專利名稱：接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及均衡器及包括該均衡器的接收機(jī)，特別是涉及在利用W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access ，寬帶碼分多址)的無線通 信系統(tǒng)中使用的均衡器、包括該均衡器的接收器以及計算方法。
背景技術(shù)：
通常來說，這種W-CDMA方式是在將互不相同的碼和多個載波相乘 來復(fù)用之后進(jìn)行擴(kuò)頻的無線通信方式，其被用于便攜式電話等的無線通信 中。另外，在3GPP(3rf Generation Partnership project,第三代伙伴計劃) 中，將應(yīng)用于第三代移動通信的全球標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定為W-CDMA方式的標(biāo)準(zhǔn)。另一方面，對于從每個基站向便攜式電話等移動臺站的下行鏈路，采 用了使用2個天線發(fā)送數(shù)據(jù)的發(fā)送分集方式。作為這種發(fā)送分集方式，由 3GPP規(guī)定了 STTD(Space Time block coding based Transmit antenna Diversity:空間時間發(fā)送分集)、TSTD(Time Switched Transmit Diversity:時間 切換發(fā)送分集)、以及閉環(huán)發(fā)送分集(closed loop transmit diversity mode 1: CLMl)方式。其中，STTD方式是將相同的發(fā)送數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼后從兩個天線同時發(fā) 送的方式，這種方式可以緩解接收數(shù)據(jù)的電平變化。另外，TSTD方式是 按照無線幀的每個時隙來切換發(fā)送天線的方式，此外，CLM1方式是基于 移動臺站反饋給基站的下行鏈路信息來進(jìn)行動作的方式。另一方面，在這種通信系統(tǒng)中，既有采用上述發(fā)送分集方式的任一種 方式來收發(fā)信息的基站和采用其他發(fā)送分集方式來收發(fā)信息的基站共存的 系統(tǒng)，也有含有不采用上述發(fā)送分集方式的基站的系統(tǒng)。為了應(yīng)對這種情況，日本專利文獻(xiàn)特開2005-79836號公報(專利文獻(xiàn) 1)中提出了判斷是否應(yīng)用了天線分集并以與判斷結(jié)果相應(yīng)的方式進(jìn)行接收/解調(diào)處理的接收裝置。§卩，在專利文獻(xiàn)1中提出了這樣一種接收裝置，其包括與多個天線相對應(yīng)的多個CPICH(common Pilot Channel:公共導(dǎo)頻 信道)接收部、利用在各CPICH接收部中得到的傳播路徑估計值來解調(diào) SCH(Synchronization Channel:同步信道)的多個SCH接收部、以及利用解 調(diào)的SCH來判斷在接收信號的CCPCH(Common Control Physical Channel:公共控制物理信道)中是否應(yīng)用了 STTD方式的判斷部。在專利文獻(xiàn)l所示的接收裝置中，利用在各CPICH接收部中得到的傳 播路徑估計值，解調(diào)CCPCH，并在CCPCH中應(yīng)用了 STTD方式時，再對 CCPCH進(jìn)行解調(diào)處理。美國專利第6937644號說明書(專利文獻(xiàn)2)中提出了包括采樣裝置、信 道估計器、信道均衡器及分解器的無線收發(fā)裝置。信道均衡器利用信道估 計器所提供的信道響應(yīng)矩陣(H)以及噪聲方差(62)對接收向量進(jìn)行均 衡，并輸出擴(kuò)頻符號向量。另外，分解器利用接收信號的碼來分解由信道 均衡器提供的擴(kuò)頻符號向量，生成所估計的符號。此外，在WO2006/016722Al(專利文獻(xiàn)3)中，公開了可以減少與FIR 濾波器的濾波系數(shù)相關(guān)的計算的濾波系數(shù)計算方法。發(fā)明內(nèi)容在專利文獻(xiàn)l中，在時隙同步、幀同步以及擾碼識別后，不管在SCH 中是否應(yīng)用了 TSTD方式，都能夠在SCH解調(diào)處理系統(tǒng)中選擇適當(dāng)?shù)妮斎?信號來改善SCH的解調(diào)特性。但是，專利文獻(xiàn)l只進(jìn)行了有關(guān)是否應(yīng)用了 STTD方式的的判斷，并 沒有公開選擇輸入信號之后的處理。并且，專利文獻(xiàn)1中也沒有記載FIR 濾波器的濾波系數(shù)計算方法。另外，專利文獻(xiàn)2在利用濾波器塊傅立葉變換(FT)來處理信號碼來求得碼塊對角矩陣的同時，估計并展開接收信號的信道響應(yīng)，從而生成信 道響應(yīng)塊對角矩陣。并且通過所結(jié)合的信道響應(yīng)塊對角矩陣和上述碼塊對 角矩陣，并利用喬列斯基(Cholesky)運算法則對所采樣的接收信號進(jìn)行 處理。然后，根據(jù)喬列斯基運算的結(jié)果，進(jìn)行塊的逆FT，生成擴(kuò)頻符號，并分解該擴(kuò)頻符號來再現(xiàn)接收信號。
如上所述，專利文獻(xiàn)2雖公開了通過進(jìn)行逆FT來再現(xiàn)接收信號，但
是對于應(yīng)對互不相同的發(fā)送分集方式的手段以及包含F(xiàn)IR濾波器的碼片均 衡器，沒有給出任何記載。因此，專利文獻(xiàn)2既沒有記載FIR濾波器的濾 波系數(shù)計算所帶來的計算量增大的問題，也沒有明確說明簡化濾波系數(shù)計 算的方法。
如上所述，這種CDMA接收機(jī)使用了均衡并檢測作為擴(kuò)頻序列的PN 序列的碼片級均衡器(Chip Level Equalizer: CLE)。這種碼片均衡器通 過控制FIR濾波系數(shù)，從輸入數(shù)據(jù)生成碼片估計值。
為了計算該FIR濾波器的各系數(shù)，需要計算逆矩陣。計算逆矩陣時， 需要進(jìn)行矩陣分解、前向代入、后向代入等操作，這些操作在發(fā)送天線只 有一個時比較簡單。
但是，當(dāng)像發(fā)送分集這樣使用多個天線時，計算將變得非常復(fù)雜。
在專利文獻(xiàn)3中公開了能夠減少計算FIR濾波器的各系數(shù)所需的計算 量的計算方法，但是對于應(yīng)用到發(fā)送分集方式的情況沒有進(jìn)行任何考慮。
本發(fā)明的目的在于，提供一種應(yīng)用于發(fā)送分集方式并能夠減少計算 FIR濾波器的各系數(shù)所需的計算量的接收機(jī)。
本發(fā)明的另一目的在于，提供一種在STTD方式及CLM1方式的情況 下通過進(jìn)行互不相同的計算來再現(xiàn)符號的接收機(jī)。
本發(fā)明的又一目的在于，提供一種應(yīng)用于發(fā)送分集方式并能夠減少計 算FIR濾波器的濾波系數(shù)所需的計算量的計算方法。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，可獲得一種接收機(jī)，其包括多個FIR濾波 器，并使用所述多個FIR濾波器能夠與適用發(fā)送分集方式的發(fā)送側(cè)經(jīng)傳輸 通路進(jìn)行通信，其特征在于，包括處理計算電路，該處理計算電路使用公 因子(Cq)計算所述各FIR濾波器的濾波系數(shù)w，并將算出的濾波系數(shù)w 輸出給所述多個FIR濾波器。
此時，所述濾波系數(shù)用下式表示。
W,c。HHgH， (1)
其中，g是l或2，上標(biāo)H表示哈密頓轉(zhuǎn)置，Sg是所述傳輸通路的被
7估計的信道響應(yīng)矩陣。
并且，當(dāng)將與所述發(fā)送分集方式相應(yīng)的信道響應(yīng)矩陣設(shè)為払、H2 時，所述公因子Co通過將上述傳輸通路的增益矩陣G用下式表示而導(dǎo)出。
<formula>formula see original document page 8</formula> (2)
其中，e是在所述傳輸通路中所加的噪聲指數(shù)，I是單位矩陣。 根據(jù)本發(fā)明的一個方面，可獲得一種接收機(jī)，其特征在于，所述公因
子c。通過對下三角矩陣L進(jìn)行前向代入以及后向代入來算出，其中所述下
三角矩陣L是對公式(2)進(jìn)行喬列斯基分解所得的。
此時，所述前向替代通過按照公式(3)計算行向量d來進(jìn)行。
Ld=e(N+"/2=[ei，e2""eN]T ， (3)
其中，N是矩陣的向量元素個數(shù)，ei是在i二(N+l)/2時取1、除此之外取 0的列向量。
再者，根據(jù)本發(fā)明的一個方面，可獲得一種接收機(jī)，其特征在于，作 為行向量d，將^d[(N-l)/2, (N-2)/2，... N-l]用于接下來的后向代入中。
另外，在所述后向替代中，進(jìn)行按照下式(4)來求解公因子c。的計算。
<formula>formula see original document page 8</formula>， (4)
其中，<formula>formula see original document page 8</formula> (5)。
此外，在對通過公式(5)所得的公因子c。進(jìn)行哈密頓轉(zhuǎn)置得到c。h之 后，進(jìn)行公式(1)的計算來得到所述濾波系數(shù)w。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，可獲得一種用于與發(fā)送側(cè)進(jìn)行的通信中的接 收機(jī)，其中，在所述發(fā)送側(cè)選擇性地使用作為發(fā)送分集方式的STTD方式 以及CLM1方式，并通過兩個發(fā)送天線向HS-DSCH/HS-SCCH發(fā)送符號 Sg(0)、 Sg(l)、 Sg(2)、...(這里，g^和2)，所述接收機(jī)的特征在于，包 括處理部，該處理部在STTD方式的情況下，按照公式(6)來輸出符號 估計值S(O)、 S(l)、 S(2)、…，在CLM1方式的情況下，按照公式(7)來輸出符號估計值S(O)、S(l)、 S(2)、...， 砂)=^(20 + &(2"1)*卿+ 1) = ， + 1)-，)* (6)其中，i=0、 1、 2...， W2為第二發(fā)送天線的權(quán)重。 發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明，可獲得能夠用較少的計算量計算多個FIR濾波器的濾波 系數(shù)的接收機(jī)，其結(jié)果是，具有可將這種接收機(jī)付諸于實用的優(yōu)點。


圖1是等價地示出可應(yīng)用本發(fā)明的通信系統(tǒng)的功能模塊示意圖;圖2是示出本發(fā)明涉及的均衡裝置的功能模塊圖；圖3是說明在本發(fā)明涉及的均衡裝置中執(zhí)行的前向代入的圖；圖4是說明在本發(fā)明涉及的均衡裝置中執(zhí)行的后向代入的圖。
具體實施方式
圖1示出了本發(fā)明實施方式涉及的通信系統(tǒng)、即采用了發(fā)送分集方式 的通信系統(tǒng)。圖示的通信系統(tǒng)包括發(fā)送側(cè)11，由基站等構(gòu)成并具有多個 發(fā)送天線(這里為兩個天線)Txl、 Tx2;由便攜式電話等移動臺站構(gòu)成的 接收側(cè)12;以及發(fā)送側(cè)11和接收側(cè)12之間的傳輸通路13。圖示的發(fā)送側(cè)11的特點在于編碼功能模塊21和兩個擴(kuò)頻功能模塊 22、 23，其中，編碼功能模塊21將發(fā)送符號S以STTD方式進(jìn)行編碼或 者以CLM1方式加權(quán)編碼，并輸出編碼后的信號，擴(kuò)頻功能模塊22、 23 分別使用擴(kuò)頻碼(這里只說明利用PN序列進(jìn)行擴(kuò)頻的情況)將來自編碼 功能模塊21的輸出進(jìn)行擴(kuò)頻。在圖示的例子中，在擴(kuò)頻功能模塊22、 23 中利用碼片信號進(jìn)行擴(kuò)頻后的信號從兩個天線Txl、 Tx2被輸出給傳輸通 路13。如此，圖l所示的發(fā)送側(cè)ll采用發(fā)送分集方式經(jīng)兩個發(fā)送天線Txl、 Tx2進(jìn)行發(fā)送。對于圖示的發(fā)送側(cè)11，雖然說明了選擇性地使用STTD方式及CLM1方式發(fā)送信息的情況，但是通信系統(tǒng)中也可以存在采用不同的
發(fā)送分集方式的發(fā)送側(cè)11。另外，在TSTD方式的情況下，由于傳輸速度 低，不需要利用本發(fā)明，因此這里對選擇性地使用STTD方式和CLM1方 式的情況進(jìn)行說明。
另外，采用發(fā)送分集方式時的傳輸通路13可如圖等價表示。S卩，采 用了發(fā)送分集方式的傳輸通路13可以表示為傳輸來自發(fā)送天線Txl的 發(fā)送信號的第一條多路徑、傳輸來自發(fā)送天線Tx2的發(fā)送信號的第二條多 路徑、以及加在這些多路徑上的噪聲。在圖1中，第一條以及第二條多路 徑分別可通過方差信道響應(yīng)矩陣H,和H2、在傳輸通路13中加入的噪聲 (這里為噪聲的方差62)、以及方差信道響應(yīng)矩陣1^、 H2及噪聲來等價 地表示。換句話說，可知向接收側(cè)12輸入的數(shù)據(jù)r可通過構(gòu)成這些傳輸通 路13和逆系統(tǒng)來解調(diào)和再現(xiàn)。
另一方面，圖示的接收側(cè)12的特點僅在于本發(fā)明涉及的均衡裝置 40，該均衡裝置40從經(jīng)由傳輸通路13接收的輸入數(shù)據(jù)r再現(xiàn)符號S。具 體來說，本發(fā)明的均衡裝置40利用了直接矩陣求逆法(direct matrix inverse approach),通過此直接矩陣求逆法來求得FIR濾波器的濾波系數(shù)。在這種 情況下，本發(fā)明涉及的均衡裝置40對應(yīng)于互不相同的多種發(fā)送分集方式 (這里是STTD方式及CLM1方式)而具有能夠?qū)σ赃@些方式編碼的信號 進(jìn)行再現(xiàn)和解調(diào)的結(jié)構(gòu)，同時能夠以較少的計算量求得多種發(fā)送分集方式 所需的濾波系數(shù)。
參考圖2，對本發(fā)明涉及的均衡裝置40進(jìn)行更具體的說明。
圖2所示的均衡裝置40在輸入輸入數(shù)據(jù)r的同時，從圖中沒有示出的 信道估計器輸入信道估計值。這里，假定輸入數(shù)據(jù)r是經(jīng)過時隙同步、幀 同步、碼組識別、擾碼識別等小區(qū)搜索處理之后的通常的通信數(shù)據(jù)。
均衡裝置40估計傳輸通路13對脈沖信號的信道響應(yīng)，生成該傳輸通 路13的逆系統(tǒng)，并將此逆系統(tǒng)與傳輸通路13串聯(lián)連接，由此補(bǔ)償多路徑 間的干擾。具體來說，均衡裝置40通過FIR濾波器來實現(xiàn)逆系統(tǒng)，并作 為碼片均衡器來工作，該碼片均衡器具有可正確再現(xiàn)與輸入數(shù)據(jù)r中的PN 序列對應(yīng)的碼片信號的結(jié)構(gòu)。設(shè)置于接收側(cè)12中的信道估計器估計構(gòu)成傳輸通路13的兩個多路徑的信道響應(yīng)矩陣Hi、H2，并將作為其估計結(jié)果的估計信道響應(yīng)矩陣払和 U2作為信道估計值輸入給均衡裝置40。另外，在圖示的例子中假定還輸 入表示噪聲的噪聲指數(shù)(標(biāo)量值)P的估計值直。對于噪聲指數(shù)的估計值 的計算，由于在日本專利文獻(xiàn)特開2006-54900號公報中己有記載，因此這 里不再詳細(xì)描述。這里，為了簡化，將信道估計器所估計的與兩個多路徑對應(yīng)的兩個信 道響應(yīng)矩陣a和S2，以Hg(其中，g在本例子中是l或2)表示。首先，當(dāng) 輸入數(shù)據(jù)r從第g個發(fā)送天線通過L個多路徑輸入時，其估計值用V表 示。其中，1=0,1，2,..丄-1。此時，信道估計值可通過如下的信道響應(yīng)矩陣 Jig表示。
<formula>formula see original document page 11</formula>
由信道估計器估計的信道響應(yīng)矩陣Sg被輸入到圖示的均衡裝置40的 信道矩陣計算功能模塊42中，并在該信道矩陣計算功能模塊42中計算對 應(yīng)于信道響應(yīng)矩陣Jig的增益矩陣G。另一方面，在沒有采用發(fā)送分集方式的通信系統(tǒng)中，增益矩陣G用下式來表示其中，SH是所估計的信道響應(yīng)矩陣IL的相關(guān)矩陣(即將H進(jìn)行哈密 頓轉(zhuǎn)置的矩陣)，l是單位矩陣。當(dāng)存在多個發(fā)送天線時，通常針對與各天線對應(yīng)的每個多信道，分別 計算增益矩陣。但是，針對每個多信道分別計算增益矩陣來求出逆矩陣的 做法實際上計算量過大，不容易在便攜式電話等中實際應(yīng)用。因此，在本發(fā)明中，如圖1描述傳輸通路13，并利用單一的增益矩陣 G來構(gòu)成逆系統(tǒng)。其中，上標(biāo)H表示是矩陣的哈密頓轉(zhuǎn)置矩陣。
這里，a及S2分別是兩個多路徑的信道響應(yīng)矩陣的估計值，aH、 H2H分別是a及ii2的哈密頓轉(zhuǎn)置矩陣，i是單位矩陣、i是噪聲指數(shù)的估 計值，該噪聲指數(shù)的估計值可通過上述的方法來計算。
圖2所示的均衡裝置40的信道響應(yīng)矩陣計算功能模塊42接收由信道 估計器提供的信道響應(yīng)矩陣的估計值IL、 g2以及噪聲指數(shù)的估計值i， 計算S,、 H2H，并按照公式(8)來計算增益矩陣G。
信道響應(yīng)矩陣計算功能模塊42就用于進(jìn)行上述計算的功能模塊，并 輸出在該模塊42中算出的哈密頓變換矩陣aH、 S2H以及增益矩陣G。
在信道響應(yīng)矩陣計算功能模塊42的輸出中，增益矩陣G被提供給執(zhí) 行步驟1的處理的喬列斯基分解功能模塊44。
喬列斯基分解功能模塊44進(jìn)行增益矩陣的喬列斯基分解(步驟l)， 計算增益矩陣的下三角矩陣L和上三角矩陣U。
在喬列斯基分解功能模塊44中算出的下三角矩陣L被提供給執(zhí)行步 驟2的處理的前向代入模塊46、以及執(zhí)行步驟3的處理的后向代入功能模 塊48，各功能模塊46、 48分別執(zhí)行后述的前向代入(步驟2)以及后向 代入(步驟3)，并分別求出系統(tǒng)方程式的解(^以及&)。
其次，在步驟4中，將在后向代入功能模塊48 (步驟3)中得到的解 &、以及在信道矩陣計算功能模塊42中算出的矩陣払h、過/提供給濾波 系數(shù)計算功能模塊50，該功能模塊50利用上述的解&以及矩陣aH、壓" 來計算表示濾波系數(shù)的權(quán)重向量(這里為w,、 w2)。
圖2所示的均衡裝置40對應(yīng)于在發(fā)送分集方式中使用的多個發(fā)送天 線Txl、 Tx2而具有多個FIR濾波器(這里為第一及第二 FIR濾波器52、 54)，每個FIR濾波器52、 54在輸入輸入數(shù)據(jù)r的同時，從濾波系數(shù)功能 模塊50輸入作為濾波系數(shù)的權(quán)重向量w2，并通過自適應(yīng)地改變?yōu)V波 系數(shù)來實現(xiàn)傳輸通道13的逆系統(tǒng)。
這里，第一及第二 FIR濾波器52、 54的最優(yōu)權(quán)重向量w,、 W2可通過
以下權(quán)重矩陣Wg的中間列來表示。 艮卩，W,G"H/。計算上述矩陣的中間列表示與Hgi的乘法運算中只需要G"的中間列。對于最優(yōu)權(quán)重向量的計算，將在后面進(jìn)行描述。向第一及第二 FIR濾波器52、 54提供的輸入數(shù)據(jù)r在該FIR濾波器 52、 54中被均衡化之后，分別被提供給第一及第二解擴(kuò)功能模塊56、 58。當(dāng)各FIR濾波器52、 54的濾波系數(shù)已通過最優(yōu)權(quán)重向量Wl、 2最優(yōu) 化時，在進(jìn)行碼片均衡的同時，進(jìn)行解擴(kuò)操作，從而從解擴(kuò)功能模塊56、 58輸出解擴(kuò)符號^i、 ^。從解擴(kuò)功能模塊56、 58輸出的解擴(kuò)符號S1、 S2被提供給處理部60， 處理部60進(jìn)行與STTD方式或CLM1方式相應(yīng)的處理，生成解調(diào)符號§。下面說明在由信道矩陣計算功能模塊42 濾波系數(shù)計算模塊50執(zhí)行 的計算操作中使用的運算規(guī)則。首先，在信道矩陣計算功能模塊42中，進(jìn)行公式(8)的計算，即按 照g^,H,+ii2HH2+^l來計算增益矩陣G。如公式(8)所示，增益矩陣G 是哈密頓矩陣，是實數(shù)。這表示可用唯一的下(上)三角矩陣L(U)來表示成g4l^uhu。在本發(fā)明涉及的均衡裝置40中，當(dāng)計算FIR濾波器52、 54的濾波系 數(shù)時，需要計算增益矩陣G的逆矩陣G—、但是，直接計算逆矩陣G—i實際 上計算量過大，在實用化方面存在問題。因此，利用下式(9)和(10) 并按照步驟a、 b、 c的順序計算G—、艮P、 一致矩陣G和逆矩陣G"之間通常具有以下的關(guān)系。gg" =1 。 L(LHG1 H ld=i ( 9 )其中，I是單位矩陣，D用下式表示。lhg、d (10)利用公式(9)和(10)，以如下的步驟a、 b、 c進(jìn)行計算。步驟a:進(jìn)行信道響應(yīng)矩陣G的喬列斯基分解(Cholesky decomposition)，求出下三角矩陣L。步驟b:求公式(9)的解。此時，對下三角矩陣L進(jìn)行前向代入，求 得矩陣D。由于單位矩陣I已知，因此可計算出矩陣D。步驟c:求公式(10)的解。此時，對矩陣D和LH進(jìn)行后向代入，求得逆信道響應(yīng)矩陣G—1。
但是，線性系統(tǒng)要用N個未知數(shù)的N倍的等式(即，矩陣D及G"是
NxN的矩陣)來表示，因此上述的步驟b及步驟C的計算復(fù)雜程度為
0(N3)。
這樣的計算復(fù)雜程度對被用于實際的通信系統(tǒng)裝置中的裝置的實用化 構(gòu)成很大障礙。
圖2所示的本發(fā)明涉及的均衡裝置40通過進(jìn)行以下的計算處理，將 步驟b和步驟c的計算量從0(N勺減少到0(N2)，從而使其可應(yīng)用于實際的 通信系統(tǒng)。
如圖2所示，本發(fā)明涉及的均衡裝置40如上所述具有以下的基本功 能模塊。
1. 信道矩陣計算功能模塊42，其基于輸入的信道估計值來計算信道響 應(yīng)矩陣H及G。
2. 喬列斯基分解模塊44，其進(jìn)行信道響應(yīng)矩陣G的喬列斯基分解， 獲得下三角矩陣L及上三角矩陣U。
3. 前向代入功能模塊46，這個模塊利用下三角矩陣L，進(jìn)行求解系統(tǒng) 方程式所需的計算。艮P，
Ld:e,y2HA,e2,…eN]T (11)
并得到行向量d。就是說，代替單位矩陣I而導(dǎo)入只有與中間列對應(yīng)的向 量元素為1而其他元素為0的向量e，由此能夠顯著簡化行向量d的計 算。其結(jié)果是，只有該行向量的一半元素QKN-1)/2,…N-1])作為計算結(jié) 果向量被輸入到接下來的功能模塊48中。
圖3是示出由該模塊執(zhí)行的前向代入步驟的概念圖，可知使用公式 (11)來代替公式(9)，可簡化求行向量d的計算。
4.后向代入功能模塊48 (步驟3)。如圖2所示，后向代入功能模塊 48輸入在前向代入功能模塊46 (步驟2)中算出的上述行向量的一半d、 以及在喬列斯基分解功能模塊44 (步驟1)中算出的下三角矩陣L，并且 該模塊48用下式(12)代替公式(10)進(jìn)行計算(步驟4)。即后向代入功能模塊48，從下三角矩陣L得到哈密頓轉(zhuǎn)置矩陣LH，并利用該哈密頓 轉(zhuǎn)置矩陣LH和行向量的一半d，進(jìn)行如下的計算(步驟4)。L、=4 (12) 其中，LH[i， J]=l/[i+(N-l)/2, j+(N-l)/2]V0S i，j^ (N-l)/2圖4是說明在模塊48中執(zhí)行的后向代入的圖，可知與公式(10)的 逆矩陣G"的計算相對應(yīng)的c。的計算被顯著簡化了。 c。的全向量可用下式 表不。C。[(N-l)/2+k]=5。[k] ， c。[k]=c。[N-l-k]* ，k=0，...(N-l)/2 (13)5.濾波系數(shù)計算模塊50 (步驟4)是用于計算濾波系數(shù)向量w。的模塊。該模塊50從信道矩陣計算功能模塊42接收哈密頓轉(zhuǎn)置矩陣aH、H2H，并從后向代入模塊48接收c。。濾波系數(shù)計算模塊50進(jìn)行下式(14)的計算。w0=c0HHH (14)圖2所示的均衡裝置40對來自兩個發(fā)送天線Txl、 Tx2的發(fā)送信號進(jìn)行均衡。因此，圖示的均衡裝置40具有兩個FIR濾波器52、 54，這兩個FIR濾波器52、 54的濾波系數(shù)(Wl、 w2:wg)在濾波系數(shù)計算模塊50被算出，并被分別提供給FIR濾波器52、 54 (步驟5)。此時，從濾波系數(shù)計算模塊50輸出的濾波系數(shù)wg (即Wl、 w2)用 w,e。HH^表示。即在兩個濾波系數(shù)的計算中使用了相同的Cqh，其結(jié)果是，能夠極大地簡化濾波系數(shù)的計算。FIR濾波器52、 54分別利用隨時間更新的濾波系數(shù)Wg對輸入數(shù)據(jù)r 進(jìn)行過濾(步驟6)。接著，解擴(kuò)模塊56、 58為了得到與第g個發(fā)送天線對應(yīng)的估計符號 值(Sg)，進(jìn)行解擴(kuò)(步驟7)，并向處理部60輸出估計符號值(這里為 S!、 S2)(步驟8)。處理部60作為STTD解碼器或者CLM1相位補(bǔ)償器來工作。具體來 說，將與一個時隙中的第g個發(fā)送天線對應(yīng)的輸出符號(1 -0301/}^-SCCH)表示為(Sg(O)， Sg(l)， Sg(2)， ...}。在STTD方式的情況下，處理部60的輸出為^(0)，旦(l)， S(2)，...從而根據(jù)下式輸出再現(xiàn)符號。柳)=，)+ &(2/ + 1)4柳+ 1)=《(2"1)-^(2z丫 這里，i=0， 1， 2...另外，在CLM1方式的情況下，處理部60的輸出(S(O)，旦(l)， 柳為S(i)二S,(i)+S2(i)xW2，這里，i=0， 1， 2...， W2為第二發(fā)送天線的權(quán)重。如上所述，根據(jù)本發(fā)明涉及的處理，與使用逆矩陣G-l的場合相比， 能夠顯著地簡化用于發(fā)送分集方式中的多個FIR濾波器的濾波系數(shù)的計 算。產(chǎn)業(yè)上的實用性本發(fā)明能夠應(yīng)用于具有多個FIR濾波器并利用逆矩陣來計算濾波系數(shù) 的方式的接收機(jī)、均衡器等。而且，不僅可應(yīng)用于STTD方式、CLM1方 式，還能夠應(yīng)用于采樣了各種發(fā)送分集方式的系統(tǒng)中。
權(quán)利要求
1.一種接收機(jī)，包括多個FIR濾波器，并使用所述多個FIR濾波器能夠與適用發(fā)送分集方式的發(fā)送側(cè)經(jīng)傳輸通路進(jìn)行通信，其特征在于，包括處理計算電路，該處理計算電路使用公因子(c0)計算所述各FIR濾波器的濾波系數(shù)w，并將算出的濾波系數(shù)w輸出給所述多個FIR濾波器。
2. 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，所述濾波系數(shù)用下式表示，wg=c。HS/， (i)其中，g是l或2，上標(biāo)H表示哈密頓轉(zhuǎn)置，gg是所述傳輸通路的被 估計的信道響應(yīng)矩陣。
3. 如權(quán)利要求2所述的接收機(jī)，其特征在于，當(dāng)將與所述發(fā)送分集方 式相應(yīng)的信道響應(yīng)矩陣設(shè)為H,、壓時，所述公因子Co通過將上述傳輸通 路的增益矩陣G用下式表示而導(dǎo)出，G-aHgi+H/i^+Pi (2)其中，e是在所述傳輸通路中所加的噪聲指數(shù)，I是單位矩陣。
4. 如權(quán)利要求3所述的接收機(jī)，其特征在于，所述公因子co通過對下 三角矩陣L進(jìn)行前向代入以及后向代入來算出，其中所述下三角矩陣L是 對公式(2)進(jìn)行喬列斯基分解所得的。
5. 如權(quán)利要求4所述的接收機(jī)，其特征在于，所述前向代入通過按照 下式(3)計算行向量d來進(jìn)行，Ld=e(N，=[ei，e2，...eN]T ， (3)其中，N是矩陣的向量元素個數(shù)，ei是在i^^N+l)/2時取1、除此之外取 0的列向量。
6. 如權(quán)利要求5所述的接收機(jī)，其特征在于，作為行向量d，將 4=d[(N-l)/2, (N-2)/2，... N-l]用于接下來的后向代入中。
7. 如權(quán)利要求6所述的接收機(jī)，其特征在于，所述后向代入是按照下 式(4)來求解公因子co的計算，<formula>formula see original document page 3</formula>， (4)其中，LH[i，j]=JLH[i+(N-l)/2,j+(N-l)/2]，并且VOS i，j^ (N-l)/2 。
8. 如權(quán)利要求7所述的接收機(jī)，其特征在于，公因子Co用下式(5) 表不，c。[(N-l)/2+k]，。[k] ， c0[k]=Co[N-l-k]* ， k=0，...，(N-l)/2 (5)。
9. 如權(quán)利要求8所述的接收機(jī)，其特征在于，在對通過公式(5)所得的公因子Co進(jìn)行哈密頓轉(zhuǎn)置得到C()H之后，進(jìn)行公式(1)的計算來得到所述濾波系數(shù) w。
10. 如權(quán)利要求9所述的接收機(jī)，用于與發(fā)送側(cè)進(jìn)行的通信中，在所 述發(fā)送側(cè)選擇性地使用作為發(fā)送分集方式的STTD方式以及CLM1方式， 并通過兩個發(fā)送天線向HS-DSCH/HS-SCCH發(fā)送符號Sg(0)、 Sg(l)、 Sg(2)、...(這里，§=1和2)，所述接收機(jī)的特征在于，包括處理部，該處理部在STTD方式的情況下，按照公式(6)來輸出符號估計值S(O)、 S(l)、 S(2)、...，在CLM1方式的情況下，按照公式(7)來輸出符號估計值S(O)、 S(l)、 S(2)、...， 卿)=《(20 + 52(2!'+1)*<formula>formula see original document page 3</formula> (6)<formula>formula see original document page 3</formula> (7)其中，i=0、 1、 2...， W2為第二發(fā)送天線的權(quán)重。
11. 一種用在接收機(jī)中的計算方法，所述接收機(jī)包括多個FIR濾波器， 并使用所述多個FIR濾波器能夠與適用發(fā)送分集方式的發(fā)送側(cè)經(jīng)傳輸通路 進(jìn)行通信，所述計算方法計算所述各FIR濾波器的濾波系數(shù)w，其特征在 于，將所述傳輸通路的增益矩陣G假設(shè)為 <formula>formula see original document page 3</formula>， (8)(其中，上標(biāo)H表示哈密頓轉(zhuǎn)置后的矩陣，a及g2分別表示與兩個傳輸通路對應(yīng)的估計信道響應(yīng)矩陣，e是傳輸通路中的噪聲指數(shù)，I是單 位矩陣)，使用增益矩陣計算所述公因子(Co)，并從該公因子(Co)得出所述濾波系數(shù)W。
12. 如權(quán)利要求11所述的計算方法，其特征在于，包括以下步驟 根據(jù)輸入的信道估計來計算所述增益矩陣G、所述估計信道響應(yīng)矩陣Hi、 H2;對所述增益矩陣G進(jìn)行喬列斯基分解，從而計算下三角矩陣L以及上三角矩陣U;對所述下三角矩陣L進(jìn)行前向代入，求得行向量d;對行向量d和下三角矩陣L的哈密頓轉(zhuǎn)置矩陣LH進(jìn)行后向代入，計 算所述增益矩陣G的逆矩陣G"的中央行Co，作為所述公因子；以及根據(jù)所述信道響應(yīng)矩陣Hp H2的哈密頓轉(zhuǎn)置矩陣hH和所述公因子 co，計算所述濾波系數(shù)w。
13. 如權(quán)利要求12所述的計算方法，其特征在于，在進(jìn)行所述后向代 入的步驟中，只計算逆矩陣G"的中央行Co的一半元素。
14. 如權(quán)利要求13所述的計算方法，其特征在于，計算所述濾波系數(shù)W的步驟中包括從向量^)求出中央行C。的步驟。
15. 如權(quán)利要求14所述的計算方法，其特征在于，進(jìn)行所述前向代入 的步驟從公式(9)求得行向量d，Ld:e,)C,e2,…eN]T， (9)其中，N是矩陣的向量元素個數(shù)，ei是在i^N+l)/2時取1、除此之外取 O的列向量。
16. 如權(quán)利要求15所述的計算方法，其特征在于，進(jìn)行所述后向代入 的步驟通過公式(10)來進(jìn)行。d差， (4)其中，LH[i，J]=LH[i+(N-l)/2，j+(N-l)/2]，并且VOS i，j^ (N-l)/2 。
17. 如權(quán)利要求16所述的計算方法，其特征在于，在計算所述濾波系數(shù)的步驟中使用的公因子C。用下式(11)表示， c。[(N-l)/2+k]i。[k] ， c0[k]=c0[N4-k]* ，k=0v..(N-l)/2 。
全文摘要
提供一種接收機(jī)，在該接收機(jī)中，對與多個發(fā)送天線對應(yīng)的FIR濾波器的濾波系數(shù)使用公因子，并在計算該公因子時通過只使用增益矩陣的中間列的方式來簡化計算。
文檔編號H04B1/707GK101411088SQ20078001134
公開日2009年4月15日 申請日期2007年3月29日 優(yōu)先權(quán)日2006年3月31日
發(fā)明者何巧華, 坦·布伊, 袁杰輝 申請人:日本電氣株式會社