發(fā)送方法、發(fā)送裝置、接收方法以及接收裝置的制作方法

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專利名稱：發(fā)送方法、發(fā)送裝置、接收方法以及接收裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及發(fā)送方法、發(fā)送裝置、接收方法以及接收裝置，特別涉及通過虛擬信道用數(shù)據(jù)巻積發(fā)送信號進行發(fā)送的發(fā)送方法、發(fā)送裝置以及接收裝置。
本發(fā)明可以應用于有線通信系統(tǒng)以及無線通信系統(tǒng)。
另外，應用本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)是移動通信系統(tǒng)、無線LAN通信系統(tǒng) 等無線通信系統(tǒng)。
背景技術：
末廣等發(fā)明人考慮Suehiro，sDFT( OSDM)方式，該Suehiro，sDFT( OSDM) 方式是利用DFT (Discrete Fourier Transform )矩陣的4亍矢量(可以不是"行矢量"而是"列矢量"。在本說明書中，對于是行矢量的情況進行說明)和矢量數(shù)據(jù)之間的克羅內克積的新的信息傳輸方式(參照非專利文獻l、 2)。
已確認該方式與目前在各種通信中利用的OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式相比，無線頻率利用效率約為兩倍(參照非專利文獻
然后，說明OSDM ( Orthogonal Signal Division Multiplex)方式，該OSDM (Orthogonal Signal Division Multiplex)方式是收發(fā)通過取得N維DFT矩陣的 N個(N是3以上的自然數(shù))行矢量中的各個行矢量與長度M (M是2以上的自然數(shù))的數(shù)據(jù)的克羅內克積生成的長度為MxN的信號的傳送方法。 (DFT矩陣和發(fā)送信號) 首先，N維的DFT ( Discrete Fourier Transform)矩陣。設N維的DFT矩陣FN為
FN=[fN(i、 j)](1) N維逆DFT矩陣FN"是DFT矩陣FN的共軛復數(shù)。
在此，i是行號碼，為0當i^N-l， j是列號碼，為0當j^N-l。另外，fN(i、 j)二exp(27n/^]7R …(2)
另外，如圖l所示，如下定義與N分割單位圓的點相當?shù)淖兞縒N。
WN=exp(27u\^T )/N …(3) 當使用該WN時，DFT矩陣Fw如圖2所示。 Wn是旋梓符，以下的關系成立。
WNN-K=WN2N-K= —=WN-k …(5)
如圖2所示，N維DFT矩陣FN具有矢量fN,o、矢量fk,,、…矢量fk,^ 這N個行矢量。該行矢量之間的周期互相關在全部的位移中是零。
然后，說明使用該行矢量的數(shù)據(jù)的發(fā)送。如圖3所示，對于發(fā)送部#0、發(fā)送部#1...發(fā)送部# (N - 1 )的N個長度為M的數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)X。 (Xqo, X(h,...,
Xo(m-l))、數(shù)據(jù)Xi ( Xio, Xu,…，X攀l))…數(shù)據(jù)X(n-1) ( X(n-I)O， X(n國1)1,…，X,)(m-!)), 分別使用行矢量f即、行矢量fw.行矢量fN,w，發(fā)送如下生成的信號S。、 Sj…
f k (w 、0.…，、0、 w 、0,.…、0> w " 、、 0.,…
0、) //N …'(7》
作為進行匹配的信號。
當向該匹配濾波器輸入了信號Sk (0 ■ k ^ N - 1)時，輸出的中央的M個部分成為數(shù)據(jù)Xk。
另外，當把設(g沐,0^k芻N-1，0芻gSN-1)時的信號Sg向 [數(shù)學式3]
f fc iM (wV o,, ■ 、 o, w、， o,, , ,、 o、 w《n "V o - * ,、
o,) /tn …'(8)
的匹配濾波器進行輸入時，輸出信號的中央的M個部分成為0。這意p未著即使對信號S。到信號Sw進行求和，但如果通過fk(8)lM的匹配濾波器僅得到Xk。 (偽周期信號)
把對信號So到信號S^進行求和后的信號設為Ssum。因為信號S，是長度MN的有限長序列，所以在通過多路徑信道時，喪失了通過DFT矩陣得到的周期性。于是，無法從匹配濾波器輸出中得到數(shù)據(jù)Xk(OSk^N-1)。
在為周期性的無限長的信號時，多路徑信道對于信號的周期性無影響。但是，發(fā)送無限長的序列不實用。因此，導入從無限長的周期序列切出必要的長度的偽周期信號。
首先，給予比設想的多鴻-徑延遲時間大的值L2。
另外，在不存在直接路徑信號，或者為極小的功率等級時，有時相對于最大振幅信號的延遲時間是負值。把考慮了該時間的值作為Li。使用該L,、 L2生成并發(fā)送圖4那樣的偽周期信號。在此，把相當于L2的部分稱為周期前綴，把相當于L的部分稱為周期后
綴。在接收時需要在輸入給匹配濾波器之間將兩者去除。(導頻信號)
如下決定長度為M的數(shù)據(jù)列Xo。
X0=(1,0,0,0,"，0) …(9)[數(shù)學式4]
使用它計算"fk IM"，當直接輸入給fkOlM時，輸出的中心部分成為
X0=(1,0，0，0，."，0) …(10)
然后，在對So進行偽周期化后使其通過多路徑信道。去除周期(前/后)綴，當向fk(8)lM的匹配濾波器輸入時，輸出的中央部分的M個的部分成為以下。
XO = (pO，p 1 ，p2,p3,…，p(L2-1 ),0,0,...,0 ) …(11)
其中，(P0,PhP2,P3,…，Pk,…，PO^))是延遲時間k達到的與路徑相乘的復數(shù)系數(shù)，是包含發(fā)送裝置內的傳送特性、傳輸空間的傳送特性以及接收裝置內的傳送特性的傳送特性，表示時間軸上的信道特性。
該pk —般使用振幅系數(shù)rk和相位旋轉ek,表示為
Pk"k.,k …(12)。
作為導頻信號，可以使用ZACS ( Zero Auto Correlation Zone Sequence )序列的信號、ZCCZ (Zero Crosscorrelation Zone Sequence)序列的4言號、PN序列的信號。
<formula>formula see original document page 12</formula>
…(，4)這里，當設為
<formula>formula see original document page 13</formula>
或
<formula>formula see original document page 13</formula>
時，成為
Dk=ptXk …(17)。關于Xk對式(17)進行求解，由此在接收一側能夠得到補償了包含發(fā)送裝置一側的傳送特性、傳輸空間的傳送特性以及接收裝置一側的傳送特性的時間軸上的信道特性的發(fā)送數(shù)據(jù)。
為了簡單地對該:眹立方程式求解，例如可以在式(17)的兩側， >久左邊乘P的逆矩陣。
P"D^F'ptXk
=Xk …(18)。
非專利文獻 1 : N.Suehiro， C.Han, T.Imoto, and N,Kuroyanagi, "Aninformation transmission method using Kronecker product", Proceedings of theIASTED International Conference Communication Systems and Networks,pp.206-209, Sept.2002。
非專利文獻2: N.Suehiro， C.Han， and T.Imoto, "Very Effcient wireless usagebased on pseudo-coherent addition of multipath signals using Kronecker productwith rows of DFT matrix", Proceedings of International Simposium on InformationTheory, pp.385, Jirne2003。
非專利文獻3: Naoki Suehiro, Rongzhen Jin, Chenggao Han, TakeshiHashimoto, "Performance of Very Effcient Wireless Frequency Usage SystemUsing Kronecker Product with Rows of DFT Matrix", Proceedings of 2006 IEEEInformation Theory Workshop (ITW'06), pp.526-529, Oct.2006。

發(fā)明內容
但是，雖然現(xiàn)有的OSDM方式相對于OFDM方式，無線頻率利用效率約為兩倍，但是進一步提高無線頻率利用效率成為課題。
本發(fā)明是鑒于上述課題而做出的，其目的在于提供一種進一步提高無線頻率利用效率的發(fā)送方法、發(fā)送裝置、接收方法以及接收裝置。
為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的發(fā)送方法發(fā)送通過取得作為N維DFT矩陣的N個(N是3以上的自然數(shù))行矢量或者列矢量的各個序列、或者ZCCZ序列集的N個序列的各個序列、與導頻信號以及長度M (M是2以上的自然數(shù))的發(fā)送數(shù)據(jù)的克羅內克積生成的多個信號，在把所述N個序列設為fQ、f2、…f^時，把該N個序列內的P個(P是2以上的自然數(shù))序列作為用于發(fā)送導頻信號的導頻用序列，把N-P個序列作為用于發(fā)送發(fā)送數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)用序列，準備由二相信號、四相信號或者復數(shù)信號構成的Q個(在此，Q是2以上，P以下的自然數(shù))虛擬信道生成用數(shù)據(jù)，生成由所述導頻用序列中的一個與導頻信號的克羅內克積、以及所述數(shù)據(jù)用序列與發(fā)送數(shù)據(jù)的克羅內克積的信號構成的R個(在此，R是l以上、Q以下的自然數(shù))發(fā)送信號，使用一個不同的所述虛擬信道生成用it據(jù)巻積所生成的R個發(fā)送信號來進行發(fā)送。
在本發(fā)明中，即使是DFT矩陣的行矢量的線性耦合以及DFT矩陣的列矢量的線性耦合，也都具有與DFT矩陣的行矢量以及DFT矩陣的列矢量相同的功能，所以在本發(fā)明中，DFT矩陣的行矢量以及DFT矩陣的列矢量分別包含DFT矩陣的行矢量的線性耦合以及DFT矩陣的列矢量的線性耦合。另外，為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的發(fā)送裝置具有發(fā)送信號生成部，通
過取得作為N維DFT矩陣的N個(N是3以上的自然數(shù))行矢量或者列矢量的各個序列，或者ZCCZ序列集的N個序列的各個序列、與長度M (M是2以上的自然數(shù))的導頻信號以及長度M的發(fā)送數(shù)據(jù)的克羅內克積，生成發(fā)送信號；數(shù)據(jù)巻積部，使用虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積所述發(fā)送信號生成部生成的R個發(fā)送信號；以及發(fā)送部，發(fā)送由所述數(shù)據(jù)巻積部巻積的發(fā)送信號。
另外，為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的接收方法具有
接收所述發(fā)送的信號的接收步驟；
對于在所述接收步驟中接收到的信號，進行U(這里，U^R)倍的過采樣的過采樣步驟；
檢測與P x U個信道有關的時間軸上的信道特性的信道特性檢測步驟；檢測M x u個接收信號的信號檢測步驟；
根據(jù)與p x u個信道有關的時間軸上的信道特性和M x U個接收信號，生成MxR個聯(lián)立方程式的聯(lián)立方程式生成步驟；以及
對在所述聯(lián)立方程式生成步驟中生成的聯(lián)立方程式求解的解碼步驟。另外，為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的4妄收裝置具有接收所述發(fā)送的信號的接收部；
對于所述接收部接收到的信號，進行U(這里，U^R)倍的過采樣的過采樣部；
檢測與P x U個信道有關的時間軸上的信道特性的信道特性檢測部；檢測M x u個接收信號的信號檢測部；
根據(jù)與pxu個信道有關的時間軸上的信道特性和Mxu個接收信號，生成MxR個聯(lián)立方程式的耳關立方程式生成部；以及
對在所述聯(lián)立方程式生成步驟中生成的聯(lián)立方程式求解的解碼部。
根據(jù)本發(fā)明，能夠提供進一步提高無線頻率利用效率的發(fā)送方法、發(fā)送裝置、接收方法以及接收裝置。

圖1用于說明WN。
圖2是N維DFT矩陣。圖3用于說明使用DFT矩陣FN的行矢量的信號的發(fā)送。
圖4用于說明偽周期信號。
圖5用于說明發(fā)送信號0的信號的結構。
圖6用于說明發(fā)送信號1的信號的結構。
圖7用于說明發(fā)送信號P-l的信號的結構。
圖8是虛擬信道生成用數(shù)據(jù)的例子。
圖9用于說明發(fā)送裝置(其一 )。
圖IO用于說明虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積加法部。
圖11用于說明通過虛擬信道生成用數(shù)據(jù)的巻積。
圖12用于說明接收裝置(其一)。
圖13用于模式性地說明過采樣。
圖14是用于說明基于過釆樣的虛擬信道的圖(其一)。
圖15是用于說明基于過采樣的虛擬信道的圖(其二)。
圖16用于說明聯(lián)立方程式生成部。
圖17用于說明發(fā)送裝置(其二)。
圖18用于說明發(fā)送裝置(其三)。
圖19用于說明接收裝置(其二)。
圖20用于說明接收裝置(其三)。
圖21用于說明多路徑特性的影響。
圖22用于說明導頻信號的發(fā)送。
圖23用于說明發(fā)送系統(tǒng)(其一)。
圖24用于說明接收系統(tǒng)(其一 )。
圖25用于說明模擬結果(其一 )。
圖26用于說明模擬結果(其二 )。
圖27用于說明模擬結果(其三)。
圖28用于說明模擬結果(其四)。
圖29用于說明發(fā)送系統(tǒng)(其二)。
圖30用于說明信號結構(其一 )。
圖31用于說明信號結構(其二)。圖32用于說明接收系統(tǒng)(其二 )。圖33用于說明模擬結果(其五)。圖34用于說明模擬結果(其六)。圖35是用于說明模擬結果(其五)。圖36用于說明模擬結果(其八)。圖37用于說明模擬結果(其九)。圖38用于說明模擬結果(其十)。圖39用于說明虛擬發(fā)送天線。圖40用于說明虛擬接收天線。圖41用于說明發(fā)送系統(tǒng)(其三)。圖42用于說明接收系統(tǒng)(其三)。圖43用于說明發(fā)送信號的結構。圖44用于說明接收裝置(其四)。符號說明
11虛擬信道O用(虛擬發(fā)送信道O用)發(fā)送信號生成部 12虛擬信道1用(虛擬發(fā)送信道1用)發(fā)送信號生成部 13虛擬信道2用(虛擬發(fā)送信道2用)發(fā)送信號生成部 15虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積加法部
17、 172發(fā)送部
18、 181、 182、 183、 184、 185發(fā)送天線 21、 211、 212、 213、 214、 215才妄收天線 22接收部
151、 381虛擬信道生成用數(shù)據(jù)存^f諸部
152、 153、 154巻積部 155、 1551力口法部
221、 222、 223、 224、 225接收部 25信道特性^r測部 26 if關立方程生成部 27解碼部28過采樣部
29信號分離部 38接收側虛擬信道用巻積部
具體實施例方式
(信號結構)
作為發(fā)送數(shù)據(jù)，使用圖5 ~圖7的信號結構的數(shù)據(jù)。
在圖5 ~圖7的信號結構中，設N維DFT矩陣的N個行矢量(N個序列)
為fN,O、 fkl、 &，2、 ...fN,N.l。另夕卜，把該N個行矢量內的P個行矢量fN，o fN,jM,
用作用于發(fā)送導頻信號的導頻用行矢量，把N-P個行矢量fN，P ~ fk,n4用作用于發(fā)送數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)發(fā)送用行矢量。
圖5的信號結構是作為導頻用行矢量使用一個行矢量fN，0,作為數(shù)據(jù)用行矢量使用N-P個行矢量的情況。
另外，行矢量fN，O、 f>u、 fN,2、…fN,N-!也可以是N維DFT矩陣的N個列矢量。
另外，矢量fw，o、 fN)1、 fN,2、…f，-,也可以不是N維DFT矩陣的N個行
矢量，而是構成ZCCZ序列集的N個序列。
例如，作為ZCCZ序列集，可以使用下面定義的ZCCZ矩陣的行矢量。在此所述的ZCCZ矩陣是N行K列的矩陣，在任意兩個行矢量之間的、
以K為周期的周期互相關函數(shù)中存在零交叉相關帶(zero cross correlation
zone )。
才艮據(jù)兩個行矢量的組合，也可以在以與K不同的K， (KVK)為周期的周期互相關函數(shù)中存在零交叉相關帶。
導頻信號X0 (xoo, x01,…，Xo(m-d),可以是XoKl,O,O,O, ...，0),也可以使用長度M的ZCZ序列的信號、長度M的ZCCZ序列的信號。
N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)Xo,p( Xo,P,O， Xo，p，l， …,Xo，p,(M-l))…X。,N-1( X。,(N-),0， X。， (N-l),l， …， X(UN.d,(M.d),分別與N-P個行矢量fN,p-fNH取得克羅內克積。因此，圖5中表示的"發(fā)送信號0"是以下的信號。 [數(shù)學式8]
矢量fN,。導頻信號Xq+矢量fN,p②發(fā)送數(shù)據(jù)X。,p…+矢量fN，N—一發(fā)送數(shù)據(jù)②發(fā)送數(shù)據(jù)Xo,N.i …(19) 圖6的信號結構是作為導頻用行矢量使用一個行矢量fVy，作為數(shù)據(jù)用行矢量，使用N-P個行矢量fN,P ~ fN,N-，的情況。
圖6所示的"發(fā)送信號l"是以下的信號。 [數(shù)學式9]
矢量f^ 導頻信號X一矢量fN,p②發(fā)送數(shù)據(jù)Xw…+矢量fN，N—2②發(fā)送數(shù)據(jù) Xi，N.2+矢量fN，則②發(fā)送數(shù)據(jù)X!，w …(20)
同樣地，圖7的信號結構是作為導頻用行矢量使用一個行矢量fN，!M,作為數(shù)據(jù)用行矢量，使用N-P個行矢量fN,P ~ fw，w。
圖7所示的"發(fā)送信號p-r是以下的信號。
矢量fN,iM 導頻信號Xim +矢量fN，pO發(fā)送數(shù)據(jù)Xj^,p…+矢量f，.-發(fā)送數(shù)據(jù)Xn.!,N-2+矢量fN，N.一發(fā)送數(shù)據(jù)X^，n—, …(21) (虛擬信道用數(shù)據(jù)) 作為虛擬信道生成用數(shù)據(jù)的一例，可以卩吏用圖8的彰:據(jù)。另外，作為虛擬信道生成用數(shù)據(jù)，可以使用相關小的序列或者隨機數(shù)。通過使用不同的上述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)中的一個對數(shù)據(jù)進行巻積來發(fā) 送數(shù)據(jù)，由此生成虛擬信道。該虛擬的信道因為在發(fā)送側生成，所以也可以稱為虛擬發(fā)送信道或者虛擬發(fā)送天線。 (發(fā)送裝置)
在此，使用圖9說明在圖5~圖7中實際天線為1個、P為"3"時(在導頻信號是3個的情況下，虛擬信道(虛擬發(fā)送信道、虛擬發(fā)送天線)是3 個時)的發(fā)送裝置。
在圖9的發(fā)送裝置中，把N維DFT矩陣的N個行矢量(N個序列)設為
fn,0、 fN,l、 fN，2、…fN,N屮把該N個行矢量內的3個行矢量fN,o-fN,2作為導頻用行矢量使用，把N-P ( N-3 )個行矢量fN,3 ~ fk,N.!用作用于發(fā)送發(fā)送數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)
用4亍矢量。
圖9的發(fā)送裝置由虛擬信道0用(虛擬發(fā)送信道0用、虛擬發(fā)送天線0 用)發(fā)送信號生成部11、虛擬信道1用(虛擬發(fā)送信道1用、虛擬發(fā)送天線1用)發(fā)送信號生成部12、虛擬信道2用(虛擬發(fā)送信道2用、虛擬發(fā)送天線2 用)發(fā)送信號生成部13、虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積.加法部15、發(fā)送部17 以及天線18構成。虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積'加法部15具有存儲虛擬信道生成用數(shù)據(jù)的虛擬信道生成用數(shù)據(jù)存儲部151。
虛擬信道0用發(fā)送信號生成部11取得導頻用行矢量fk，o與導頻信號X0
(X00， X(H,..， X,-!))的克羅內克積、N-3個數(shù)據(jù)用矢量fN,廣fN，N-!各自與N-3 個發(fā)送數(shù)據(jù)X0,3 ( x0,3,0, Xo,3,1,…，X。'3， (M-l)) …X。'N-1 ( X。， (N-l)，O， X。， (N-l),l,…,X。， (N-l),
(M-d)的克羅內克積，生成虛擬信道0用發(fā)送信號KSO。
最終，虛擬信道O用發(fā)送信號生成部11生成以下的信號。
發(fā)送信號KSO:矢量fN，Q 導頻信號X。+矢量fN,3②發(fā)送數(shù)據(jù)Xo，3…+矢量
fN，N.2②發(fā)送數(shù)據(jù)X。,n.2+矢量fN,N-一發(fā)送數(shù)據(jù)X。,n-
…(22)
發(fā)送信號KSO是長度NM的信號的(N-2)信號的和。
同樣，虛擬信道1用發(fā)送信號生成部12取得導頻用行矢量f^與導頻信
號X, (Xh),Xh，…，Xkm力)的克羅內克積、N-3個數(shù)據(jù)用矢量fN,3 ~ fN,N.!各自與 N-3個發(fā)送數(shù)據(jù)Xi，s( xl,3，0, Xl,3，1，…,xl,3, (M-l))…Xi，n-1( Xi,(n-I),O， Xi， (n"),i，…，Xj,,), (M.d)的克羅內克積，生成虛擬信道1用發(fā)送信號KS1。
最終，虛擬信道1用發(fā)送信號生成部12生成以下的信號。
發(fā)送信號KS2:矢量fN,2 導頻信號X2+矢量fN,30發(fā)送數(shù)據(jù)乂2,3...+矢量
fN,N-2^發(fā)送數(shù)據(jù)X2,N-2+矢量fN,N.,②發(fā)送數(shù)據(jù)X2,N" …(24)虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積■加法部15對于虛擬信道0用發(fā)送信號KS0、虛擬信道1用發(fā)送信號KS1以及虛擬信道2用發(fā)送信號KS2，分別進行與不同的虛擬信道用數(shù)據(jù)的巻積，相加后提供給發(fā)送部。
發(fā)送部17以及天線18在高頻上承載由虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積.加法部15生成的信號，經(jīng)由天線18進行發(fā)送。
圖IO表示虛擬信道生成用凝:據(jù)巻積加法部15的例子。圖10的虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積如法部15由虛擬信道生成用數(shù)據(jù)存儲部151、巻積部152 ~ 154以及加法部155構成。
巻積部152進行虛擬信道0用發(fā)送信號KS0與虛擬信道生成用數(shù)據(jù)D2 的巻積，巻積部153進行虛擬信道1用發(fā)送信號KS1與虛擬信道生成用數(shù)據(jù) Dl的巻積，巻積部154進行虛擬信道2用發(fā)送信號KS2與虛擬信道生成用數(shù) 據(jù)D0的巻積。
加法部155進行來自巻積部152 ~ 154的信號的加法運算，并向發(fā)送部輸出。
巻積部的意義經(jīng)由發(fā)送部以及天線，發(fā)送通過加法部155相加的發(fā)送信號KSO、發(fā)送信號KS1以及發(fā)送信號KS2。發(fā)送信號KSO、發(fā)送信號KS1 以及發(fā)送信號KS2因為經(jīng)過同一空間由接收機接收，所以空間中的信道特性相同，但是由于發(fā)送信號KSO、發(fā)送信號KS1以及發(fā)送信號KS2與各自不同的虛擬信道用數(shù)據(jù)進行巻積，所以從接收機來看，發(fā)送信號KSO、發(fā)送信號 KS1以及發(fā)送信號KS2各自經(jīng)由不同的線路，與接收到的信號等價。
因此，在接收側，檢測各個線路的信道特性，生成聯(lián)立方程式，并對該聯(lián)立方程式求解，由此能夠正確地得到發(fā)送信號KSO、發(fā)送信號KS1以及發(fā) 送信號KS2。
使用圖11說明巻積部152。
在此，把針對虛擬信道0用發(fā)送信號KS0的虛擬信道用數(shù)據(jù)D2設為(1 j 1 -j )，把虛擬信道0用發(fā)送信號KSO設為(KSOo, KSO,, KS02, KS03,…KSO麗
-))。
如圖11所示，(KSOo, KSOh KS02, KS03，…KSO雨—J、其l時隙之后的j (KS00, KSO!, KS02， KS03,…KSO麗—J、再1時隙后的(KSO。, KSO!, KS02，KS03,…KS0麗一i)、再1時隙后的-j (KSOo,KSOhKS02,KS03，…KS0雨—J相
加后的信號成為巻積部152的llr出。
同樣，當把針對虛擬信道1用發(fā)送信號KS1的虛擬信道用數(shù)據(jù)D2設為 (jllj)時，從巻積部153輸出j (KSlo，KSl!，KSl2,KSl3,…KS1麗—J、其 1時隙后的(KSlo，KSlj,KSl2,KSl3，…KS1蘭—,)、再1時隙后的(KS1q, KS1), KS12,KS13,…KS1薩-,)、再1時隙后的j (KSlo,KSl,，KSl2,KSl3，…KS1顧 ,)相加后的信號。
同樣，當把針對虛擬信道2用發(fā)送信號KS2的虛擬信道用數(shù)據(jù)D0設為 (ljjl)時,從巻積部154輸出(KS2。，KS2!,KS22,KS23,…KS2畫—！)、其l 時隙后的j( KS20, KS2l5 KS22， KS23,…KS2麗一！)、再1時隙后的j( KS20, KS2！， KS22,KS23,…KS2nm—J、再1時隙后的(KS2。， KS2l5 KS22, KS23, KS2NM— !)相加后的信號。 (接收裝置)
說明對通過發(fā)送側虛擬信道，成為(N-P)倍的發(fā)送數(shù)據(jù)量的、從圖9的發(fā)送裝置發(fā)送的信號進行接收的接收裝置。
圖43表示從圖9的具有虛擬信道的發(fā)送器發(fā)送的通用化的信號。
圖43的信號結構是導頻信號為P個、虛擬信道數(shù)量為P個、DFT矩陣的
行矢量使用如圖4那樣定義的行矢量fN，o、行矢量fk，,、…行矢量fN,T^ (以下
也稱為"行矢量f。、行矢量&、…行矢量fW或者"fo,fi…fN-r)的情況。
另外，發(fā)送數(shù)據(jù)是在每一虛擬信道中，將(N-P) xM個數(shù)據(jù)與導頻信號一起發(fā)送的情況。
從虛擬信道糾，取得與行矢量fo的克羅內克積后發(fā)送導頻信號糾。同時，
從虛擬信道糾，對于N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)(Xoo, X (n,…，X o(N-P))取得與各個行矢量 fo、行矢量&、…行矢量fisM的克羅內克積，作為發(fā)送數(shù)據(jù)糾發(fā)送。
因為N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)分別是長度M的數(shù)據(jù)，所以從虛擬信道糾，發(fā)送M x (N-P)個數(shù)據(jù)。
同樣地，從虛擬信道#1，取得與行矢量&的克羅內克積后發(fā)送導頻信號 #1。同時，從虛擬信道#1，對于N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)(xk),Xu，…，Xkn-p))取得與各個行矢量fo、行矢量fi、…行矢量fi^的克羅內克積，作為發(fā)送數(shù)據(jù)信號#1發(fā)送。
同樣，從虛擬信道存P-1，取得與行矢量fjM的克羅內克積后發(fā)送導頻信號弁P-l。同時，從虛擬信道弁P-1，對于N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)( Xp-lO, Xp-ii,..., Xp-i(N-p) J 取得與各個行矢量f。、行矢量f,、…行矢量fw的克羅內克積作為發(fā)送數(shù)據(jù)信
號弁N-1發(fā)送。
各虛擬信道的導頻信號，因為取得克羅內克積的行矢量不同，所以能夠不與其他導頻以及數(shù)據(jù)產(chǎn)生干擾地接收。
但是，各虛擬信道的發(fā)送數(shù)據(jù)，共有取得克羅內克積的N-P個行矢量fP ~
因此，當在接收側不進行任何處理時，干擾地接收通過同一行矢量發(fā)送
的MP個數(shù)據(jù)。
因此，本發(fā)明在接收側生成U (U^P)個虛擬信道，把天線接收到的信號向該U個虛擬信道進行分支，處理分支后的U個信號，由此生成聯(lián)立一次方程式，通過對該耳關立一次方程式求解，無干"f尤地4^收發(fā)送信號。
即，
(1) 在發(fā)送側，在通過獨立的P個發(fā)送側虛擬信道后，向實際的傳送信道發(fā)送相加得到的信號，在接收側，^f吏接收到的信號通過U (U^P)個獨立的虛擬信道。
(2) 因為在發(fā)送側有P個虛擬信道，在接收側有U個虛擬信道，所以通過的虛擬信道是PU個，檢測全部PU個虛擬信道的特性。
在該全部PU個虛擬信道的特性中，檢測至少P2個虛擬信道。
(3) 使用在接收側得到的PU個信道特性、和從發(fā)送側發(fā)送的數(shù)據(jù)通過獨立的^^妄收側虛擬信道的輸出，生成if關立一次方程式，對該耳關立一次方程式求解，由此無千擾地接收發(fā)送信號。
作為在接收側通過U (U^P)個獨立的虛擬信道的方法，具有通過過采樣的方法、和與發(fā)送側相同，通過U個虛擬信道生成用數(shù)據(jù)進行巻積的方法。圖12是通過過采樣的方法，圖44是通過虛擬信道生成用數(shù)據(jù)進行巻積的方法。
(接收裝置(其一 )) 使用圖12說明從圖9的發(fā)送裝置發(fā)送的信號、通過過采樣的接收裝置。
在圖12中，R (P)不等于3，為一般的圖示。
圖12的接收裝置具有天線21;把天線21檢測到的接收信號變換為基帶信號的接收部22;對于通過接收部22被變換為基帶信號的接收信號進行U倍的過采樣的過采樣部28;由匹配濾波器構成的信號分離部29,該匹配濾波器對于從過采樣部28輸出的后述的每一個采樣序列，與矢量fN，。、矢量fN;1...矢量fk,w的N個行矢量中的各個行矢量和矢量IM的克羅內克積匹配；檢測包含發(fā)送裝置側的傳送特性、傳播空間的傳送特性以及接收裝置側的傳送特性的從發(fā)送側向接收側的全部傳送路徑的時間軸上的信道特性(檢測后述的虛擬發(fā)送信道和虛擬接收天線的全部組合的時間軸上的信道特性)的信道特性檢測部 25;耳關立方程式生成部26;以及解碼部27。
(過采樣)
過采樣部28對于通過接收部22被變換為基帶信號的接收信號進行U倍的過采樣。
這里，使用圖13模式性地說明信號P ( 1， -1, 1, l)的過采樣。過采樣部28的過采樣不是圖13所示的由純凈的"0"、 "1"構成的那樣的信號，而是包含線路噪聲、熱噪聲、來自其他的信道的泄漏信號等不純凈的信號。
如圖13 (A)所示，在把信號P的間距間隔設為t (間距頻率1/t)時，當用間距頻率的4倍的頻率"/4的間隔)進行過采沖羊時，如圖13 (B)所示，
信號A(l, -1, 1， l)成為信號B(l， 1， 1, 1， -1， -1， -1, -1， 1, 1， 1， 1, 1, 1， 1， 1)。
如果固定了過采樣的定時，則過采樣的間隔可以不同。
即，如果使用后述的#，則同一#中的采樣間隔無論在為哪個#時都是固定 (在圖中是t/4)的，但是#之間的間隔不需要恒定。
另外，也可以不在基帶，而是在高頻階段或者在中頻階段進行過采樣。
如圖14所示，接收信號(ao,ab…，a(m.D),并且對其進行過采樣。此時，把針對信號ao的過采樣糾的信號設為acM)，把針對信號a。的過采樣tfl的信號設為a(M,…把針對信號ao的過采樣弁(U-l)的信號設為a。-(u-D，把針對信號a, 的過采樣#0的信號設為aw,把針對信號*的過采樣#1的信號設為aw,…把針對信號a！的過采樣#(11-1)的信號設為a^u-D;…把針對信號a(M.D的過采樣恥的信號設為a(M.D.o,把針對信號a(M.])的過采樣M的信號設為a(M.1H,…把針對信號a(M力的過采樣辨U-l)的信號設為 a(M-i)-(u-i)。
當通過在采樣點的信號的序列來看這些信號時，如圖15所示。
過采樣#0的序列
過采沖羊#1的序列 acnaw ...a(M.lhl 過采才羊存(U-1)的序歹寸 ao國(u—D ai—(u-D…a(M")國(u國d
由此，對于每一個采樣序列，存在與發(fā)送信號對應的信號序列，換言之，對于每一個采樣序列，可以說存在虛擬的信道。該虛擬的信道因為在接收側生成，所以也可以說是虛擬接收天線。
但是，因為在導頻信號中，對于每一個虛擬信道使用不同的行矢量，所以可以在接收側無干擾地接收全部的導頻信號。但是，因為發(fā)送數(shù)據(jù)對于每一虛擬信道沒有使用不同的行矢量，所以與使用相同的行矢量的其他發(fā)送數(shù)據(jù)干擾。
在本發(fā)明中，通過在接收側進行過采樣，生成能夠對發(fā)送數(shù)據(jù)進行解碼的足夠的聯(lián)立一次方程式，通過對該聯(lián)立一次方程式求解，能夠排除線路的信道特性的影響，來推測發(fā)送數(shù)據(jù)。
此時，過采樣的U為
(信號的分離)
信號分離部29對于從過采樣部28輸出的每一采樣序列，使其通過與矢量fN,o、矢量fNj...矢量fN,w的N個4亍矢量中的各個4亍矢量和矢量IM的克羅內
克積匹配的匹配濾波器。信號分離部29對于與矢量f，、矢量fN,p..矢量fN，w 的N個行矢量中的各個行矢量和矢量lM的克羅內克積匹配的每個匹配濾波器分離信號。
分離后的信號是每一采樣序列的P個導頻信號和N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)。然后，說明某個采樣序列新(0蕓i^U-l)的導頻信號的分離。
因為在虛擬信道0用(虛擬發(fā)送信道0用、虛擬發(fā)送天線0用)發(fā)送信號KS0中，作為 [數(shù)學式14]
矢量fN,。0導頻信號Xo
插入了導頻信號Xo,所以，通過^f吏其通過矢量fN，o與矢量lM的克羅內克
積的匹配濾波器，可以得到導頻信號X0。
另外，同樣地，信號分離部29通過把虛擬信道1 (虛擬發(fā)送信道l、虛擬發(fā)送天線1 )以及虛擬信道2 (虛擬發(fā)送信道2、虛擬發(fā)送天線2)的4妄收信號輸入給矢量fNJ與矢量IM的克羅內克積的匹配濾波器以及矢量fN,2與矢量IM 的克羅內克積的匹配濾波器，能夠得到虛擬信道1以及虛擬信道2的導頻信號 Xi以及導頻信號XsW。
另外，可以與導頻信號的提取相同地得到N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)。' 即，通過使虛擬信道0的信號通過與N-P (在此P=3 )個行矢量fN，P ~ fN,N.
中的各個行矢量與矢量lM的克羅內克積的匹配的匹配濾波器，能夠得到N-P
個發(fā)送數(shù)據(jù)X0,P ( Xo,P,O， X0,p，i，，..， Xo,p，(M-l)) …Xo,N-l (Xo, (N-l),O, X。， (N-l),l,..., X。， (N-l), (M-l))。
另外，同樣地，信號分離部29通過使虛擬信道1以及虛擬信道2的信號
通過與N-P個行矢量fN，P ~ fN,N-!的各個行矢量與矢量IM的克羅內克積匹配的匹
配濾波器，能夠得到虛擬信道1以及虛擬信道2的N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)。
在此，因為導頻信號對于每一虛擬信道(每一虛擬發(fā)送信道，每一虛擬發(fā)送天線)使用不同的行矢量，所以能夠無干擾地在接收側接收全部的導頻信號。但是，因為發(fā)送數(shù)據(jù)對于每一虛擬信道沒有使用不同的行矢量，所以如果不進行任何處理，會與使用相同行矢量的其他發(fā)送數(shù)據(jù)干擾。
本發(fā)明在各個虛擬信道(每一虛擬發(fā)送信道，每一虛擬發(fā)送天線)上分別發(fā)送不同的導頻信號，在接收側接收該導頻信號，由此能夠檢測包含全部虛擬信道的信道特性的信道特性，使用該信道特性，能夠無干擾地檢測發(fā)送數(shù)據(jù)。 (信道特性檢測)
本發(fā)明如下所示，對于每一虛擬信道(虛擬發(fā)送天線)，插入了一個導頻信號。
在虛擬信道0用發(fā)送信號KSO中，作為矢量f朋②導頻信號Xo插入了導
頻信號XQ，在fN>1以及矢量fN,2上沒有承載任何信號。
同樣地，在虛擬信道1用發(fā)送信號KS1中，作為矢量f^0導頻信號Xj
插入了導頻信號X!,在矢量f即以及矢量fN,2上沒有承載任何信號。
同樣地，在虛擬信道2用發(fā)送信號KS2中，作為矢量&,20導頻信號X2 插入了導頻信號X2,在矢量fN，Q以及矢量fN;1上沒有承載任何信號。
因此，通過檢測弁j (0司^N-1)導頻信號，能夠得到存j的虛擬信道(虛擬發(fā)送天線)的信道特性。
另外，在本發(fā)明中，對于每一采樣的序列，具有
用于矢量fo與矢量IM的克羅內克積的匹配濾波器，
用于矢量&與矢量IM的克羅內克積的匹配濾波器，
用于矢量fw與矢量IM的克羅內克積的匹配濾波器。換言之，
各個虛擬接收天線糾~ #(11-1)具有
用于矢量fo與矢量IM的克羅內克積的匹配濾波器，
用于矢量f！與矢量IM的克羅內克積的匹配濾波器，
用于矢量flM與矢量IM的克羅內克積的匹配濾波器。
但是，在把來自虛擬接收天線射(O^i^U-1)的信號輸入給用于矢量fj
(0司^P-1)與矢量lM的克羅內克積的匹配濾波器時的輸出，是從虛擬發(fā)送
天線j向虛擬接收天線i的虛擬信道的特性。
因此，在虛擬接收天線抝(0苫i^U-l)(即，過采樣的^i的序列)中，能夠得到全部虛擬發(fā)送天線和虛擬接收天線斜之間的虛擬信道特性。
另外，通過在全部的虛擬接收天線中執(zhí)行這樣的處理，信道特性檢測部25能夠得到全部虛擬發(fā)送天線和全部虛擬接收天線之間的虛擬信道特性。
另外，在本發(fā)明中，因為在時間軸上檢測信道特性，所以信道特性4全測
部25能夠檢測包含發(fā)送裝置側的傳送特性、傳播空間的傳送特性以及接收裝置側的傳送特性的從發(fā)送側向接收側的全部傳送路徑的時間軸上的信道特性。在本發(fā)明中，檢測時間軸上的信道特性，進行發(fā)送了 s信號時的時間響應檢測。
時間軸上的信道特性是包含多路徑響應的、包含發(fā)送裝置側的傳送特性、傳播空間的傳送特性以及接收裝置側的傳送特性的從發(fā)送側向接收側的全部傳送路徑的信道特性。
時間軸上的信道特性通過與多路徑特性同樣的形式來表現(xiàn)。 (聯(lián)立方程式的生成)
聯(lián)立方程式生成部26根據(jù)通過過采樣生成的接收信號、和信道特性檢測部25檢測到的時間軸上的信道特性，生成式(17)那樣的聯(lián)立方程式。
實際上，如圖16所示，相加與對應的行矢量有關的發(fā)送數(shù)據(jù)生成T。、 IV T2,對每個T。、 T!、 T2,生成耳關立方程式。
(解碼)
聯(lián)立方程式生成部26根據(jù)信道分離部29分離的三個虛擬信道的接收信號、和信道特性檢測部25檢測到的時間軸上的信道特性，生成式(17)那樣的耳關立方程式。
解碼部27對聯(lián)立方程式生成部26生成的聯(lián)立方程式求解。因為在聯(lián)立方程式生成部26生成的聯(lián)立方程式中，反映了包含發(fā)送裝置側的傳送特性、傳播空間的傳送特性以及接收裝置側的傳送特性的從發(fā)送側向接收側的全部傳送路徑的時間軸上的信道特性，所以聯(lián)立方程式的解能夠對不影響發(fā)送裝置側的傳送特性、傳播空間的傳送特性以及接收裝置側的傳送特性的發(fā)送數(shù)據(jù)進行解碼。
換言之，對式(17)的聯(lián)立方程式求解，能夠得到排除了傳送路徑的時間軸上的信道特性的影響的信號。
如上所述，可以得到通過虛擬信道生成用數(shù)據(jù)生成的虛擬信道、和對每個過采樣序列生成的虛擬的信道。前者是在發(fā)送側生成的虛擬信道，后者是在接收側生成的虛擬信道，這些虛擬信道獨立地生成。于是，通過前者能夠生成虛擬發(fā)送天線，通過后者能夠生成虛擬發(fā)送天線。
如果通過虛擬信道生成用數(shù)據(jù)生成的虛擬'信道是3 (P=3)個，對每個過
采樣序列生成的虛擬的信道為U個，則信道數(shù)量是3U。
因此，信道特性檢測部25對于3U個信道，檢測包含發(fā)送裝置側的傳送特性、傳輸空間的傳送特性以及接收裝置側的傳送特性的從發(fā)送側向接收側的全部傳送路徑的時間軸上的信道特性。 (接收裝置(其二 ))
(通過在接收側進行巻積，生成虛擬信道的方法)
作為在接收側生成虛擬信道的方法，下面使用圖44說明通過虛擬信道生成用數(shù)據(jù)對接收信號進行巻積的方法。
圖44的接收裝置具有天線21;把天線21檢測到的接收信號變換為基帶信號的接收部22;通過U!個虛擬信道生成用婆t據(jù)對在接收部22中#:變換為基帶信號的接收信號進行巻積的接收側虛擬信道用巻積部38;由匹配濾波器構成的信號分離部29，該匹配濾波器對于從接收側虛擬信道用巻積部38輸出
的U!個虛擬信道中的每一個虛擬信道，與矢量fN,o、矢量fw…矢量fN，w的N
個行矢量中的各個行矢量和矢量IM的克羅內克積相匹配；信道特性檢測部25; 耳關立方程式生成部26;以及解碼部27。
在圖44中，除了4妻收側虛擬信道用巻積部38以外，天線21、 ^接收部22、信號分離部29、信道特性檢測部25、聯(lián)立方程式生成部26以及解碼部27與圖12相同。
接收側虛擬信道用巻積部38具有虛擬信道生成用數(shù)據(jù)存儲部381 (也可以不具有虛擬信道生成用數(shù)據(jù)存儲部381),通過虛擬信道生成用數(shù)據(jù)存儲部 381中存儲的虛擬信道生成用數(shù)據(jù)中的一個，對在接收部22中被降為基帶的接收信號進行巻積。
在把接收信號設為RS、把虛擬信道生成用數(shù)據(jù)設為E^Em時，進行接收信號RS與虛擬信道生成用數(shù)據(jù)Et ~ Em的巻積，作為接收側虛擬信道用巻積部38的輸出，AU妄收側虛擬信道用巻積部38分別輸出
進行接收信號RS與虛擬信道生成用數(shù)據(jù)E！的巻積后得到的信號#1,進行接收信號RS與虛擬信道生成用數(shù)據(jù)E12的巻積后得到的信號#2,
進行接收信號RS與虛擬信道生成用數(shù)據(jù)Em的巻積后得到的信號弁U。信號分離電^各對于U!個接收側虛擬信道用巻積部38的輸出，使其分別通過與矢量fN,。、矢量fN,i…矢量fN，N.i的N個行矢量中的各個行矢量和矢量IM的克羅內克積相匹配的匹配濾波器，對每一個匹配濾波器分離信號。
因為信道特性;險測部25、耳關立方程式生成部26以及解碼部27與圖12 相同，所以省略"i兌明。 (天線數(shù)量)
在上述說明中，說明了在發(fā)送天線為一個、接收天線為一個時，虛擬信道的發(fā)送天線的數(shù)量為R以及虛擬信道的接收天線的數(shù)量為U的情況。
當把虛擬信道數(shù)量設為R，把虛擬信道的發(fā)送天線的數(shù)量設為T,把虛擬信道的接收天線的數(shù)量設為V，并且把現(xiàn)實的發(fā)送天線的數(shù)量設為TA,把現(xiàn) 實的接收天線的數(shù)量設為RA時，
在典型的系統(tǒng)中，
是虛擬信道數(shù)量R-虛擬信道的接收天線數(shù)量U,
現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量TA-現(xiàn)實的接收天線數(shù)量RA=1的情況。
本發(fā)明并不限于該情況。
例如，可以是下面的案例1 ~案例4的情況。
(1) 案例1是
發(fā)送側現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量為R
接收側現(xiàn)實的接收天線數(shù)量為1,虛擬信道的接收天線數(shù)量為R 的情況
(2) 案例2是
發(fā)送側現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量為1,虛擬信道的發(fā)送天線數(shù)量為R
接收側現(xiàn)實的接收天線數(shù)量為R
的情況
(3) 案例3是發(fā)送側現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量為R
接收側現(xiàn)實的"f姿收天線數(shù)量為R
的情況
(4)情況4是
發(fā)送側現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量為TA
虛擬信道的發(fā)送天線數(shù)量為(R-TA) 接收側現(xiàn)實的接收天線數(shù)量為RA
虛擬信道的接收天線數(shù)量為(R-RA) 在上述的實施方式中，說明虛擬發(fā)送天線數(shù)量R為"3"的情況。圖17是發(fā)送側的現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量R等于虛擬信道數(shù)量R的情況。圖17的發(fā)送裝置由虛擬信道0用發(fā)送信號生成部11、虛擬信道1用發(fā)送
信號生成部12、虛擬信道2用發(fā)送信號生成部13、虛擬信道生成用數(shù)據(jù)151、
巻積部152- 154、發(fā)送部171以及天線181構成。
巻積部152進行虛擬信道0用發(fā)送信號KSO和虛擬信道生成用數(shù)據(jù)D2
的巻積，巻積部153進行虛擬信道1用發(fā)送信號KS1和虛擬信道生成用數(shù)據(jù)
Dl的巻積，巻積部154進行虛擬信道2用發(fā)送信號KS2和虛擬信道生成用數(shù)
據(jù)DO的巻積。
發(fā)送部171把來自巻積部152 ~ 154的信號(虛擬信道0用發(fā)送信號、虛擬信道l用發(fā)送信號、虛擬信道2用發(fā)送信號)變換為高頻信號，分別從不同的天線181、 182M1183發(fā)送。
圖18是發(fā)送側的現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量R比虛擬信道數(shù)量R小，并且在把現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量設為TA時，虛擬信道的發(fā)送天線數(shù)量是R-TA的情況。
也可以對每個天線181 ~ 183設置發(fā)送部。此時，3個用戶可以使用獨立的天線。
圖18的發(fā)送裝置由虛擬信道O用發(fā)送信號生成部11、虛擬信道1用發(fā)送信號生成部12、虛擬信道2用發(fā)送信號生成部13、虛擬信道生成用數(shù)據(jù)151、巻積部152- 154、加法部1551、發(fā)送部172以及天線184、 185構成。
巻積部152進行虛擬信道0用發(fā)送信號KSO和虛擬信道生成用數(shù)據(jù)D2 的巻積，巻積部153進4t虛擬信道1用發(fā)送信號KS1和虛擬信道生成用lt據(jù)Dl的巻積，巻積部154進行虛擬信道2用發(fā)送信號KS2和虛擬信道生成用數(shù) 據(jù)DO的巻積。
加法部1551進行來自巻積部153、 154的信號的加法運算，向發(fā)送部17 輸出。
直才妄向發(fā)送部17輸出巻積部152的輸出。
發(fā)送部171把來自巻積部152信號(虛擬信道0用發(fā)送信號)以及來自加法部151的信號(虛擬信道1用發(fā)送信號、虛擬信道2用發(fā)送信號)變換為高頻信號，從天線發(fā)送。
從天線184發(fā)送虛擬信道0用發(fā)送信號，從天線185發(fā)送虛擬信道1用發(fā)送信號以及虛擬信道2用發(fā)送信號。
圖19是接收側的現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量R等于虛擬信道數(shù)量R的情況。
可以對每個天線181 ~ 183設置發(fā)送部。此時，2個用戶可以利用獨立的天線。
圖19表示通過天線211 ~ 213以及4妾收部221 ~ 223接收從圖9、圖17以及圖18的發(fā)送裝置發(fā)送的信號。
圖19的接收裝置具有天線211 ~ 213;對天線211 ~ 213檢測到的接收信號進行過采樣的過釆樣部28;與矢量f，、矢量fw…矢量fN，^的N個行矢量相匹配的匹配濾波器構成的、對于過采樣部28的輸出，按照每個過采樣序列進行信號分離的信號分離部29;檢測包含發(fā)送裝置側的傳送特性、傳播空間的傳送特性以及接收裝置側的傳送特性的從發(fā)送側向接收側的全部傳送路徑的時間軸上的信道特性的信道特性檢測部25;聯(lián)立方程式生成部26;和解碼部27。
可以對各個接收部221 ~ 223設置過采樣部28。
在為不同的用戶時，使接收部221 ~ 223成為對于每個用戶具有過采樣部的結構。
圖20是接收側的現(xiàn)實的發(fā)送天線數(shù)量R不足虛擬信道數(shù)量R的情況。圖20表示通過天線214、 215以及接收部224、 225接收從圖9、圖17 以及圖18的發(fā)送裝置發(fā)送的信號。
圖20的接收裝置具有天線214、 215;把天線214、 215檢測到的接收信號變換為基帶信號的接收部224、 225;過采樣部28;與矢量f，、矢量fN,P.. 矢量fw,N-i的N個行矢量相匹配的匹配濾波器構成的、對于每個過采樣序列分離信號的信號分離部29;檢測包含發(fā)送裝置側的傳送特性、傳播空間的傳送特性以及接收裝置側的傳送特性的從發(fā)送側向接收側的全部傳送路徑的時間軸上的信道特性的信道特性檢測部25;聯(lián)立方程式生成部26;和解碼部27。
由此，上述案例l是發(fā)送側為圖17，接收側為圖12的情況；上述案例2 是發(fā)送側為圖9，接收側為圖19的情況；上述案例3是發(fā)送側為圖17,接收側為圖21的情況；上述案例4是發(fā)送側為圖18、接收側為圖20的情況。
在虛擬信道的發(fā)送天線數(shù)量丁=虛擬信道的接收天線數(shù)量U時，在接收側生成一個和式(17)相同的聯(lián)立方程式。
但是，在虛擬信道的發(fā)送天線數(shù)量T〈虛擬信道的接收天線數(shù)量V時，可以乂人接收側的全部虛擬天線V中選出T個來建立聯(lián)立方程式。
選擇方法具有
vCt種。
結果，在接收側，可以生成多個與式(17)相同的聯(lián)立方程式。
此時，對于同一發(fā)送數(shù)據(jù)得到多個推定結果，所以通過多數(shù)邏輯以外其他的方法，能夠推定可能的發(fā)送數(shù)據(jù)，減小誤碼率。
另外，即使不是虛擬信道的發(fā)送天線數(shù)量T〈虛擬信道的接收天線數(shù)量V 的情況，通過不在發(fā)送側的幾個虛擬天線上承載信息，可以和虛擬信道的發(fā)送天線數(shù)量T〈虛擬信道的接收天線數(shù)量V的情況相同地，生成多個聯(lián)立方程式。 (導頻信號)
設導頻信號Xk (xkQ, xkl, Xk2，…，Xl<M+ )，在使該導頻信號作為N維DFT 矩陣的第K行矢量(^Q,『/,『7，…，-"、)時，導頻信號成為 Sk = fk Xk《Xk0,《xkl， Wxk2,…，『；Xk(闊， <,Xkl, <,Xk2,…，
如圖21所示，乘以r一01的情況成為問題。 [數(shù)學式18]
為了避免該問題，取代導頻信號Xk ( XkQ， Xkl, Xk2,…，Xk(M-D),使用導頻信號Xk， (xk。，『；xkl，『；xk2,…，^r)Xk(M-D)。
由it匕，成為
Sk， = (fK Xk，
^Cxk0,『+1Xkl, ^^2Xk2，…，『^r"Xk(M-D,
cr"Xk0, c)+'Xkl,《-' ，…，o))
,圖21所示的乘以re^的情況不會成為問題。 [數(shù)學式19]
另外，還可以取代導頻信號Xk， (xk0,『；xkl,『xk2,…，『-"x,-d),
使用導頻信號Xk" (Xko，『Xkl,『=Xk2,…，『^T"Xk(M力)。
此外，行矢量fo (《,《,…，《)的全部成分等于1/、/5 ,所以不發(fā)生這
樣的問題。
因此，在不需要對于各個虛擬信道每次進行使用了導頻信號的信道推定
時，在各虛擬信道中，通過交替地分配行矢量f0，可以不使用導頻信號Xk，、導頻信號Xk"，進行信道推定。
但是，此時，在各個虛擬信道(虛擬發(fā)送天線)中，把接收導頻信號檢測出的虛擬信道的信道特性用作不接收導頻信號時的虛擬信道的信道特性。
圖22是虛擬信道(虛擬發(fā)送天線)R=3的情況。
在相位(Phase) 1中，在虛擬信道0中，發(fā)送導頻信號fo，在虛擬信道1 、 2中不發(fā)送導頻信號。
在相位2中，在虛擬信道l中，發(fā)送導頻信號fo,在虛擬信道0、 2中不發(fā)送導頻信號。此時，作為虛擬信道0的信道特性，使用在相位1中檢測出的信道特性。
在相位3中，在虛擬信道2中，發(fā)送導頻信號fo,在虛擬信道0、 l中不
發(fā)送導頻信號。
此時，作為虛擬信道0的信道特性，使用在相位1中檢測出的信道特性，作為虛擬信道1的信道特性，使用在相位2中檢測出的信道特性。相位3的下一個成為相位1,纟要照相位l、相位2、相位3循環(huán)。在下一個相位1中，作為虛擬信道0的信道特性，使用在該相位1中檢測出的信道特性，作為虛擬信道1的信道特性，使用在先前的相位2中^r測出的^f言道特性，作為虛擬信道2的信道特性，使用在先前的相位3中檢測出的信道特性。
在發(fā)送側，P個導頻序列中的各個導頻序列只要是^^齒狀的頻譜互相不干擾，數(shù)據(jù)信號也不干擾即可。
只要數(shù)據(jù)信號的通過相同的虛擬信道的數(shù)據(jù)之間為梳齒狀的頻譜不干擾即可。即，為了由數(shù)據(jù)制作信號也可以不是DFT行矢量。
在接收側，P個導頻信號中的各個導頻信號，只要使用同步頻譜成為梳齒狀的頻譜的序列的匹配濾波器接收即可。
如果是同步頻譜成為梳齒狀的頻譜的序列的匹配濾波器，則無論數(shù)據(jù)信號怎樣都可以，也可以不是DFT行矢量。 (發(fā)送數(shù)據(jù))
圖5 ~圖7的信號結構在虛擬信道0中，發(fā)送N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)Xo,p (xo,p,o，
X(),P,I, …,Xo,p,(M-l))…Xo,N-l ( Xo,(N-l),O， Xo, (N-l)，l, …,X。， ( N-1),(M-1)), 在虛^以"f呂道l 中，發(fā)送N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)Xi,p ( Xl,P，O, X1,P,1， …，Xl，P,(M-l))…X丄，N-l ( Xi,( n-I),O, Xi, (N-l),l, …,xl, ( N-1),(M-1) ),在虛擬信道2中，發(fā)送N-P個發(fā)送數(shù)據(jù)X2,p (X2,p,0, X2,P，1, …，X2,P,(M-1) ) ...X2,N-l ( X2,(N-l)，0， X2，(N陽l),h …，X2，(N-1),(M-1))-
在虛擬信道0中，發(fā)送數(shù)據(jù)Xo,p…X。,N屮在虛擬信道1中，發(fā)送數(shù)據(jù)X,，p… Xi,N-!,在虛擬信道2中，發(fā)送數(shù)據(jù)X2,p…X2,w。
通過各虛擬信道發(fā)送的數(shù)據(jù)可以相同，也可以是不同的數(shù)據(jù)。
對于上述案例l、案例2、案例3、案例4也可以這樣說。
此時，對于每個實際天線，可以為不同的用戶。由此，也可是多個發(fā)送用戶對一個接收用戶、一個發(fā)送用戶對多個接收用戶的情況。
在N-1024時，如果確保用于多個用戶的全部虛擬信道量的導頻信號的矢量(導頻用序列)，則剩余的數(shù)據(jù)用矢量(數(shù)據(jù)用序列)可以共用多個虛擬信道(即使分配多個用戶)。
即，因為即使是多個用戶也需要使頻帶存在余量這僅是導頻信號的量，所以頻率利用效率進一步提高。
在導頻信號之外，調整振幅分布的信號等對于每個用戶有一些不同。但是該調整用信號可以對每個用戶公用。
這樣的事情之所以可能，是因為對于每個虛擬信道發(fā)送不同的數(shù)據(jù)。 MIMO-OFDM因為全部天線發(fā)送相同的信號(或者信息)，所以不能使用這樣的方法。
另外，在進行收發(fā)的各個用戶使用單個或者多個實際天線，通過一個以上的虛擬信道進行收發(fā)的情況，
(A)在發(fā)送側有多個用戶，即多個實際天線的情況下， (B )在接收側在基站(單一用戶)中有多個或者單個實際天線的情況下，本發(fā)明使用虛擬信道生成用數(shù)據(jù)，生成虛擬信道(虛擬發(fā)送信道，虛擬發(fā)送天線)，所以為了避免遠近問題，當在發(fā)送側進行功率控制時，能夠抑制接收噪聲的發(fā)生。
功率控制數(shù)據(jù)根據(jù)接收噪聲，由接收側生成，通知給發(fā)送側。然后，說明"本發(fā)明的技術才艮據(jù)-OSDM的理論"和相當于本發(fā)明的實施例的"多個虛擬天線OSDM方式"。
(本發(fā)明的技術根據(jù)-OSDM的理論) 作為本發(fā)明的技術根據(jù)，說明OSDM的理論。 1.(第l章)前言
近年來伴隨高度信息化社會的進展，有關電氣通信的社會需求越來越廣域化、多樣化，其中使用無線技術可以一邊移動一邊進行通信的移動信息通信作為社會基礎之一成為不可或缺的重要要素。
作為下一代通信技術所注目的OFDM方式，因為其高的頻率利用效率和適于多路徑的特性等，成為在各種領域中備受關注的技術之一。另一方面，為
了重疊獨立調制的載波，指出了峰值功率對平均功率比(Peak to Average Power Ratio; PAPR)升高這樣的問題。OSDM方式和OFDM方式相同，是一種通過改善頻率利用效率，與其他的通信方式比較，為了徹底擴充通信線路容量而提
出的通信方式，能夠實時掌握歷來無法掌握的通信線路環(huán)境。另外，與OFDM 方式比較，報告了 PAPR大體是扁平的。通過在使用多個天線的通信系統(tǒng)中使用該特征，期待通信線路容量對于收發(fā)天線的數(shù)量大體成比例地增加。在此，從OSDM方式的基礎到作為其擴展的多天線OSDM方式，一邊將其性能與適宜的OFDM方式進行比較一邊基于模擬的結果進行評價。
本說明由6章組成。在第二章中介紹OSDM方式的基礎理論，然后在第三章中通過模擬評價其性能。在第四章中作為OSDM方式的擴展提倡多天線 OSDM方式的理-論，在第五章中通過模擬評^階該多天線OSDM方式的性能。第六章中匯總根據(jù)這些結果得到的知識。
2.基礎理論
在本章中分以下4節(jié)介紹OSDM方式的理論。首先，在第一節(jié)中著眼于發(fā)送系統(tǒng)，介紹由數(shù)據(jù)形成發(fā)送信號的處理。接著在第二節(jié)中著眼于接收系統(tǒng)，介紹根據(jù)接收到的信道得到通信線路環(huán)境，并且根據(jù)得到的通信線路環(huán)境推定數(shù)據(jù)的處理。最后，在第三節(jié)中以和OFDM方式進行比較的形式考察OSDM
方式的特征。
2.1 (第二章第一節(jié))發(fā)送系統(tǒng)
發(fā)送系統(tǒng)由圖23那樣的處理構成。以下表示其詳細的內容。長度M的數(shù)據(jù)矢量xo， Xl，…，分別如下定義。
Xo = (XOO, X01, …,X。(M-1)) Xl = (XlO, Xu， …，X。拳-1))
XN-i = (X(n，, X(N-l)l,…,X,) (m-I)) …(25)
另夕卜，以WN = exp(271^ )/N為基礎如圖4那樣定義N維逆DFT矩
陣F—'及其行矢量行矢量fN，。、行矢量fNj…行矢量fN，^ (這里稱為"行矢量f。、行矢量fV.,矢量f^或者"f0、 fV..f"，)。
在此，設行矢量fi與Xj的克羅內克積為Xi。即
Xi 二fi0數(shù)據(jù)Xi (i = 0,l,..N-l) …(26)
在該Xi的和SsuM:(So,Si,…，S薩J…(27) 中附加了長度L-1的周期前綴的信號 '=°
S = (Smn—l+i，…,S顧-i,So， Si,…,S廳'i)…(28) 是實際在通信線路中發(fā)送的信號。
2.2接收系統(tǒng)
接收系統(tǒng)由圖24那樣的處理構成。以下表示其詳細內容。當設通信線路的脈沖響應為hQ、 hh…,hw時，接收信S使用MNxMN的右循環(huán)位移矩陣T,用以下的式子標記。 [數(shù)學式21]
(29)
當ii5人W中去除周期前綴后的信號為R時，在R和數(shù)據(jù)矢量x。, xh ..., 之間有以下的關系。
def
Y=RW = (x0，Xl,…，Xn-OH (30)
這里，W是作為的共軛復數(shù)的與M x M的單位矩陣IM的克羅內克積，用下式標記。
W=可②/m (31)
另外，H是4巴具有月永沖響應h以及IDFT矩陣的元素的N個M x M矩陣作為對角成分的矩陣，用下式標記。 [數(shù)學式22]
4 =<formula>formula see original document page 39</formula>時，在發(fā)送數(shù)據(jù)矢量和接收信號間導出以下的關系。
<formula>formula see original document page 39</formula>
可知當把W設為匹配濾波器時，在得到匹配濾波器的輸出Y和脈沖響應
h時，通過以H,為基礎對聯(lián)立方程式求解，能夠得到發(fā)送數(shù)據(jù)矢量Xi。
2.3特征
OSDM方式與OFDM方式比較具有以下的特征。
(A) 因為能夠同時發(fā)送N個發(fā)送數(shù)據(jù)矢量，所以通過在其中一個配置用于測定脈沖響應的導頻信號，能夠實時地得到不包含預測性的通信線路環(huán)境。
(B) 在根據(jù)接收信號推定發(fā)送數(shù)據(jù)矢量時，能夠獨立地得到全部通信線路的脈沖響應。即，能夠獨立地利用來到接收側的各種反射波的能量。
(C) 在OFDM方式時，在頻域均衡中，即使代替對接收信號乘以脈沖響應的逆矩陣的均衡法(Zero-Forcing; ZF )應用用于抑制噪聲的均衡法(Minimum Mean Squared Error; MMSE)，也不能改善SN比。另一方面，根據(jù)上述理由，OSDM方式通過應用MMSE能夠提高SN比。 3.模擬結果在本章中，根據(jù)前一章的內容介紹模擬OSDM方式的性能的結果。在第一節(jié)中介紹模擬的各個定義，在第二節(jié)中介紹模擬的結果。最后在第三節(jié)進行驗證。3.1各定義根據(jù)前一章的內容，實施了基帶的OSDM方式、以及OFDM方式的性能模擬。以下是模擬時的參數(shù)， M=13 N=64 L=8。另外，使通信線路的脈沖響應為各個獨立的零平均復高斯過程，通過 QPSK以及16QAM對信號進行調制。此時，沒有采用糾4晉碼等。另外，作為熱噪聲在接收側附加了加法性白色高斯噪聲(Additive White Gaussian noise; AWGN)。另夕卜，作為根據(jù)接收信號推定發(fā)送數(shù)據(jù)矢量的方法 4吏用MMSE均-銜。作為實驗方法，對于各個系統(tǒng)從O[dB]到25[dB]每次使每一比特的功率密度對噪聲功率密度比(Eb/No)變化l[dB]，在各個Eb/No值中實施104次蒙特卡羅模擬。3.2模擬結果在本節(jié)中介紹基于前節(jié)的定義實施的模擬的結果。圖25以及圖26是OSDM以及OFDM方式的QPSK以及16QAM的各調制中的、每一比特的功率密度對噪聲功率密度比(Eb/No)對誤碼率(BER) 的圖表。需要注意在圖表的橫軸上使用的每一比特的功率密度(Eb)不僅包含直接波，而且包含全部的反射波的能量。另外，假定在接收側以沒有噪聲影響的理想的形式掌握通信線路的環(huán)境。然后，圖27以及圖28表示在QPSK、 16QAM各調制中，理想地推定通信線路時的OSDM方式的性能、和實際地根據(jù)導頻信號推定通信線路時的 OSDM方式的性能的比較。在此次的實驗中，作為導頻信號使用長度M的零相關(Zero Correlation Zone; SCZ)信號進行通信線路的推定。 3.3討論在本節(jié)中，對于前節(jié)介紹的模擬結果進行討論。首先，根據(jù)圖25以及26可以確認，OSDM方式與OFDM方式比較具有大體良好的BER特性，該差在每一比特的功率密度對噪聲功率比(Eb/No) 越大時越顯箸。例如，可以得知OSDM方式與OFDM方式比較，在大約低3[dB] 的Eb/No時可達到10_3的BER。即，揭示了 OSDM方式可以用OFDM方式的約1/2的發(fā)送功率實現(xiàn)同等的通信品質。另一方面，相對于OFDM方式通過其調制BER的收斂度幾乎不變化， OSDM方式隨著每一符號的比特數(shù)增加，僅在Eb/No的值小時，可以確認有收斂度惡化的傾向。推定其原因在于，在獨立地利用全部反射波的能量的 OSDM方式的特性上信號對噪聲功率比(SNR)較小的環(huán)境中，在推定發(fā)送信號時噪聲能量的影響與OFDM方式比較顯著地表現(xiàn)。但是，在不理想地給予通信線路的狀態(tài)下，根據(jù)后述的理由，OSDM方式與OFDM方式比較可以期待Eb/No的惡化量小，所以即使在實際通信環(huán)境中對于OSDM方式的優(yōu)越性也不會造成影響。根據(jù)圖27以及圖28可知在理想地給予通信線3各的狀態(tài)下和實際推定通信線路的情況下，在為OSDM方式時Eb/No的惡化量大約停留在3[dB]。根據(jù) 該結果可以確認，即使在通信線路的脈沖響應為各個獨立的零平均復高斯過程這樣的非常重的多路徑環(huán)境中，導頻信號也能夠以不包含預測性的形式正確地向接收側提供通信線3各的狀態(tài)。因為與在發(fā)送信號中離散地配置用于測定通信線路環(huán)境的前同步碼的OFDM方式不同，OSDM方式能夠連續(xù)地掌握通信線路環(huán)境，所以可以預想在通信線路環(huán)境頻繁變化那樣的狀況下，OSDM方式的通信質量的惡化與OFDM方式比較停留在輕微的惡化。另外，在為OSDM 方式時，根據(jù)在第一章中列舉的那樣PAPR幾乎是扁平的，另外保護間隔在發(fā) 送信號長度中占據(jù)的比例相對于OFDM方式的LN+L,停留在LMN+L，所以期待能夠維持比OFDM方式更好的傳送速度。4.多天線OSDM方式的理論在本章中，作為OSDM方式的應用，分以下4節(jié)介紹使用多個天線，它們在同一頻帶內獨立地收發(fā)數(shù)據(jù)的多天線OSDM方式的理論。首先，在第一節(jié)中著眼于發(fā)送系統(tǒng)，介紹由數(shù)據(jù)形成發(fā)送信號的處理。然后，在笫二節(jié)中著眼于接收系統(tǒng)，介紹根據(jù)接收到的信號得到通信線路環(huán)境，并且根據(jù)得到的通信線路環(huán)境推定數(shù)據(jù)的處理。最后在第三節(jié)以與OSDM方式比較的形式介紹多天線OSDM方式的特征。 4.1發(fā)送系統(tǒng)發(fā)送系統(tǒng)由圖29那樣的處理構成。以下表示其詳細內容。根據(jù)在第二章中定義的理由，OSDM方式具有能夠以不包含預測性的形式實時地得到通信線路的脈沖響應這樣的特征。即，因為通過在發(fā)送側對信號下功夫，能夠正確地掌握多條通信線路的脈沖響應，所以OSDM方式即使在使用通信線路環(huán)境的推定精度對于通信質量產(chǎn)生的影響更加顯著的多個天線的通信方式中也可以期待高的應用性。這里，考慮在第二章中使用的參數(shù)原樣不變，使用t個天線進行收發(fā)。在某個天線i (0^i^t-l )中，如圖30所示，與式(25)同樣地定義N-t個長度為M的數(shù)據(jù)矢量x人xt+1i，…，Xn,另外，如圖31所示，對x/應用導頻信號，對其他的行應用零矩陣。然后，與式(26)相同，應用IDFT矩陣和數(shù)據(jù)矢量的克羅內克積。這里，因為從各天線發(fā)送的發(fā)送數(shù)據(jù)的導頻信號分別取得與IDFT矩陣的不同的行的克羅內克積，所以保證了各個導頻信號的正交性。即，需要注意經(jīng)過式(27)、 (28)生成的發(fā)送信號Si經(jīng)過多條通信線路在與其他信號干擾的同時到達接收側時，接收側能夠以不包含預測性的形式獨立地掌握該多條通信線路的脈沖響應。4.2接收系統(tǒng)接收系統(tǒng)由圖32那樣的處理構成。以下表示其詳細內容?？梢圆攀綹己為[數(shù)學式24]i=o _/=o ;t=o。式中，^力A'力,…，^C/是從發(fā)送天線i至接收天線J的通信線路的脈沖響應，T是第二章第二節(jié)中表示的移位矩陣。 [數(shù)學式25]此時，在接收側進行以下的處理。首先，設從接收到的信號P中除去了周期前綴的信號為RJ，設R = (R0R、..R") (36) 然后，定義匹配濾波器W。這里，W是N維DFT矩陣FN與N x M的單位矩陣IM以及t x t的單位矩陣It的克羅內克積，通過下式標記。 [數(shù)學式26]W = FN IM It (37) 此時，在匹配濾波器的輸出RW和發(fā)送凄史據(jù)矢量之間有以下的關系。defY = RW = XH (38)這里，<formula>formula see original document page 43</formula>另外，H是具有月永沖響應以及IDFT矩陣的元素的t2個M x M矩陣 '組成的矩陣，用下式標記。 [數(shù)學式27]<formula>formula see original document page 43</formula>[數(shù)學式28]<formula>formula see original document page 44</formula>可知當把W設為匹配濾波器，在得到匹配濾波器的輸出Y和脈沖響應h 時，通過根據(jù)H對聯(lián)立方程式求解，能夠得到發(fā)送數(shù)據(jù)矢量。 4.3特征多天線OSDM方式與以MIMO-OFDM方式為代表的〗吏用多個天線的 OFDM方式比較，具有以下的特征。如在第二章第三節(jié)所涉及到的那樣，OSDM方式與OFDM方式不同，能夠實時地得到不包含預測性的通信線路環(huán)境。另外，在把t個天線用于收發(fā)時的多天線OSDM方式，因為把t行的數(shù)據(jù)區(qū)域確保為導頻信號的分配區(qū)域，所以對每個天線分配的數(shù)據(jù)區(qū)域成為(N-t)行。因此，與對一個數(shù)據(jù)區(qū)域分配導頻信號的單一天線OSDM方式比較，可以期待理論上實現(xiàn)t(N-t)N-l倍的信息傳送容量。另一方面，MIMO-OFDM方式在發(fā)送側和接收側共有通信線路環(huán)境的信息，通過使用基于固有值概念的波束成形等方法確保通信線路環(huán)境。即，當比較傳送方法自身時，多天線OSDM方式與MIMO-OFDM方式比較能夠以更簡單的方法確保與天線數(shù)量大體成比例的通信線路容量。5.模擬結果在本章中介紹根據(jù)前章的內容模擬多天線OSDM方式的性能。在第一節(jié) 中介紹模擬的各定義，在第二節(jié)中介紹模擬的結果。最后在第三節(jié)進行驗證。 5.1各定義以前章的內容為基礎，實施基帶的多天線OSDM方式的性能模擬。關于各參數(shù)值與第三章第一節(jié)的內容相同。設收發(fā)天線數(shù)量為t,設t2個通信線路的脈沖響應是各個獨立的零平均復高斯過程。
作為實驗方法，使收發(fā)天線數(shù)量t以t=l，2,3,8變化，對各個系統(tǒng)使每一比特的功率密度對噪聲功率密度比(Eb/No)從0[dB]到25[dB]每次變化l[dB], 在各個Eb/No值中實施104次蒙特卡羅模擬。
5.2模擬結果
在本節(jié)中介紹基于前節(jié)的定義實施的模擬的結果。圖33以及圖34是多天線OSDM方式的QPSK以及16QAM的各調制中的、每一比特的功率密度對噪聲功率密度比(Eb/No)對誤碼率(BER)的圖表。.與第三章第二節(jié)相同，需要注意在圖表中使用的每一比特的功率密度不僅包含直接波，圖23的QPSK 調制時的VER特性、圖34的16QAM調制時的BER特性還包含全部反射波的能量。另外，假設接收側以沒有噪聲的影響的理想的形式掌握通信線路的環(huán) 境。
接著圖35以及圖36是在QPSK、 16QAM各調制中，把信號對噪聲功率比(SNR)取5、 10、 20[dB]、以及10、 20、 30[dB〗時的、時隙為l[fis]的收發(fā) 天線個數(shù)對穩(wěn)定連接狀態(tài)下的吞吐量的圖表。注意圖表中使用的信號功率不僅包含直接波，也包含全部的反射波的能量。另外，在吞吐量的計算中使用以下的近似式
Throughput a x (1國BER)/卩…(41)
這里a是一個符號的比特數(shù)，p是符號時間。
5.3驗證
在本節(jié)中，關于在前節(jié)中介紹的模擬的結果進行討論。首先才艮據(jù)圖33以及圖34可以確認多天線OSDM方式即使增加天線數(shù)量，每一比特的功率密度對噪聲功率密度比(Eb/No)的惡化也^艮小。特別在Eb/No十分大時，t=8的多天線OSDM方式雖然與在第二章中介紹的t=l的單一天線OSDM方式相比理論上號稱為7.1倍的信息傳送容量，但是Eb/No的惡化收容于約3~6[dB] 這點值得特別一題。
另外從圖35以及圖36可知，在信號對噪聲電力比(SNR)十分大時t二8 的多天線OSDM方式與單一天線OSDM方式比較實現(xiàn)約7倍的信息傳送容量。這可以確認與上述的理論值大體相等。(多虛擬天線OSDM方式) 二說明多虛擬天線的實施例。
在移動通信等無線通信中，無線頻率資源的緊迫成為深刻的問題。為應對該問題，正在研究發(fā)送側.接收側都使用多個天線的方法(MIMO-OFDM)、或者本發(fā)明人的使用多個天線的正交信號分割復用方式(OSDM)。多天線 OSDM方式能夠給出比MIMO-OFDM大很多的無線頻率利用效率，但是在便攜通信設備中使用多個天線可能成為過大的負擔。
本實施例以用于便攜通信設備作為主要目的，是一種雖然在發(fā)送側.接收側都使用單個天線，但是能夠實現(xiàn)好像在發(fā)送側'接收側都使用多個天線那樣的高無線頻率利用效率的"虛擬天線的理論"。
本說明因為與上述"本發(fā)明的技術根據(jù)-OSDM的理論"的說明有關，所以"多虛擬天線OSDM方式"的章節(jié)給予與"本發(fā)明的技術根據(jù)-OSDM 的理論，，的章節(jié)連續(xù)的編號。
6.發(fā)送側的虛擬天線的理論
如圖39那樣假設虛擬發(fā)送天線#0、虛擬發(fā)送天線#1.....虛擬發(fā)送天線
#(K-1),使信道特性盡可能互相不同地設定虛擬信道特性#0、虛擬信道特性 #1.....虛擬信道特性《K-1)。
對虛擬發(fā)送天線#0輸入信號#0,…，對虛擬發(fā)送天線辨K-1)輸入信號 #(K-1),把通過虛擬信道后相加得到的信號，輸入給實際的發(fā)送天線。
當由實際的接收天線接收到從實際的發(fā)送天線發(fā)送的電波時，信號#0因為通過虛擬信道#0和實際的收發(fā)天線間的信道，所以信號#0受到對虛擬信道特性#0和實際的收發(fā)天線間的信道特性進行巻積后的信道特性的影響。信號 #1.....信號辨K-1)也相同。
如果對虛擬發(fā)送天線的虛擬信道特性和實際的收發(fā)天線的信道特性進行巻積得到的信道特性對于每個虛擬發(fā)送天線足夠不同，則通過進行假定這樣的
虛擬發(fā)送天線的信號設計，信號#0.....信號弁(K-1)受到好像與使用K個發(fā)送
天線和一個接收天線相同的信道特性的影響。
6.2接收側的虛擬天線理論
如圖40所示，在各個時隙每次設定K個采樣點，使各時隙的采樣點糾成為等間隔，各時隙的采樣點#1也成為等間隔.....各時隙的采樣點辨K-1)
也成為等間隔。
于是，根據(jù)采樣點列弁O、采樣點列#1.....采樣點列辨K-1)得到的K個
離散信號分別受到不同的信道特性的影響，好Y象使用K個天線，對每個天線在各個時隙設定一個采樣點那樣，受到各自不同的信道特性的影響。即，可以使用一個接收天線，假定K個虛擬接收天線。
進而，作為多天線OSDM方式的應用，分以下5節(jié)介紹使用多個虛擬天線，它們在同一頻帶內獨立地收發(fā)數(shù)據(jù)的多虛擬天線OSDM方式的理論。首先，在第一節(jié)敘述虛擬發(fā)送天線的概念，在第二節(jié)敘述虛擬接收天線的概念。在第三節(jié)著眼于發(fā)送系統(tǒng)，介紹由數(shù)據(jù)形成發(fā)送信號的處理。接著在第四節(jié)著眼于接收系統(tǒng)，介紹根據(jù)接收到的信號得到虛擬通信線路環(huán)境，并且根據(jù)得到的虛擬通信線路環(huán)境推定數(shù)據(jù)的處理。
6.3發(fā)送系統(tǒng)
發(fā)送系統(tǒng)由圖41那樣的處理構成。以下表示其詳細內容。
這里，考慮在第二章中使用的參數(shù)原樣不變，使用t個虛擬天線進行收發(fā)。
在某個虛擬接收天線i (0Si^t-l)中，如圖30所示，與(1)同樣地定
義N-t個長度為M的數(shù)據(jù)矢量Xti, Xt+ ,…，Xn 。另夕卜，如圖31所示，對x
應用導頻信號，對其他行分別應用零矩陣。
接著，與式(26)同樣地應用IDFT矩陣和教:據(jù)矢量的克羅內克積。這里，
因為從各虛擬發(fā)送天線發(fā)送的發(fā)送數(shù)據(jù)的導頻信號分別取得與IDFT矩陣的不
同的行的克羅內克積，所以保證了各個導頻信號的正交性。即，注意經(jīng)過式 (27)、 (28)生成的發(fā)送信號Si經(jīng)過多個虛擬通信線路在與其他信號干擾的
同時到達虛擬接收天線時，接收側能夠以不包含預測性的形式獨立地掌握該多
個虛擬通信線路的脈沖響應。 6.4 4妾收系統(tǒng)
接收系統(tǒng)由圖42那樣的處理構成。以下表示其詳細內容。
可以才示記為<formula>formula see original document page 48</formula> (42)
式中，/7^^'力，...，^ /是從虛擬發(fā)送天線i至虛擬接收天線j的通信線-各的月永沖響應，T是第二章第二節(jié)中表示的移位矩陣。 [數(shù)學式30] 此時，在接收側進行以下那樣的處理。
首先，把從接收到的信號P中除去了周期前綴的信號設為RJ,設
R=(R0R、..R") (43) 接著，定義匹配濾波器W。這里，W是N維DFT矩陣FN與N x M的單位矩陣IM以及t x t的單位矩陣It的克羅內克積，通過下式標記。 [數(shù)學式31]
『喝③/m斷 (44) 此時，在匹配濾波器的輸出RW和發(fā)送凝:據(jù)矢量中有以下的關系。
<formula>formula see original document page 48</formula> 這里，
<formula>formula see original document page 48</formula>另夕卜，H是由具有脈沖響應/z'力以及IDFT矩陣的元素的一個M x M矩陣 #'力組成的矩陣，用下式標記。 [數(shù)學式32]
巧力=<formula>formula see original document page 48</formula> [數(shù)學式33]<formula>formula see original document page 49</formula>
(47)
可知當把W設為匹配濾波器時，在得到了匹配濾波器的輸出Y和脈沖響應h時，根據(jù)H對聯(lián)立方程式求解，由此能夠得到發(fā)送數(shù)據(jù)矢量。
6.5發(fā)送側是單個發(fā)送者，接收側是多個接收者時的多虛擬天線OSDM的例子
例如，如蜂窩移動通信中的下行鏈路那樣，發(fā)送側是單個發(fā)送者(為了分集收發(fā)等，還存在實際天線的數(shù)量為多個的情況)，接收側是多個接收者(各接收者的實際天線為單個是典型的情況，但是為了分集收發(fā)等，也可以是實際天線數(shù)量為多個的情況)的情況成為以下那樣。
因為對聯(lián)立方程式求解是在接收側，所以具有一個實際天線的接收者(接收器)的虛擬接收天線的數(shù)量，需要多于或者等于被接收的總虛擬發(fā)送天線的數(shù)量。
當對聯(lián)立方程式求解時，因為各接收者還能夠得到為其他接收者發(fā)送的數(shù)據(jù)，所以發(fā)送數(shù)據(jù)加密發(fā)送。
6.6發(fā)送側是多個發(fā)送者，接收側是單個接收者時的多虛擬天線OSDM的
例子
例如，像蜂窩移動通信中的上行鏈路那樣，發(fā)送側是多個發(fā)送者(各發(fā)送者的實際天線為單個是典型的情況，但也可以是多個的情況)，接收側為單個接收者的情況，成為以下那樣。
此時，也因為對聯(lián)立方程式求解是接收側，所以需要具有一個實際天線的接收者(接收器)的虛擬接收天線的數(shù)量多于或者等于被接收的總虛擬發(fā)送天線的數(shù)量(虛擬信道數(shù)量)。全部的虛擬發(fā)送天線的導頻信號為了不混亂，需要使用N維的DFT矩陣的行矢量內的、獨立的行矢量來作為導頻信號用行矢量。
6.7發(fā)送側是多個發(fā)送者，接收側是多個接收者時的多虛擬天線OSDM的
例子
例如，像在小區(qū)之間具有干擾的蜂窩移動通信那樣，在發(fā)送側、接收側都具有多個收發(fā)者的情況需要使用N維的DFT矩陣的行矢量內的獨立的行矢量，來作為全部的虛擬發(fā)送天線的導頻信號用行矢量。
另外，為了在接收側對聯(lián)立方程式求解，需要接收器一組的總虛擬接收天線數(shù)量多于或者等于被接收的總虛擬發(fā)送天線。
6.8導頻信號
到此為止說明了作為全部的虛擬發(fā)送天線的導頻信號用行矢量，需要<吏用N維的DFT矩陣的行矢量內的獨立的行矢量。
但是，如果使用ZCZ序列集(各序列是ZACZ序列，而且互相是ZCCZ序列。)或近似的ZCCZ序列集，則能夠對多個虛擬發(fā)送天線分配同一導頻信號用行矢量。
另外，可以任意地設定把N維DFT矩陣的行矢量內的哪個行矢量用于導頻信號。
7.驗證
關于多虛擬天線OSDM方式，在以下的條件下進行了驗證。
M=13
N=64
實際多路徑為瑞利衰落，虛擬多路徑是均勻隨機的16比特的信號，均衡方法使用MMSE。
Eb/No的Eb不僅包含直接路徑也包含反射路徑，設從一個實際天線發(fā)送的全部發(fā)送功率恒定。
在上述條件下，得到圖37以及圖38那樣的模擬結果。本發(fā)明可以通過以下的方式來實施。
-收發(fā)系統(tǒng)，其在發(fā)送側，在信號生成部中，作為信號生成部的輸出，生成把假定獨立的數(shù)據(jù)通過了多個虛擬信道中的各個虛擬信道后的信號相加得到的信號，在接收側，進行過采樣，對采樣到的數(shù)據(jù)進行分配，將其假定為多個虛擬接收天線的輸出來進行信號檢測。
發(fā)送裝置，在信號生成部中，生成把假定獨立的數(shù)據(jù)通過了多個虛擬信道中的各個虛擬信道后的信號相加得到的信號，發(fā)送該信號生成部生成的信號。
-接收裝置，對于接收到的信號，進行過采樣，對采樣到的數(shù)據(jù)進行分配，將其假定為多個虛擬接收天線的輸出來進行信號檢測。
-收發(fā)系統(tǒng)，在發(fā)送器側，在從單一的發(fā)送器向多個接收器中的各個接收器發(fā)送獨立的數(shù)據(jù)時，以不使用信道特性地可以進行分離的方式發(fā)送導頻信號，關于獨立的數(shù)據(jù)，在分別通過獨立的虛擬發(fā)送信道后相加來進行發(fā)送，
在所述多個接收器中，通過分別進行過采樣，分配采樣結果，看作多個虛擬接收天線，由此得到能夠推定發(fā)送數(shù)據(jù)的聯(lián)立多元一次方程式，通過對該聯(lián)立多元一次方程式求解來推定發(fā)送數(shù)據(jù)。
-接收裝置，從多個發(fā)送器，接收以不使用信道特性能夠分離分別與發(fā)送器對應的導頻信號的方式發(fā)送的導頻信號、和在所述導頻信號中附加發(fā)送的數(shù)據(jù)，
通過分配對接收到的信號進行過采樣后的結果，視為多個虛擬接收天線的輸出，由此，以關于發(fā)送器.接收器之間的信道特性的多樣性，可以對聯(lián)立多元一次方程式求解的方式，進行基于信道特性的發(fā)送器分離，來推定發(fā)送數(shù)據(jù)。
(本發(fā)明的技術意義)
香農(nóng)(Shannon)表示為了存在無論怎樣也要使錯誤率接近零的方法，信息傳送速度不能超過C = Wlog2(S+N/N)
，而本發(fā)明表示了 "如果允許有限錯誤率，則即使帶寬有限，對于信息傳送速度也不存在界限"。
這里，根據(jù)本發(fā)明，以下說明"使用有限帶寬，實現(xiàn)無論多大的信息傳送速度的方法"。在發(fā)送側，準備多個(K個)虛擬發(fā)送天線，對各個虛擬發(fā)送天線通過OSDM方式生成并輸入獨立的數(shù)據(jù)。接著，對于每個虛擬發(fā)送天線在通過獨立的虛擬信道(巻積時間特性)后，進行相加從實際的發(fā)送天線發(fā)送。
在接收側，對實際的接收天線接收到的信號進行分支，巻積獨立的虛擬信道的時間特性，輸出給與各個虛擬信道對應的虛擬接收天線。設虛擬接收天線的數(shù)量為K個。
如果虛擬發(fā)送天線的數(shù)量是K個，虛擬接收天線的數(shù)量也是K個，則可以應用"多天線OSDM的理論"，盡管實際發(fā)送天線為一個，實際的接收天線為一個，但能夠使信息傳送速度成為單一 OSDM (具有單一天線OSDM的大約2倍的無線頻率利用效率)的大約K倍。
如果不厭煩計算量和時間延遲，可以使K無論多大，所以即使使用有限的帶寬，如果允許有限的錯誤率，則能夠實現(xiàn)無論多大的信息傳送速度。
另外，在OSDM中，能夠容易地改善發(fā)送天線中的振幅分布(在時域或頻域中，不超過規(guī)定大小的發(fā)送功率。)。
以上對用于實施發(fā)明的最佳方式進行了說明，但本發(fā)明不限于通過該最佳方式所敘述的實施方式。能夠在不損傷本發(fā)明主旨的范圍內進行變更。
本國際申請基于2007年4月10日以及2008年3月4日申請的日本國專利申請2007 - 103078號以及PCT/JP2008 / 053866,并享受其優(yōu)先外又的好處；其全部內容被收容于本申請中，以資參考。
權利要求
1.發(fā)送方法，其發(fā)送通過取得作為N維DFT矩陣的N個(N是3以上的自然數(shù))行矢量或者列矢量的各個序列、或者ZCCZ序列集的N個序列的各個序列、與導頻信號以及長度M(M是2以上的自然數(shù))的發(fā)送數(shù)據(jù)的克羅內克積生成的多個信號，該發(fā)送方法的特征在于，在把所述N個序列設為f0、f1、f2、...fN-1時，把該N個序列內的P個(P是2以上的自然數(shù))序列作為用于發(fā)送導頻信號的導頻用序列，把N-P個序列作為用于發(fā)送發(fā)送數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)用序列，準備由二相信號、四相信號或者復數(shù)信號構成的Q個(在此，Q是2以上，P以下的自然數(shù))虛擬信道生成用數(shù)據(jù)，生成由所述導頻用序列中的一個與導頻信號的克羅內克積、以及所述數(shù)據(jù)用序列與發(fā)送數(shù)據(jù)的克羅內克積的信號構成的R個(在此，R是1以上、Q以下的自然數(shù))發(fā)送信號，使用一個不同的所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)卷積生成的R個發(fā)送信號來進行發(fā)送。
2. 根據(jù)權利要求1所述的發(fā)送方法，其特征在于，在生成的發(fā)送信號中包含的導頻用序列對于生成的每個發(fā)送信號不同，進行巻積的所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)對于生成的每個發(fā)送信號不同。
3. 根據(jù)權利要求1或2所述的發(fā)送方法，其特征在于，所述導頻信號是長度M的矢量lM ( 1,0,...0)。
4. 一種發(fā)送裝置，其用于權利要求1至3的任何一項所述的發(fā)送方法，該發(fā)送裝置的特征在于，具有發(fā)送信號生成部，通過取得作為N維DFT矩陣的N個(N是3以上的自然數(shù))行矢量或列矢量的各個序列，或者ZCCZ序列集的N個序列的各個序列、與導頻信號以及長度M (M是2以上的自然數(shù))的發(fā)送數(shù)據(jù)的克羅內克積，生成發(fā)送信號；數(shù)據(jù)巻積部，使用虛擬信道生成用數(shù)據(jù)巻積所述發(fā)送信號生成部生成的R 個發(fā)送信號；以及發(fā)送部，發(fā)送由所述數(shù)據(jù)巻積部巻積的發(fā)送信號。
5. —種接收方法，接收通過權利要求1至3的任何一項所述的發(fā)送方法發(fā)送的信號，其特征在于，具有接收所述發(fā)送的信號的接收步驟；對于在所述接收步驟中接收到的信號，進行U(這里，IJ^R)倍的過采樣的過采樣步驟；檢測與P x u個信道有關的時間軸上的信道特性的信道特性檢測步驟；檢測M x U個接收信號的信號檢測步驟；根據(jù)與P x U個信道有關的時間軸上的信道特性和M x U個接收信號，生成MxR個聯(lián)立方程式的聯(lián)立方程式生成步驟；以及對在所述聯(lián)立方程式生成步驟中生成的聯(lián)立方程式求解的解碼步驟。
6. —種接收裝置，接收通過權利要求1至3的任何一項所述的發(fā)送方法發(fā)送的信號，該接收裝置的特征在于，具有接收所述發(fā)送的信號的接收部；對于所述接收部接收到的信號，進行U(這里，U^R)倍的過采樣的過采樣部；檢測與P x u個信道有關的時間軸上的信道特性的信道特性檢測部；檢測M x U個4妄收信號的信號纟全測部；根據(jù)與P x U個信道有關的時間軸上的信道特性和M x U個接收信號，生成MxR個聯(lián)立方程式的聯(lián)立方程式生成部；以及
7. 根據(jù)權利要求1至3的任何一項所述的發(fā)送方法，其特征在于，通過一個或者多個發(fā)送天線發(fā)送使用所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)之一進行巻積生成的R個發(fā)送信號。
8. 根據(jù)權利要求1至3的任何一項所述的發(fā)送方法，其特征在于，分別通過不同的發(fā)送天線發(fā)送使用所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)之一進^f亍了巻積的所生成的R個發(fā)送信號。
9. 根據(jù)權利要求7或8所述的發(fā)送方法，其特征在于，使用戶與每個發(fā) 送天線對應。
10. 根據(jù)權利要求4所述的發(fā)送裝置，其特征在于，具有對所述數(shù)據(jù)巻積部進行巻積后的發(fā)送信號進行相加的加法部，所述發(fā)送部具有發(fā)送由加法部相加后的發(fā)送信號的一個或者多個天線。
11. 才艮據(jù)權利要求4所述的發(fā)送裝置，其特征在于，所述發(fā)送部分別通過不同的發(fā)送天線發(fā)送R個發(fā)送信號。
12. 根據(jù)權利要求10或11所述的發(fā)送裝置，其特征在于，使用戶與每個發(fā)送天線對應。
13. 根據(jù)權利要求5所述的接收方法，其特征在于，所述接收步驟通過一個或者多個接收天線接收使用所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)之一進行了巻積的所生成的R個發(fā)送信號。
14. 根據(jù)權利要求5所述的接收方法，其特征在于，所述接收步驟，分別通過不同的接收天線接收使用所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)之一進行了巻積的所生成的R個發(fā)送信號。
15. 根據(jù)權利要求13或14所述的接收方法，其特征在于，使用戶與每個 4妾收天線3十應。
16. 根據(jù)權利要求6所述的接收裝置，其特征在于，所述接收部通過一個或者多個接收天線接收使用所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)之一進行巻積生成的R個發(fā)送信號。
17. 根據(jù)權利要求6所述的接收裝置，其特征在于，所述接收部分別通過不同的接收天線接收使用所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)之一進行巻積生成的R個發(fā)送信號。
18. 根據(jù)權利要求16或17所述的接收裝置，其特征在于，使用戶與每個接收天線對應。
19. 根據(jù)權利要求1或2所述的發(fā)送方法，其特征在于，在所述導頻信號為長度M的Xk(xkQ， xkl, Xk2,…，Xk(則))時， [數(shù)學式34]把該N個序列內的一個序列fo(《，《,...，^)設為用于發(fā)送導頻信號的導頻用序列，把N-1個序列設為用于發(fā)送發(fā)送數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)用序列，取得該變換后的導頻信號與導頻用序列的克羅內克積。
20. —種發(fā)送方法，其發(fā)送通過取得作為N維DFT矩陣的N個(N是3 以上的自然數(shù))行矢量或者列矢量的各個序列、或者ZCCZ序列集的N個序列的各個序列、與導頻信號以及長度M (M是2以上的自然數(shù))的發(fā)送數(shù)據(jù) 的克羅內克積生成的多個長度信號，該發(fā)送方法的特征在于，在將所述N個序列設為f。，fi,…，fN-!時，[數(shù)學式35]把該N個序列內的一個序列fo(《，《,…，《)設為用于發(fā)送導頻信號的導頻用序列，把N-1個序列設為用于發(fā)送發(fā)送數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)用序列，準備由二相信號、四相信號或復數(shù)信號構成的Q個(其中，Q是l以上的自然數(shù))的虛擬信道生成用數(shù)據(jù)，生成由所述導頻用序列和導頻信號的克羅內克積、所述數(shù)據(jù)用序列和發(fā) 送數(shù)據(jù)的克羅內克積的信號構成的第一發(fā)送信號以及由所述數(shù)據(jù)用序列與發(fā) 送教:據(jù)的克羅內克積的信號構成的第二發(fā)送信號，使用所述虛擬信道生成用數(shù)據(jù)之一巻積所述第一發(fā)送信號或者所述第二發(fā)送信號，在進行發(fā)送時，在每次進行了 (虛擬發(fā)送信道數(shù)量-l)次的第二發(fā) 送信號的發(fā)送時，發(fā)送第一發(fā)送信號。
21. —種收發(fā)系統(tǒng)，其特征在于，在發(fā)送側，在信號生成部中，作為信號生成部的輸出，生成把假定獨立的數(shù)據(jù)通過了多個虛擬信道中的各個虛擬信道后的信號相加得到的信號，在接收側，進行過采樣，對采樣到的數(shù)據(jù)進行分配，將其^^定為多個虛擬接收天線的輸出來進行信號檢測。
22. —種發(fā)送裝置，其特征在于，在信號生成部中，生成把假定獨立的數(shù)據(jù)通過了多個虛擬信道中的各個虛擬信道后的信號相加得到的信號，發(fā)送該信號生成部生成的信號。
23. —種接收裝置，其特征在于，對于接收到的信號，進行過采樣，對采樣到的數(shù)據(jù)進行分配，將其假定為多個虛擬接收天線的輸出來進行信號4企測。
24. —種收發(fā)系統(tǒng)，其特征在于，在發(fā)送器側，在從單一的發(fā)送器向多個接收器中的各個接收器發(fā)送獨立的數(shù)據(jù)時，以不使用信道特性地可以進行分離的方式發(fā)送導頻信號，關于獨立的數(shù)據(jù)，在分別通過獨立的虛擬發(fā)送信道后相加來進行發(fā)送，在所述多個接收器中，通過分別進行過采樣，分配采樣結果，看作多個虛擬接收天線，由此得到能夠推定發(fā)送數(shù)據(jù)的聯(lián)立多元一次方程式，通過對該聯(lián)立多元一次方程式求解來推定發(fā)送數(shù)據(jù)。
25. —種接收裝置，其特征在于，從多個發(fā)送器，接收以不使用信道特性能夠分離分別與發(fā)送器對應的導頻信號的方式發(fā)送的導頻信號、和在所述導頻信號中附加發(fā)送的數(shù)據(jù)，通過分配對接收到的信號進行過采樣后的結果，-視為多個虛擬接收天線的輸出，由此，以關于發(fā)送器.接收器之間的信道特性的多樣性，可以對聯(lián)立多元一次方程式求解的方式，進行基于信道特性的發(fā)送器分離，來推定發(fā)送數(shù)據(jù)。
26. —種接收方法，其特征在于，從具有虛擬信道的發(fā)送器發(fā)送的信號的結構為導頻信號為P個，虛擬信道的數(shù)量為P個，使矩陣的行(或者列)矢量為使用了行矢量f，、行矢量f^…行矢量fN,N-i (以下也稱為"行矢量fo、行矢量&…行矢量fN.!"或者"fG、 A… fN.r)的行(或者列)矢量的線性耦合，使用不同的虛擬信道生成用數(shù)據(jù)之一巻積發(fā)送信號來發(fā)送該發(fā)送信號，該發(fā)送數(shù)據(jù)預先把(N-P) x M個數(shù)據(jù)與導頻信號一起發(fā)送給每個虛擬信道，虛擬信道的導頻信號是取得克羅內克積的行(或者列)矢量不同的結構，使其成為能夠與其他的導頻信號以及數(shù)據(jù)不干擾地進行接收的4妄收信號，在各接收側生成U (U^P)個虛擬信道，把天線接收到的信號向該U個虛擬信道進^f于分支，處理分支后的U個信號，(1) 在發(fā)送側，在通過獨立的P個發(fā)送側虛擬信道后，向實際的傳送信道發(fā)送進行相加得到的信號，在接收側，^f吏接收到的信號通過U (U^P)個獨立的虛擬信道，(2) 因為在發(fā)送側有P個虛擬信道，在接收側有U個虛擬信道，所以通過的虛擬信道是PU個，才企測該PU個全部的虛擬信道特性中的至少P2個虛擬信道特性，(3)通過使用在接收側得到的PU個信道特性、和/人發(fā)送側發(fā)送的數(shù)據(jù)通過獨立的接收側虛擬信道后的輸出，生成聯(lián)立一次方程式，并對該聯(lián)立一次方程式求解，由此無干擾地接收發(fā)送信號，作為在上述的接收側通過U (U^P)個獨立的虛擬信道的方法，采用使用U個虛擬信道生成用數(shù)據(jù)進行巻積的方法。
全文摘要
發(fā)送裝置以及接收裝置，在發(fā)送側，在信號生成部中，作為信號生成部的輸出，生成把假定獨立的數(shù)據(jù)通過了多個虛擬信道中的各個虛擬信道后的信號相加得到的信號，在接收側，進行過采樣，對采樣到的數(shù)據(jù)進行分配，將其假定為多個虛擬接收天線的輸出來進行信號檢測。
文檔編號H04J11/00GK101652947SQ200880011239
公開日2010年2月17日申請日期2008年3月17日優(yōu)先權日2007年4月10日
發(fā)明者末廣直樹申請人:末廣直樹

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