn)行空間分層交織處理，再對空間分層交織后的全部Q路正交分量進(jìn)行空間Q路交織處理。
該步驟3進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 (31)發(fā)送端對全部Nt根發(fā)送天線上的符號進(jìn)行空間分層交織處理按照設(shè)定規(guī)則對每個時刻的全部Nt根發(fā)送天線上旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號位置進(jìn)行重新排列，其重排規(guī)則是假設(shè)空間分層交織處理前的t時刻第i根天線上的旋轉(zhuǎn)調(diào)制符號為xti，空間分層交織處理后的t時刻第k根天線上的空間交織符號為xtk，則式中，自然數(shù)i和k都是發(fā)送天線序號，其取值范圍都是[1，Nt]，時刻t的取值范圍是1，2，...，G，G是每根發(fā)送天線上發(fā)送的符號數(shù)，mod代表取余操作。
參見圖7中的兩個矩陣(a)和(b)，介紹本發(fā)明實施例中，以天線數(shù)為4的空間交織前后在4根發(fā)送天線上的數(shù)據(jù)傳輸矩陣的位置排列變化情況。左側(cè)矩陣(a)所示為空間交織前的傳輸矩陣，其中的xti表示t時刻第i根天線要發(fā)射的符號，經(jīng)過空間交織后的傳輸矩陣如右側(cè)矩陣(b)所示；也就是矩陣(a)中的符號按照對角螺旋規(guī)律映射為矩陣(b)中的符號。
(32)對空間分層交織處理后的全部Q路正交分量進(jìn)行空間Q路交織將Nt根發(fā)送天線上的空間分層交織后的數(shù)據(jù)看作Nt個符號塊矢量，即{(I0，Q0)，(I1，Q1)，...，(INt，QNt)}，其中，(Ii，Qi)是第i根天線上發(fā)送的符號塊矢量，Ii是該符號塊矢量的實部，Qi是該符號塊矢量的虛部，每個符號塊矢量(I1，Qi)中包含G個符號；此時保持每根發(fā)送天線上發(fā)送的符號塊矢量的實部不變，只重新排列每個符號塊矢量的虛部位置；設(shè)重排后的第k根天線上的符號塊矢量為(Ik，Qk)，則該重排后的符號塊矢量滿足下述公式 參見圖8，介紹本發(fā)明實施例中，以發(fā)送天線數(shù)為4的空間Q路分量交織情況。交織前后的每根天線上的數(shù)據(jù)的I路信息分量、即其實部信息保持不變，而Q路信息分量、即其虛部信息進(jìn)行位置上的變動，這樣達(dá)到空間Q路交織的效果。
步驟4、發(fā)送端利用理想信道估計的信道值對空間Q路交織處理后的符號塊矢量進(jìn)行預(yù)編碼處理后，再對其進(jìn)行存儲。
該步驟4進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 (41)假設(shè)步驟(3)完成空間Q路交織處理后的全部Nt根發(fā)送天線上的符號塊矢量為Z＝{Z1，Z2，...，ZNt}T，式中，Z1是每根發(fā)送天線上長度為G的符號塊矢量，自然數(shù)i是發(fā)送天線序號，其取值范圍是[1，Nt]； (42)假設(shè)理想信道估計情況下的已知衰落信道H，對該信道H做奇異值分解，得到H＝UAVH，式中，Λ是Nr×Nt的非負(fù)對角矩陣，U和V分別是Nr×Nr和Nt×Nt的酉矩陣，所述酉矩陣是指滿足矩陣本身與其共軛轉(zhuǎn)置矩陣的乘積為單位矩陣的矩陣，即矩陣U與其共軛轉(zhuǎn)置矩陣UH的乘積，以及矩陣V與其共軛轉(zhuǎn)置矩陣VH的乘積都為單位矩陣；再分別存儲下述各個矩陣U、UH、Λ、V和VH； (43)將步驟(42)分解出來的V矩陣與符號塊矢量Z相乘，得到經(jīng)過預(yù)編碼生成的、與符號塊矢量Z的長度相同的符號塊矢量XX＝VZ，即X＝{X1，X2，...，XNt}T，式中，Xi是每根天線上經(jīng)過預(yù)編碼后的符號塊矢量。
步驟5、發(fā)送端根據(jù)預(yù)設(shè)的每根天線上的OFDM調(diào)制長度OFDM_Length和逆快速傅里葉變換IFFT運算長度，分別對每個OFDM符號中不足IFFT運算長度的位長補零，再對補零后的每個OFDM符號進(jìn)行包括IFFT運算和添加循環(huán)前綴CP的OFDM處理，然后發(fā)送數(shù)據(jù)； 該步驟5進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 (51)分別對每根天線上每個OFDM符號中不足IFFT運算長度的位長補零后，再對每個OFDM符號分別按照下述公式進(jìn)行IFFT運算式中，N是子載波數(shù)，X(k)是設(shè)定調(diào)制模式下的復(fù)信號，x(n)為OFDM符號在時域的采樣，虛數(shù)單位j的定義是j2＝-1，k是OFDM符號中的符號矢量的序號，其取值范圍為
的非負(fù)整數(shù)； 參見圖9，介紹本發(fā)明實施例中分配OFDM時頻資源情況橫軸表示OFDM符號在子載波帶寬上的分配情況，縱軸表示OFDM符號在時隙上的分配情況。按照圖3所示的每個OFDM符號長度為1200，每次OFDM傳輸過程處理12個OFDM符號，占用2048個OFDM子載波帶寬；該實施例選取的FFT或IFFT的長度為2048，對重新分配后的每個OFDM符號中長度為1200個調(diào)制符號，要補充848個零，以使其長度等于IFFT的長度2048。
(52)對每個經(jīng)過IFFT運算后的OFDM符號分別添加循環(huán)前綴CP，消除多徑信道傳輸引起的符號間干擾；具體操作為將每個OFDM符號尾部的μ個符號拷貝添加至該OFDM符號的前端，其中，μ是CP的長度； 本發(fā)明實施例中，循環(huán)CP長度μ為512，添加CP處理后的每組OFDM符號塊長度增加至2560。
(53)每根天線分別依次發(fā)送經(jīng)過OFDM處理的數(shù)據(jù)。
步驟6、接收端接收數(shù)據(jù)后，先對接收天線上的數(shù)據(jù)塊符號進(jìn)行去除CP和快速傅里葉變換FFT運算的解OFDM處理，再進(jìn)行去零處理。
該步驟6進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 (61)接收端接收數(shù)據(jù)后，對其進(jìn)行解OFDM處理先對每根天線上接收到的每個OFDM符號分別去除CP，即將接收到的每個OFDM符號分別刪除其頭部μ個符號；再對每根天線上每個OFDM符號分別按照下述公式進(jìn)行快速傅里葉變換FFT運算式中，N是子載波數(shù)，X(k)是設(shè)定調(diào)制模式下的復(fù)信號，x(n)為OFDM符號在時域的采樣，虛數(shù)單位j的定義是j2＝-1，k是OFDM符號中的符號矢量序號，其取值范圍為
的非負(fù)整數(shù)；然后，對變換后的OFDM符號進(jìn)行存儲。
本發(fā)明實施例中，接收端接收到數(shù)據(jù)后，先對每根接收天線上接收到的每組OFDM符號塊分別刪除前端長度為的512的循環(huán)前綴CP。
(62)對每根天線上的OFDM_num個OFDM符號分別做除零處理，即刪除步驟(51)為匹配IFFT長度在每個OFDM符號尾部添加的零。
本發(fā)明實施例中，對于每根天線上的12個OFDM符號塊都分別進(jìn)行除零處理，即是刪除OFDM符號塊其每個尾部的848個符號。
步驟7接收端利用步驟(4)的信道值對其接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)解碼處理。該步驟7進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 該步驟7進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 (71)假設(shè)接收端的全部Nr根接收天線上接收到的符號塊矢量為r＝{r1，r2，...，rNr}T，式中，ri是每根接收天線上接收到的符號塊矢量，自然數(shù)i是接收天線序號，其取值范圍是[1，Nr]。
(72)將步驟(42)分解出來的U矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣UH與接收到的符號塊矢量r相乘，得到的積為經(jīng)過預(yù)解碼后的、與符號塊矢量r的長度相同的符號塊矢量yy＝UHr，即y＝{y1，y2，...，yNr}T，式中，yi是每根接收天線上經(jīng)過預(yù)解碼后的符號塊矢量。
步驟8、接收端先對全部Nr根接收天線上預(yù)解碼后的符號塊矢量順序進(jìn)行Q路分量的空間解交織和空間分層解交織處理，再對每根接收天線上的符號塊矢量分別進(jìn)行時頻Q路解交織、解時頻資源分配、旋轉(zhuǎn)解調(diào)和譯碼運算后，得到所需的比特信息。
該步驟8進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 (81)接收端先對全部Nr根接收天線上預(yù)解碼后的全部Q路正交分量做空間Q路解交織，即按照步驟(32)的規(guī)則做逆向處理保持每根接收天線上符號塊矢量的實部不變，只對每個符號塊矢量的虛部位置按照下述方式重新排列設(shè)重排前的第i根接收天線上的符號塊矢量為(Ii，Qi)，則重排后的第k根接收天線上的符號塊矢量(Ik，Qk)滿足下述公式式中，mod代表取余操作。
參見圖8，介紹空間Q路解交織過程，也就是空間Q路交織過程的逆向處理。解交織前的數(shù)據(jù)排列相當(dāng)于圖8(b)中交織后的數(shù)據(jù)排列，解交織后的數(shù)據(jù)排列相當(dāng)于圖8(a)中交織前的數(shù)據(jù)排列。因此，解交織前后，在每根天線上的數(shù)據(jù)的I路分量信息、即其實部信息保持不變，而Q路分量信息、即其虛部信息做位置上的變動，這樣實現(xiàn)了空間Q路交織的效果。
(82)接收端對全部Nr根接收天線上完成解交織后的數(shù)據(jù)進(jìn)行空間分層解交織，即按照步驟(31)的規(guī)則做逆向處理假設(shè)空間分層解交織前的t時刻第i根天線上的Q路矢量符號為xti，空間分層解交織后的t時刻第k根天線上的空間分層解交織矢量符號為xtk，則有式中，時刻t的取值范圍是1，2...，G，mod代表取余操作； 參見圖7，介紹本發(fā)明實施例中進(jìn)行的空間分層解交織處理過程，就是步驟(31)空間對角交織處理的逆處理過程，即是將圖7(b)所示的空間解交織前的傳輸矩陣還原為圖7(a)所示的空間解交織后的傳輸矩陣. (83)按照步驟(13)選擇的多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制和步驟(21)選擇的集中式或分布式的OFDM模式，對每根天線上OFDM符號內(nèi)的符號矢量進(jìn)行相應(yīng)的時頻Q路解交織處理，即按照步驟(22)的對應(yīng)規(guī)則進(jìn)行逆向處理。
該步驟(83)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容 當(dāng)接收端按照集中式OFDM模式進(jìn)行Q路解交織時，若采用二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則該步驟(83)中，只執(zhí)行Q路時頻二維交織器的解交織操作，不執(zhí)行調(diào)制符號矢量的時頻解交織和Q路頻域解交織的操作；若采用四維或更高維數(shù)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則所述步驟(83)包括下述操作內(nèi)容 (831)按照步驟(223)的時頻二維交織規(guī)則的逆向處理方法對每根天線上符號矢量的Q路分量進(jìn)行解交織先順序選取每根天線上調(diào)制符號的Q路分量，即先選取第

個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，再選取第2個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，接著選取第

個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，再選取第3個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，繼續(xù)選取第

個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，然后選取第3個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，依次類推；在時域上按照從第

個OFDM符號選起，再選擇第2個OFDM符號，接著選擇與它相隔

個OFDM符號第

個OFDM符號，再選擇從第2個增加1個OFDM符號的第3個OFDM符號，然后選擇與它相隔

個OFDM符號第

個OFDM符號，依次類推，選擇到從第

個OFDM符號，再選擇與它相隔

個OFDM符號的第(OFDM_Num)個OFDM符號，最后選取第1個OFDM符號；在頻域上是f2、f1交替選擇；這樣，在交織前，每個OFDM符號中的各個調(diào)制符號的Q路分量的位置坐標(biāo)分別為 經(jīng)過Q路分量的時頻二維解交織后，其所占據(jù)的頻域和時域的位置坐標(biāo)恰好是原有OFDM符號的Q路分量依序向左循環(huán)移動一位的結(jié)果，即為 使得Q路正交分量符號在時間和頻率上都按照上述規(guī)則進(jìn)行位置交換 本發(fā)明實施例中，按照步驟(831)解Q路時頻二維交織是將原來屬于同一調(diào)制符號的虛部和實部進(jìn)行匹配還原，具體方法是將頻域上間隔30個子載波帶寬和時域上間隔≥5個OFDM符號的頻點取作一組；取子載波帶寬編號為f1，f2，其中f1＝1...60，f2＝(f1+30)mod60；并令(f，t)表示符號Q路分量在頻域上占據(jù)第f個子載波，在時域上占據(jù)第t個OFDM符號，t＝1、2、...、12；則在時間和頻率上，符號虛部按照下列規(guī)則進(jìn)行位置交換(f1，1)→(f2，12)，(f2，12)→(f1，6)，(f1，6)→(f2，11)，(f2，11)→(f1，5)，(f1，5)→(f2，10)，(f2，10)→(f1，4)，(f1，4)→(f2，9)，(f2，9)→(f1，3)，(f1，3)→(f2，8)，(f2，8)→(f1，2)，(f1，2)→(f2，7)，(f2，7)→(f1，1)。
(832)按照步驟(222)的逆向處理方法對每根天線上符號矢量的Q路分量進(jìn)行解頻域交織，其規(guī)則為每根天線上每個OFDM符號內(nèi)同一用戶的L個符號矢量中，間隔為

的D個符號矢量的Q路分量設(shè)為一組，將該組內(nèi)的Q路分量依次向左循環(huán)移動一位，則將原來屬于同一符號矢量的虛部和實部進(jìn)行匹配還原。
實施例中，如果采用二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，不執(zhí)行該步驟(832)，如果采用四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則按照該步驟(832)解Q路頻域交織的具體方法是將一個OFDM符號內(nèi)同一用戶的符號矢量中的60個符號，間隔為15的四個符號的Q路分量取作一組，將這組內(nèi)的Q路分量依次左移循環(huán)移位，則將原來屬于同一符號的虛部和實部進(jìn)行匹配還原，依次對其余各組的Q路分量進(jìn)行相同的操作。
(833)按照步驟(221)的逆向處理方法對每根天線上符號矢量進(jìn)行時頻解交織，其規(guī)則為將每根天線上每個用戶的符號矢量按照逐行寫入方式存儲于以

格式的交織器后，再按照逐列方式取出，完成符號矢量的時頻解交織變換。
實施例中，如果采用二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，不執(zhí)行該步驟(833)，如果采用四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則按照該步驟(833)解時頻交織的具體方法是將每個用戶在一個OFDM符號中的60個調(diào)制符號內(nèi)，分散在相隔30的兩個符號放到相鄰的位置，從而還原一次四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理前的四個分量的位置。
需要說明的是當(dāng)接收端按照分布式OFDM模式進(jìn)行時頻Q路解交織時，則先按照集中式的頻點分配方式將分布式還原成為集中式后，再執(zhí)行上述步驟(83)相應(yīng)操作。
(84)繼續(xù)進(jìn)行OFDM解時頻資源分配操作將該步驟(21)分配在OFDM時頻資源上的每根天線上全部OFDM符號中的所有L×P個調(diào)制符號按照該步驟的逆向操作順序，重新還原為每根天線上串行的所有用戶的符號矢量。
(85)采用最大似然解調(diào)方式對每根接收天線上的符號塊矢量進(jìn)行旋轉(zhuǎn)解調(diào)以經(jīng)過衰落信道后的旋轉(zhuǎn)星座圖為解調(diào)參考星座圖，通過計算接收到的符號塊矢量中的每個符號與其參考星座圖中每個星座點的歐式距離，分別得到映射成為每個符號中的各個比特的對數(shù)似然比，用于譯碼。
參見圖10，介紹使用旋轉(zhuǎn)調(diào)制星座圖以及經(jīng)過衰落信道后形成的星座圖及其解調(diào)的方式，圖中每根接收天線上接收的I路和Q路的信號都分別受到衰落信道影響而產(chǎn)生不同的幅度畸變。設(shè)I路和Q路的衰落幅度系數(shù)分別為|λi|和|λj|，其中λi或λj分別是步驟(42)中矩陣Λ第i行或第j行對角線上的元素；其解調(diào)的方式是先計算接收點到各個星座點的距離，即圖中所示的d1～d4，再計算該符號對應(yīng)的每位比特的對數(shù)似然比。以第一個比特為例，根據(jù)該星座圖，四個星座點中第1位為0的比特組合為00和01，其對應(yīng)的距離是d1和d4，第1位為1的比特組合為10和11，其對應(yīng)的距離是d2和d3；從而得到該比特的對數(shù)似然比為 (86)將每根接收天線上的符號塊矢量還原成為碼長都為Nu的P個用戶的比特信息，再根據(jù)編碼方式選擇相對應(yīng)的譯碼方式將每根接收天線上的每組用戶的比特信息譯碼還原為K個比特的信息比特，結(jié)束流程。
實施例中，將每根接收天線上的數(shù)據(jù)塊符號還原成碼長都1440的20個用戶的信息比特；選擇Log-MAP算法譯碼，當(dāng)碼率為8/9，還原出每根接收天線上每個用戶長度分別為1280的信息比特，流程結(jié)束。
為了鑒定和驗證本發(fā)明方法的傳輸性能，申請人采用多徑瑞利衰落(3GPPTU)信道模型對構(gòu)造的MIMO-OFDM系統(tǒng)中的旋轉(zhuǎn)調(diào)制技術(shù)的傳輸性能進(jìn)行了實施例的仿真試驗。
參見圖11和圖12，該兩個圖是在MIMO-OFDM系統(tǒng)中采用本發(fā)明旋轉(zhuǎn)調(diào)制技術(shù)在碼率為8/9時與沒有采用旋轉(zhuǎn)調(diào)制技術(shù)分別在不同調(diào)制方式與不同衰落信道下的FER對比圖。
下面介紹該仿真系統(tǒng)的各項參數(shù)和用于試驗和分析性能的實施例各個參數(shù)的設(shè)置情況。圖中展示的是在碼率為8/9，調(diào)制方式為QPSK時的誤幀率(FER)和信噪比(Eb/No)之間的性能對比曲線關(guān)系(如圖12-15所示)。
下面的表1為MIMO-OFDM系統(tǒng)參數(shù)表 下面的表2為碼率為8/9時旋轉(zhuǎn)調(diào)制增益(FER＝10-2) 從圖11和圖12可以看出，當(dāng)碼率為8/9，采用QPSK調(diào)制，每根天線上每個用戶調(diào)制后符號數(shù)為720時，在MIMO-OFDM系統(tǒng)中采用本發(fā)明旋轉(zhuǎn)調(diào)制方法的性能遠(yuǎn)遠(yuǎn)好于傳統(tǒng)的BICM技術(shù)的FER性能。當(dāng)FER＝10-2時，集中式OFDM資源分配情況下采用本發(fā)明旋轉(zhuǎn)調(diào)制方法的性能優(yōu)于BICM技術(shù)約13.5dB，分布式OFDM資源分配情況下采用本發(fā)明旋轉(zhuǎn)調(diào)制方法的性能優(yōu)于BICM技術(shù)有9dB的增益。
總之，本發(fā)明的實施例試驗是成功的，實現(xiàn)了發(fā)明目的。
權(quán)利要求
1、一種基于MIMO-OFDM系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號的方法，其特征在于，所述方法包括下述操作步驟
(1)發(fā)送端根據(jù)編碼碼率R、調(diào)制階數(shù)M、每根天線上的用戶數(shù)P、每次傳輸過程中發(fā)送的OFDM符號數(shù)OFDM_Num和每個OFDM符號內(nèi)設(shè)置的調(diào)制符號數(shù)OFDM_Length，確定每根天線上發(fā)送的每個用戶的信息比特長度K，并對其做編碼調(diào)制處理；再依照設(shè)定的旋轉(zhuǎn)角度對調(diào)制后符號的I路同相分量和Q路正交分量進(jìn)行旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理，然后對旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的每根天線的符號塊矢量進(jìn)行存儲；
(2)發(fā)送端按照設(shè)定的OFDM模式分別對位于存儲器中的每根天線上的所有用戶的符號矢量塊分配OFDM時頻資源，將每個用戶的符號矢量塊依次平均分布到每個OFDM符號中，再對各個OFDM符號中每個用戶的符號矢量塊進(jìn)行Q路交織處理；
(3)發(fā)送端先對其全部Nt根發(fā)送天線上的符號進(jìn)行空間分層交織處理，再對空間分層交織后的全部Q路正交分量進(jìn)行空間Q路交織處理；
(4)發(fā)送端利用理想信道估計的信道值對空間Q路交織后的符號塊矢量進(jìn)行預(yù)編碼處理后，再對其進(jìn)行存儲；
(5)發(fā)送端根據(jù)預(yù)設(shè)的每根天線上的OFDM調(diào)制長度OFDM_Length和逆快速傅里葉變換IFFT運算長度，分別對每個OFDM符號中不足IFFT運算長度的位長補零，再對補零后的每個OFDM符號進(jìn)行包括IFFT運算和添加循環(huán)前綴CP的OFDM處理，然后發(fā)送數(shù)據(jù)；
(6)接收端接收數(shù)據(jù)后，先對接收天線上的數(shù)據(jù)塊符號進(jìn)行去除CP和快速傅里葉變換FFT運算的解OFDM處理，再進(jìn)行去零處理；
(7)接收端利用步驟(4)的信道值對其接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)解碼處理；
(8)接收端先對全部Nr根接收天線上預(yù)解碼后的符號塊矢量順序進(jìn)行Q路分量的空間解交織和空間分層解交織處理，再對每根接收天線上的符號塊矢量分別進(jìn)行時頻Q路解交織、解時頻資源分配、旋轉(zhuǎn)解調(diào)和譯碼運算后，得到所需的比特信息。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟(1)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
(11)發(fā)送端先計算每根天線每次傳輸過程中所有用戶發(fā)送的調(diào)制符號的總數(shù)GG＝OFDM_Num×OFDM_Length，式中，OFDM_Num是每根天線上每次傳輸過程中發(fā)送的OFDM符號數(shù)，OFDM_Length是在每根天線上發(fā)送的每個OFDM符號內(nèi)設(shè)置的調(diào)制符號數(shù)；然后計算每根天線上每個用戶發(fā)送的調(diào)制符號數(shù)S式中，P是發(fā)送端每根天線上的用戶總數(shù)；
(12)根據(jù)調(diào)制階數(shù)M計算每個調(diào)制符號是由m個比特映射組成，即M＝2m，則m＝log2M，計算每根天線上的每個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)在編碼后的碼長NuNu＝S×m；再計算每個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)在編碼前的信息比特位長KK＝R×Nu，式中，碼率R是取值范圍為(0，1]的實數(shù)；
(13)將每根天線上每個用戶發(fā)送的K比特信息進(jìn)行編碼，再將編碼后的每個用戶的碼長Nu比特根據(jù)調(diào)制模式要求，確定對應(yīng)的格雷映射星座圖樣后，進(jìn)行對應(yīng)的符號映射；并用符號矢量ui表示每個用戶調(diào)制后的符號，則每個用戶的發(fā)送數(shù)據(jù)在調(diào)制后的調(diào)制符號、即每個用戶的符號矢量組成的集合為u＝(u1，u2，…，uS)，式中，下標(biāo)S為每根天線上每個用戶發(fā)送的調(diào)制符號數(shù)；
(14)采用旋轉(zhuǎn)矩陣RM對每根天線上每個用戶的調(diào)制符號進(jìn)行多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理，獲取調(diào)制分集增益設(shè)旋轉(zhuǎn)矩陣為RM，則旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號集合為x＝(x1，x2，…，xS)，則該符號集合x中的每個符號矢量xi都滿足下述公式xi′＝RM×ui′；式中，對于N維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，N為大于1的自然數(shù)，ui是N維的行向量，表示旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理前的調(diào)制符號，ui′是ui的轉(zhuǎn)置列向量；xi是是N維的行向量，表示多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的調(diào)制符號，xi′是xi的轉(zhuǎn)置列向量；RM是N階的旋轉(zhuǎn)矩陣，其每行或每列的平方和都為1，行向量或列向量之間滿足正交性；
(15)將每根天線上所有用戶的旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的調(diào)制符號合并得到包含G個調(diào)制符號的符號矢量塊，稱其為調(diào)制符號矢量塊；再分別對每根天線上的調(diào)制符號矢量塊做存儲處理。
3、根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于所述對調(diào)制符號進(jìn)行多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理的維數(shù)包括2維、4維、8維或更高維數(shù)，但是，8維或更高維數(shù)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制的計算復(fù)雜，而優(yōu)勢不明顯；故選擇最多的是2維或4維；其具體方法為
選擇進(jìn)行二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制時，每個二維調(diào)制符號是由一個調(diào)制符號的同相分量和正交分量所構(gòu)成，即每次旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理一個調(diào)制符號的同相分量和正交分量；故設(shè)二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理前的每個調(diào)制符號為ui＝A+Bj，其中，A是ui的同相分量，B是ui的正交分量；旋轉(zhuǎn)矩陣θ是設(shè)定的旋轉(zhuǎn)角度，其取值范圍為
；經(jīng)過二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理后的符號為xi＝X+Yj時，則即
選擇進(jìn)行四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制時，每個四維調(diào)制符號是由相鄰的兩個調(diào)制符號的同相分量和正交分量所構(gòu)成，即每次旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理兩個相鄰調(diào)制符號各自的同相分量和正交分量；故設(shè)四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制處理前的兩個調(diào)制符號分別為A+Bj和C+Dj，且經(jīng)過四維旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的這兩個調(diào)制符號對應(yīng)的值分別為X+Yj和Z+Wj時，則式中，θ1和θ2分別是設(shè)定的旋轉(zhuǎn)角度，其取值范圍均為
。
4、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟(2)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
(21)發(fā)送端對每根天線上所有用戶的符號矢量塊x，按照設(shè)定的集中式或分布式的OFDM模式分配OFDM時頻資源，其中，時間資源是OFDM符號依次發(fā)送的時隙，頻率資源是發(fā)送每個OFDM符號所占用的子載波帶寬；也就是將每根天線上每個OFDM符號所包括的每個用戶的調(diào)制符號的數(shù)量L設(shè)置為式中，OFDM_Length是每根天線上每個OFDM符號內(nèi)的調(diào)制符號數(shù)，P是每根天線上所有用戶的總數(shù)，S是在每根天線上每個用戶每次傳輸發(fā)送的調(diào)制符號數(shù)，OFDM_Num是每次OFDM傳輸過程中發(fā)送的OFDM符號數(shù)；使得每個OFDM符號包括L×P個調(diào)制符號，其在頻域上占據(jù)OFDM_Length個子載波帶寬；且總共有OFDM_Num個OFDM符號，在時域上占據(jù)OFDM_Num個時隙；
(22)按照前述步驟所選擇的多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制的維數(shù)，對每根天線上OFDM符號中的每個用戶的符號矢量塊執(zhí)行下述相應(yīng)的Q路交織處理調(diào)制符號矢量的時頻交織、Q路頻域交織和Q路時頻二維交織。
5、根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于當(dāng)發(fā)送端按照集中式OFDM模式進(jìn)行Q路交織處理時，若采用二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則所述步驟(22)中，不執(zhí)行調(diào)制符號矢量的時頻交織和Q路頻域交織的操作，直接執(zhí)行Q路時頻二維交織操作；若采用四維或更高維數(shù)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則所述步驟(22)包括下列操作內(nèi)容
(221)發(fā)送端對每根天線上每個OFDM符號周期內(nèi)同一用戶的旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號矢量進(jìn)行時頻交織處理，時頻交織規(guī)則為把每根天線上每個用戶的旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號矢量按照逐行寫入方式存儲在
格式的交織器后，再按照逐列方式取出，以通過該符號矢量的時頻交織變換，減小每次旋轉(zhuǎn)調(diào)制中兩個相鄰符號矢量間的時域和頻域的相關(guān)性，式中，D為多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制的維數(shù)；
(222)對每根天線上每個OFDM符號周期內(nèi)每個用戶的時頻交織后的符號矢量的Q路正交分量依序進(jìn)行頻域交織處理，頻域交織規(guī)則是對每根天線上每個OFDM符號內(nèi)的屬于同一用戶的L個調(diào)制符號矢量一起處理先將該L個符號矢量中、間隔為
的D個符號矢量的Q路分量設(shè)為一組，共有
組；再將每組內(nèi)的Q路分量依序向右循環(huán)移動一位，即Qf移動至
位置，而
移動至
位置，
移動至
位置，相應(yīng)地，最后一位Q路分量移至Qf位置；然后再將I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并組成新的符號矢量；
(223)按照設(shè)定的時頻二維交織規(guī)則，對每根天線上每個用戶平均分布在各個OFDM符號內(nèi)、每次發(fā)送的全部S個調(diào)制符號進(jìn)行交織處理，使交織后的每個用戶每次發(fā)送的該S個調(diào)制符號中的任何一個調(diào)制符號的正交分量與其同相分量在時間和頻率上都盡可能地互不相關(guān)，即使正交分量與其同相分量的距離盡可能遠(yuǎn)；
當(dāng)發(fā)送端按照分布式OFDM模式進(jìn)行Q路交織時，先按照上述集中式OFDM模式的操作規(guī)則計算出步驟(22)結(jié)果后，再對集中式的計算結(jié)果在頻域上按照步驟(21)的分布式頻點分配方式將結(jié)果均勻擴(kuò)展開來，時域的位置不變，而且，頻域的相對位置也不變，只是改變了子載波頻點的絕對位置。
6、根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于所述時頻二維交織的交織規(guī)則為將同一用戶的、在頻域上間隔W個子載波帶寬的調(diào)制符號設(shè)為一組，再假設(shè)選取兩個序號為f1、f2的子載波，其中，f2＝f1+W，W為兩個子載波頻點f1和f2的帶寬間隔；且設(shè)每個調(diào)制符號的Q路分量的位置坐標(biāo)為(f，t)，表示每根天線上每個OFDM符號中的第f個調(diào)制符號位于頻域上的第f個子載波頻點和時域上的第t個OFDM符號內(nèi)，自然數(shù)t是OFDM符號的序號，其最大值是OFDM_Num；先順序選取調(diào)制符號的Q路分量，即先選取第1個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，再選取在時域上間隔
個OFDM符號的第
個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量；接著選取第2個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，再選取在第
個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，繼續(xù)選取第3個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，再選取第
個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，依次類推，按照在時域上，從第1個OFDM符號選起，再選擇與它相隔
個OFDM符號的第
個OFDM符號，然后再增加一個選擇第2個OFDM符號，再選擇與它相隔
個OFDM符號的第
個OFDM符號，依次類推，一直選擇到從第
個OFDM符號，再選擇與它相隔
個OFDM符號的第(OFDM_Num)個OFDM符號，在頻域上，就是f1、f2交替選擇；這樣，在交織前，每個OFDM符號中的各個調(diào)制符號的Q路分量的位置坐標(biāo)分別為
經(jīng)過Q路分量的時頻二維交織后，其所占據(jù)的頻域和時域的位置坐標(biāo)恰好是原有OFDM符號的Q路分量依序向右循環(huán)移動一位的結(jié)果，即為因此，經(jīng)過時頻二維交織后的I路分量和Q路分量的時間間隔最小為
約為OFDM符號的時域長度OFDM_Num×Ts的一半，其中，Ts是OFDM符號的傳輸時間；頻域間隔為相應(yīng)的OFDM系統(tǒng)的頻域長度的二分之一；從而使得計算復(fù)雜度低的時頻二維交織能充分有效地利用OFDM系統(tǒng)的頻率分集和時間分集，并與調(diào)制分集實現(xiàn)聯(lián)合優(yōu)化。
7、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟(3)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
(31)發(fā)送端對全部Nt根發(fā)送天線上的符號進(jìn)行空間分層交織處理按照設(shè)定規(guī)則對每個時刻的全部Nt根發(fā)送天線上旋轉(zhuǎn)調(diào)制后的符號位置進(jìn)行重新排列，其重排規(guī)則是假設(shè)空間分層交織處理前的t時刻第i根天線上的旋轉(zhuǎn)調(diào)制符號為xti，空間分層交織處理后的t時刻第k根天線上的空間交織符號為xtk，則k＝[(i+t-2)mod Nt]+1；式中，自然數(shù)i和k都是發(fā)送天線序號，其取值范圍都是[1，Nt]，時刻t的取值范圍是[1，G]，G是每根發(fā)送天線上發(fā)送的符號數(shù)，mod代表取余操作；
(32)對空間分層交織處理后的全部Q路正交分量進(jìn)行空間Q路交織將Nt根發(fā)送天線上的空間分層交織后的數(shù)據(jù)看作Nt個符號塊矢量，即{(I0，Q0)，(I1，Q1)，...，(INt，QNt)}，其中，(Ii，Qi)是第i根天線上發(fā)送的符號塊矢量，Ii是該符號塊矢量的實部，Qi是該符號塊矢量的虛部，每個符號塊矢量(Ii，Qi)中包含G個符號；此時保持每根發(fā)送天線上發(fā)送的符號塊矢量的實部不變，只重新排列每個符號塊矢量的虛部位置；設(shè)重排后的第k根天線上的符號塊矢量為(Ik，Qk)，則該重排后的符號塊矢量滿足下述公式
8、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟(4)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
(41)假設(shè)步驟(3)完成空間Q路交織處理后的全部Nt根發(fā)送天線上的符號塊矢量為Z＝{Z1，Z2，...，ZNt}T，式中，Zi是每根發(fā)送天線上長度為G的符號塊矢量，自然數(shù)i是發(fā)送天線序號，其取值范圍是[1，Nt]，；
(42)假設(shè)理想信道估計情況下的已知衰落信道H，對該信道H做奇異值分解，得到H＝UΛVH，式中，Λ是Nr×Nt的非負(fù)對角矩陣，U和V分別是Nr×Nr和Nt×Nt的酉矩陣，所述酉矩陣是指滿足矩陣本身與其共軛轉(zhuǎn)置矩陣的乘積為單位矩陣的矩陣，即矩陣U與其共軛轉(zhuǎn)置矩陣UH的乘積，以及矩陣V與其共軛轉(zhuǎn)置矩陣VH的乘積都為單位矩陣；再分別存儲下述各個矩陣U、UH、Λ、V和VH；
(43)將步驟(42)分解出來的V矩陣與符號塊矢量Z相乘，得到經(jīng)過預(yù)編碼生成的、與符號塊矢量Z的長度相同的符號塊矢量XX＝VZ，即X＝{X1，X2，...，XNt}T，式中，Xi是每根天線上經(jīng)過預(yù)編碼后的符號塊矢量。
9、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟(5)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
(51)分別對每根天線上每個OFDM符號中不足IFFT運算長度的位長補零后，再對每個OFDM符號分別按照下述公式進(jìn)行IFFT運算式中，N是子載波數(shù)，X(k)是設(shè)定調(diào)制模式下的復(fù)信號，x(n)為OFDM符號在時域的采樣，虛數(shù)單位j的定義是j2＝-1，k是OFDM符號中的符號矢量的序號，其取值范圍為
的非負(fù)整數(shù)；
(52)對每個經(jīng)過IFFT運算后的OFDM符號分別添加循環(huán)前綴CP，消除多徑信道傳輸引起的符號間干擾；具體操作為將每個OFDM符號尾部的μ個符號拷貝添加至該OFDM符號的前端，其中，μ是CP的長度；
(53)每根天線分別依次發(fā)送經(jīng)過OFDM處理的數(shù)據(jù)。
10、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟(6)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
(61)接收端接收數(shù)據(jù)后，對其進(jìn)行解OFDM處理先對每根天線上接收到的每個OFDM符號分別去除CP，即將接收到的每個OFDM符號分別刪除其頭部μ個符號；再對每根天線上每個OFDM符號分別按照下述公式進(jìn)行快速傅里葉變換FFT運算式中，N是子載波數(shù)，X(k)是設(shè)定調(diào)制模式下的復(fù)信號，x(n)為OFDM符號在時域的采樣，虛數(shù)單位j的定義是j2＝-1，k是OFDM符號中的符號矢量序號，其取值范圍為
的非負(fù)整數(shù)；然后，對變換后的OFDM符號進(jìn)行存儲；
(62)對每根天線上的OFDM_num個OFDM符號分別做除零處理，即刪除步驟(51)為匹配IFFT長度在每個OFDM符號尾部添加的零。
11、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟(7)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
(71)假設(shè)接收端的全部Nr根接收天線上接收到的符號塊矢量為r＝{r1，r2，...，rNr}T，式中，ri是每根接收天線上接收到的符號塊矢量，自然數(shù)i是接收天線序號，其取值范圍是[1，Nr]；
(72)將步驟(42)分解出來的U矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣UH與接收到的符號塊矢量r相乘，得到的積為經(jīng)過預(yù)解碼后的、與符號塊矢量r的長度相同的符號塊矢量yy＝UHr，即y＝{y1，y2，...，yNr}T，式中，yi是每根接收天線上經(jīng)過預(yù)解碼后的符號塊矢量。
12、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟(8)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
(81)接收端先對全部Nr根接收天線上預(yù)解碼后的全部Q路正交分量做空間Q路解交織，即按照步驟(32)的規(guī)則做逆向處理保持每根接收天線上符號塊矢量的實部不變，只對每個符號塊矢量的虛部位置按照下述方式重新排列設(shè)重排前的第i根接收天線上的符號塊矢量為(Ii，Qi)，則重排后的第k根接收天線上的符號塊矢量(Ik，Qk)滿足下述公式式中，mod代表取余操作；
(82)接收端對全部Nr根接收天線上完成空間Q路解交織后的數(shù)據(jù)進(jìn)行空間分層解交織，即按照步驟(31)的規(guī)則做逆向處理假設(shè)空間分層解交織前的t時刻第i根天線上的Q路矢量符號為xti，空間分層解交織后的t時刻第k根天線上的空間分層解交織矢量符號為xtk，則有k＝[(i-t)mod Nt]+1；式中，時刻t的取值范圍是[1，G]，mod代表取余操作；
(83)按照步驟(13)選擇的多維旋轉(zhuǎn)調(diào)制和步驟(21)選擇的集中式或分布式的OFDM模式，對每根天線上OFDM符號內(nèi)的符號矢量進(jìn)行相應(yīng)的時頻Q路解交織處理，即按照步驟(22)的對應(yīng)規(guī)則進(jìn)行逆向處理；
(84)繼續(xù)進(jìn)行OFDM解時頻資源分配操作將該步驟(21)分配在OFDM時頻資源上的每根天線上全部OFDM符號中的所有L×P個調(diào)制符號按照該步驟的逆向操作順序，重新還原為每根天線上串行的所有用戶的符號矢量；
(85)采用最大似然解調(diào)方式對每根接收天線上的符號塊矢量進(jìn)行旋轉(zhuǎn)解調(diào)以經(jīng)過衰落信道后的旋轉(zhuǎn)星座圖為解調(diào)參考星座圖，通過計算接收到的符號塊矢量中的每個符號與其參考星座圖中每個星座點的歐式距離，分別得到映射成為每個符號中的各個比特的對數(shù)似然比，用于譯碼；
(86)將每根接收天線上的符號塊矢量還原成為碼長都為Nu的P個用戶的比特信息，再根據(jù)編碼方式選擇相對應(yīng)的譯碼方式將每根接收天線上的每組用戶的比特信息譯碼還原為K個比特的信息比特，結(jié)束流程。
13、根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于所述步驟(83)進(jìn)一步包括下述操作內(nèi)容
當(dāng)接收端按照集中式OFDM模式進(jìn)行Q路解交織時，若采用二維旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則所述步驟(83)只執(zhí)行Q路時頻二維交織器的解交織操作，不執(zhí)行調(diào)制符號矢量的時頻解交織和Q路頻域解交織的操作；若采用四維或更高維數(shù)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制，則所述步驟(83)包括下述操作內(nèi)容
(831)按照步驟(223)的時頻二維交織規(guī)則的逆向處理方法對每根天線上符號矢量的Q路分量進(jìn)行解交織先順序選取每根天線上調(diào)制符號的Q路分量，即先選取第
個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，再選取第2個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，接著選取第
個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，再選取第3個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，繼續(xù)選取第
個OFDM符號內(nèi)第f2個調(diào)制符號的Q路分量，然后選取第3個OFDM符號內(nèi)第f1個調(diào)制符號的Q路分量，依次類推；在時域上按照從第
個OFDM符號選起，再選擇第2個OFDM符號，接著選擇與它相隔
個OFDM符號第
個OFDM符號，再選擇從第2個增加1個OFDM符號的第3個OFDM符號，然后選擇與它相隔
個OFDM符號第
個OFDM符號，依次類推，選擇到從第
個OFDM符號，再選擇與它相隔
個OFDM符號的第(OFDM_Num)個OFDM符號，最后選取第1個OFDM符號；在頻域上是f2、f1交替選擇；這樣，在交織前，每個OFDM符號中的各個調(diào)制符號的Q路分量的位置坐標(biāo)分別為
經(jīng)過Q路分量的時頻二維解交織后，其所占據(jù)的頻域和時域的位置坐標(biāo)恰好是原有OFDM符號的Q路分量依序向左循環(huán)移動一位的結(jié)果，即為使得Q路正交分量符號在時間和頻率上都按照上述規(guī)則進(jìn)行位置交換(f1，1)→(f2，OFDM_Num)，……，(f2，OFDM_Num/2+2)→(f1，2)，(f1，2)→(f2，OFDM_Num/2+1)，(f2，OFDM_Num/2+1)→(f1，1)；
(832)按照步驟(222)的逆向處理方法對每根天線上符號矢量的Q路分量進(jìn)行解頻域交織，其規(guī)則為每根天線上每個OFDM符號內(nèi)同一用戶的L個符號矢量中，間隔為
的D個符號矢量的Q路分量設(shè)為一組，將該組內(nèi)的Q路分量依次向左循環(huán)移動一位，則將原來屬于同一符號矢量的虛部和實部進(jìn)行匹配還原；
(833)按照步驟(221)的逆向處理方法對每根天線上符號矢量進(jìn)行時頻解交織，其規(guī)則為將每根天線上每個用戶的符號矢量按照逐行寫入方式存儲于以
格式的交織器后，再按照逐列方式取出，完成符號矢量的時頻解交織變換；
當(dāng)接收端按照分布式OFDM模式進(jìn)行時頻Q路解交織時，則先按照集中式的頻點分配方式將分布式還原成為集中式后，再執(zhí)行上述步驟(83)相應(yīng)操作。
全文摘要
一種基于MIMO-OFDM系統(tǒng)的旋轉(zhuǎn)調(diào)制信號的方法，是將MIMO、OFDM和旋轉(zhuǎn)調(diào)制三種技術(shù)相互結(jié)合，先在調(diào)制星座圖的旋轉(zhuǎn)和分量交織引入信號調(diào)制分集，藉由旋轉(zhuǎn)調(diào)制和分量交織，將發(fā)送數(shù)據(jù)散布到不同分量上，使得發(fā)送后的調(diào)制符號在傳輸過程中產(chǎn)生的I路分量和Q路分量各自在彼此的衰落信道上獨立傳輸，消除發(fā)送信號I路和Q路衰落系數(shù)的相關(guān)性，增加信號空間分集的優(yōu)勢，獲取調(diào)制分集增益；并選擇最優(yōu)旋轉(zhuǎn)角度，獲取傳輸性能的最大提升；同時引入多天線的空間分集，OFDM系統(tǒng)的頻率分集和時頻交織分集，既使系統(tǒng)達(dá)到很高的傳輸效率，提高頻譜利用率，又能通過分集實現(xiàn)高可靠性的傳輸，降低誤碼率和誤幀率，逼近衰落信道下的信道容量，滿足下一下無線傳輸網(wǎng)發(fā)展的要求。
文檔編號H04L1/06GK101631003SQ200910091048
公開日2010年1月20日 申請日期2009年8月20日 優(yōu)先權(quán)日2009年8月20日
發(fā)明者吳湛擊, 傅婷婷, 張力嶺, 旭 王, 王文博 申請人:北京郵電大學(xué)