專利名稱：用于在混合無線電波形中進(jìn)行模擬和數(shù)字音頻校準(zhǔn)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及信號處理，更具體地，涉及用于對帶內(nèi)同信道廣播 系統(tǒng)中數(shù)字和模擬音頻信號的校準(zhǔn)進(jìn)行檢測和控制的方法和設(shè)備。
背景技術(shù)：
iBiquity Digital公司的HD RadioTM系統(tǒng)用于允許從當(dāng)前模擬調(diào) 幅(AM)和調(diào)頻(FM)無線電系統(tǒng)到全數(shù)字帶內(nèi)同信道(IBOC) 系統(tǒng)的平滑演化。該系統(tǒng)在現(xiàn)有中頻(MF)和甚高頻(VHF)無線 頻帶中將數(shù)字音頻和數(shù)據(jù)服務(wù)從地面發(fā)射器傳遞到移動、便攜式和 固定接收器。廣播公司在傳送新的、更高質(zhì)量和更強健數(shù)字信號的 同時，可繼續(xù)傳送模擬AM和FM信號，允許他們以及他們的收聽 者在保持其當(dāng)前頻率分配的同時從模擬過渡到數(shù)字無線。
通過通過提供三種波形類型混合、擴展混合和全數(shù)字，該系 統(tǒng)提供了過渡到數(shù)字廣播系統(tǒng)的靈活性設(shè)備?；旌虾蛿U展混合類型 保留了模擬FM信號，而全數(shù)字類型則不這樣。所有這三種波形類 型遵循當(dāng)前分配的頻鐠發(fā)送屏蔽。關(guān)于混合、擴展混合和全數(shù)字波 形的細(xì)節(jié)參見美國專利申請乂A開No， 2004/0076188，該文獻(xiàn)在此引作 參考。
數(shù)字信號通過使用正交頻分復(fù)用(OFDM)進(jìn)行調(diào)制。OFDM 是并行調(diào)制方案，其中以數(shù)據(jù)流對大量正交副載波進(jìn)行調(diào)制，這些 副載波被同時傳送的。OFDM具有固有靈活性，易于實現(xiàn)邏輯信道 到不同副栽波組的映射。
在從模擬到數(shù)字廣播的變換期間，設(shè)想用于HD RadioTM系統(tǒng) 的主導(dǎo)傳送模式將是混合模式?；旌闲盘柊▊鹘y(tǒng)模擬信號(用于 與現(xiàn)有無線電系統(tǒng)兼容)以及承載同樣模擬音頻內(nèi)容但采用更高質(zhì) 量數(shù)字格式的數(shù)字信號副栽波。數(shù)字信號相對其模擬對應(yīng)物
(counterpart)得以延遲，以使得該時間分集能夠用于緩解短暫信 號中斷的影響。在這些模式中，混合兼容的數(shù)字無線電系統(tǒng)將具有 稱為"融合(blend)"的特性，其試圖在最初調(diào)諧期間從輸出數(shù)字音 頻到模擬音頻的平滑過渡，否則，數(shù)字波形質(zhì)量會隨時跌落在可接 受電平以下。融合功能在美國專利No. 6，5卯，944和6，735，257中有所 描述，其在此引作參考。
融合通常會出現(xiàn)在數(shù)字覆蓋區(qū)的邊緣以及在覆蓋區(qū)輪廓內(nèi)使數(shù) 字波形受損的其他位置。當(dāng)出現(xiàn)短暫中斷時，如穿越橋梁時，數(shù)字 音頻的丟失由模擬信號來代替。當(dāng)出現(xiàn)融合時，重要的是在時間和 電平方面使模擬音頻和數(shù)字音頻信道上的內(nèi)容校準(zhǔn)，以確保收聽者 幾乎不會注意到該過渡。優(yōu)選是，除了在這些融合點處模擬和數(shù)字 音頻中可能的固有質(zhì)量差異之外，收聽者很少會注意到別的內(nèi)容。 然而，如果廣播站未使模擬和數(shù)字音頻信號校準(zhǔn)，則結(jié)果將是在數(shù) 字和模擬音頻之間出現(xiàn)刺耳發(fā)聲的過渡。由于在廣播設(shè)施處模擬音 頻與數(shù)字音頻路徑之間的音頻處理差異，可能造成未校準(zhǔn)
(misalignment)。此外，在組合輸出前模擬和數(shù)字信號通常通過兩 個獨立的信號發(fā)生路徑生成。使用不同模擬處理技術(shù)和不同信號發(fā) 生方法來實現(xiàn)這兩個信號不可忽視的校準(zhǔn)。融合必須平滑和連續(xù)，
只有在模擬和數(shù)字音頻得以時間和電平校準(zhǔn)的條件下，這才會發(fā) 生。
HD RadioTM廣播站的數(shù)字和模擬信號的校準(zhǔn)目前通過人工借助 處于發(fā)射器站點的檢測設(shè)備實現(xiàn)。該校準(zhǔn)需要使用用于測量模擬和 數(shù)字信號的時間和電平差異的信號檢測和頻譜測量設(shè)備。此外，這 還歸因于施加在模擬信號路徑上的人為分集延遲。此外，如果改變 音頻處理，則可使相對延遲偶爾發(fā)生變化，例如，如果或當(dāng)廣播從 音樂變化到新聞時，這就可能會發(fā)生。當(dāng)出現(xiàn)這些修改時，對信號 進(jìn)行人工重新校準(zhǔn)則目前并不切合實際，或有些麻煩。因此，如果
能夠進(jìn)行自動檢測和糾正校準(zhǔn)誤差的話，則會帶來明顯的益處和便 利。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供了在混合無線電系統(tǒng)中對模擬音頻信號和數(shù)字音頻
信號的時間校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的方法。該方法包括步驟對模擬音頻信 號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的模擬音頻信號；對數(shù)字音頻信號進(jìn)行 濾波，以生成濾波后的數(shù)字音頻信號；以及使用濾波后的模擬音頻 信號和濾波后的數(shù)字音頻信號計算多個相關(guān)系數(shù)，其中相關(guān)系數(shù)表 示模擬音頻信號與數(shù)字音頻信號之間的時間校準(zhǔn)。
本發(fā)明還包括用于在無線電系統(tǒng)中對模擬音頻信號和數(shù)字音頻 信號的時間校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的設(shè)備。所述設(shè)備包括第一濾波器，用 于對模擬音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的模擬音頻信號；第二 濾波器，用于對數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的數(shù)字音頻 信號；以及處理器，用于使用濾波后的模擬音頻信號和濾波后的數(shù) 字音頻信號計算多個相關(guān)系數(shù)，其中相關(guān)系數(shù)表示模擬音頻信號與 數(shù)字音頻信號之間的時間校準(zhǔn)。
在另一方面，本發(fā)明提供了在混合無線電系統(tǒng)中對模擬音頻信
號和數(shù)字音頻信號的電平校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的方法。該方法包括步驟 對模擬音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的模擬音頻信號；對數(shù)字 音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的數(shù)字音頻信號；計算音頻段的 模擬音頻信號的信號功率和數(shù)字音頻信號的信號功率；以及使用模 擬音頻信號的信號功率與數(shù)字音頻信號的信號功率的比率，生成表 示模擬音頻信號與數(shù)字音頻信號的電平校準(zhǔn)的信號。
本發(fā)明還包括用于在混合無線電系統(tǒng)中對模擬音頻信號和數(shù)字 音頻信號的電平校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的設(shè)備。所述設(shè)備包括第一濾波 器，用于對模擬音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的模擬音頻信 號；第二濾波器，用于對數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的 數(shù)字音頻信號；以及處理器，用于計算音頻段的模擬音頻信號的信 號功率和數(shù)字音頻信號的信號功率；以及使用模擬音頻信號的信號 功率與數(shù)字音頻信號的信號功率的比率，生成表示模擬音頻信號與 數(shù)字音頻信號的電平校準(zhǔn)的信號。


圖1示意了具有時間/電平監(jiān)視器和反饋的帶內(nèi)同信道廣播系統(tǒng) 的框圖2示意了時間校準(zhǔn)測量方法的框圖3示意了相關(guān)系數(shù)的相關(guān)向量圖4示意了電平校準(zhǔn)算法的框圖5示意了 HD Radi()TM監(jiān)視器的框圖6示意了模擬/數(shù)字音頻校準(zhǔn)監(jiān)視器的框圖7、 8和9示意了可在用戶界面上顯示出的校準(zhǔn)測量結(jié)果的曲線圖。
具體實施例方式
HD RadioTM波形的模擬音頻和數(shù)字音頻之間的時間和電平校準(zhǔn) 關(guān)鍵在于確保在HD RadioTM系統(tǒng)中進(jìn)行從數(shù)字到模擬的平滑融合。 本發(fā)明提供了用于驗證適當(dāng)站模擬/數(shù)字校準(zhǔn)(在時間和電平方面) 的方法和設(shè)備。此外，本發(fā)明可用于反饋設(shè)計中，以自動糾正在廣 播設(shè)施處模擬音頻和數(shù)字音頻的未校準(zhǔn)。
圖1示意了包括有用于監(jiān)視模擬和數(shù)字信號的設(shè)備和反饋路經(jīng) 的帶內(nèi)同信道廣播系統(tǒng)的框圖。音頻信源12向模擬音頻處理器14 和數(shù)字音頻處理器16提供音頻信號。模擬處理器在線路18上生成 模擬音頻信號，該模擬音頻信號被傳遞到激勵器/發(fā)射器20。數(shù)字處 理器在線路22上生成數(shù)字音頻信號，該數(shù)字音頻信號被傳遞到激勵 器/發(fā)射器20。激勵器/發(fā)射器將模擬和數(shù)字音頻信號組合，然后由高 功率放大器24放大，并采用混合波形傳送到接收器26?；旌喜ㄐ伟?括由模擬音頻信號調(diào)制的栽波信號和由數(shù)字音頻信號調(diào)制的多個副
載波，如美國專利No. 6，735，257所示的。盡管也能通過其他數(shù)字信 號對副載波進(jìn)行調(diào)制，不過該描述僅涉及數(shù)字音頻信號。
接收器將模擬和數(shù)字音頻信號分離。采用與數(shù)字音頻信號同樣 的速率對模擬音頻信號進(jìn)行采樣。監(jiān)視器28接收來自接收器的模擬 和數(shù)字音頻信號，確定模擬與數(shù)字音頻信號之間的時間和電平校 準(zhǔn)，并在線路30上生成調(diào)節(jié)信號，可將該調(diào)節(jié)信號反饋到廣播站并 用于調(diào)節(jié)模擬音頻和數(shù)字音頻信號的相對時序和電平。在圖1所示 示例中，調(diào)節(jié)信號被傳遞到模擬音頻信號處理器，并用于調(diào)節(jié)模擬 音頻信號的延遲和電平。然而，調(diào)節(jié)信號同樣可饋送到數(shù)字音頻處 理器，并用于調(diào)節(jié)數(shù)字音頻信號的時序和電平。
本發(fā)明提供了用于對模擬音頻和數(shù)字音頻在時間和電平方面的 相對校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的方法。該方法無需傳送測試波形?？蓪⒃摲椒?br> 合并到對廣播站的混合波形進(jìn)行監(jiān)視的系統(tǒng)中。此外，利用在接收 機中使用的融合算法的特定知識，可利用所測量校準(zhǔn)信息將反饋路 徑延伸到廣播站，以便當(dāng)音頻處理在站中的模擬與數(shù)字路徑之間變 化時，能夠?qū)⒈硎鞠鄬π?zhǔn)的信號反饋到該站，以保持模擬和數(shù)字 音頻內(nèi)容校準(zhǔn)，從而保證接收機能夠在模擬和數(shù)字音頻之間的平滑 融合。
盡管可實現(xiàn)專用測量設(shè)備來測量時間和電平校準(zhǔn)，更便利的 是，使用現(xiàn)有HD RadioTM接收器，該接收器擁有校準(zhǔn)測量所需的大 部分功能。HD Radh)TM接收器的一種操作模式(用于開發(fā)對信號校 準(zhǔn)進(jìn)行檢測的系統(tǒng)較為重要)稱為分路操作模式.運行在分路模式 中的無線電設(shè)備在一個信道上輸出左、右或單聲道模擬音頻，而在 另一信道上輸出左、右或單聲道數(shù)字音頻。在本發(fā)明中，對于有關(guān) 測量而言，單聲道分路模式優(yōu)于立體聲模式，這是由于模擬和數(shù)字 音頻信號中的立體圖像可以不同。在以高壓縮比運行的某些數(shù)字音 頻編碼器中，可對立體圖像和立體分離保真度進(jìn)行折衷。在分路模
式中，可將個人計算機中的標(biāo)準(zhǔn)音頻卡用作為測量設(shè)備，以便對來 自HD Radi()TM接收器輸出的信息進(jìn)行處理，確定模擬和數(shù)字音頻的
相對校準(zhǔn)。
本發(fā)明使用包含有同樣音頻信息的模擬和數(shù)字音頻信號。例 如，每個信號表示左、右，或單聲道音頻信息，不過單聲道模式最 有益于該測量/校準(zhǔn)。此處假設(shè)同時對模擬和數(shù)字音頻流采樣，并將 其輸入到測量設(shè)備中。用于估計模擬和數(shù)字音頻信號的時間校準(zhǔn)的 度量是被實現(xiàn)為歸一化交叉相關(guān)函數(shù)的相關(guān)系數(shù)函數(shù)，假設(shè)去除了
模擬和數(shù)字音頻信號的dc分量。相關(guān)系數(shù)函數(shù)具有當(dāng)使兩個信號時 間校準(zhǔn)且相同時其接近l的特性，除有可能任意標(biāo)量因子不同以 外。隨著時間校準(zhǔn)誤差增大，從統(tǒng)計學(xué)角度而言，系數(shù)變得更小。
由于HD Radi0TM系統(tǒng)在發(fā)射器處對模擬信號路徑施加人為分 集延遲(例如，4.5秒)，接收器在數(shù)字音頻的路徑上必須匹配該延 遲。然后，在接收器輸出處匹配模擬/數(shù)字音頻延遲，以便進(jìn)行隨后 的校準(zhǔn)處理。如果校準(zhǔn)測量指示時間誤差(由于發(fā)射器未校準(zhǔn)，假 設(shè)預(yù)校準(zhǔn)的接收器是正確的)，則能夠?qū)⒃撜`差傳送回發(fā)射器組 件，以便對分集延遲進(jìn)行重新調(diào)節(jié)。
圖2示意了用于時間校準(zhǔn)測量方法的處理序列的一個實施例。 使用無限脈沖響應(yīng)濾波器52對在線路50上的模擬音頻信號輸入進(jìn) 行濾波，以便在線路54上生成濾波后的模擬信號。使用無限脈沖響 應(yīng)濾波器58對在線路56上的數(shù)字音頻信號輸入進(jìn)行濾波，以便在 線路60上生成濾波后的數(shù)字信號。在處理器62中對濾波后的模擬 信號和濾波后的數(shù)字信號進(jìn)行處理，以便在線路64上生成相關(guān)系數(shù) 信號。處理器包括多個輸入66， 68和70，用于設(shè)置每次輸出相關(guān)系 數(shù)計算的采樣數(shù)量、輸出相關(guān)點的數(shù)量和用于求平均的采樣數(shù)量。 由峰值搜索IIR濾波器72使用移動平均對線路64上的相關(guān)系數(shù)信 號進(jìn)行濾波，以便在線路74上生成表示未校準(zhǔn)的采樣數(shù)量的輸出信 號。峰值搜索濾波器包括輸入76和78，用于設(shè)置求平均的采樣數(shù)量 和相關(guān)值下限。
算法假定對同樣采樣(例如，使用44，100Hz采樣速率)的模擬 和數(shù)字音頻信號通過同樣的數(shù)字無線脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器進(jìn)行處理。例如，用于模擬和數(shù)字音頻流的IIR濾波器可為具有約600Hz 與約1600Hz之間通帶的相同10極橢圓濾波器。濾波器用于縮減音 頻信號的帶寬。這減弱了在更有可能出現(xiàn)音頻處理差異的情形中在 部分音頻頻鐠中出現(xiàn)的測量校準(zhǔn)模糊性。例如，模擬信號將有可能 具有比數(shù)字信號更低的帶寬，對高和低頻流的濾波可導(dǎo)致組延遲差 異。已確定出大致在600至1600Hz之間的濾波器帶寬用于校準(zhǔn)帶寬 是最有益的。
可使用統(tǒng)計期望將由；c和y表示的模擬和數(shù)字信號之間的相關(guān) 系數(shù)Px，y定義為
其中A為均值，o為對x或y的標(biāo)準(zhǔn)偏差。上式表示模擬一般 化；然而，實際上模擬音頻(例如，；c)和數(shù)字音頻(例如，y)的采 樣必須相同釆樣(例如，僅對于單聲道信號的44100Hz)，以便于后 面的計算。在該計算中使用模擬音頻(x)和數(shù)字音頻(y)在時間段 上的均值和標(biāo)準(zhǔn)偏差。均值是平均值(即，dc分量)，標(biāo)準(zhǔn)偏差是 在時間段上采樣方差的平方根。
帶通濾波器丟棄任何dc分量，以及在該計算中有關(guān)頻帶之外的 高頻。均值(平均值)為零，這是由于此處將dc丟棄。由于在帶通 濾波之后以及在相關(guān)系數(shù)計算之前模擬和數(shù)字音頻信號的均值為 零，從而能夠?qū)⒈磉_(dá)式簡化。對于離散7V采樣，零均值序列jc和》 具有滯后A的相關(guān)系數(shù)p的表達(dá)式變?yōu)?br> 其中A表示兩個序列之間滯后采樣的數(shù)量。滯后是JC和^信號 之間的相對時間偏移量。該if后允許對相對時序的調(diào)節(jié)，以便我們 能夠確定在特定滯后處哪里出現(xiàn)的相關(guān)峰值。那么，該峰值滯后就 是我們正在試圖找出/測量的時序偏移量。
通過時間校準(zhǔn)誤差的最大可能值來確定&的范圍。該滯后最大
值表示搜索窗口的大小。顯然，在計算中存在一些時間/存儲器限
制，可以假設(shè)由實現(xiàn)方式將滯后范圍限制到某個實際值。采樣數(shù)量;v
應(yīng)足夠大，以避免在短的段上可能出現(xiàn)的組延遲異常。此外，最好
使用比相關(guān)系數(shù)函數(shù)的平均值更大的7V值。使用較大7V值的一種方
式是，在更小時間段上分別計算分子和分母，然后，在相關(guān)系數(shù)函 數(shù)計算之前對時間期間 一起求平均。所述時間期間是進(jìn)行測量的時 間段。然后，可將多個時間期間求平均，以提高在任何單個時間期 間上的測量精度/可靠性。具體而言，使得
其中將5.(w定義為x和y在第y個時間期間上的交叉相關(guān)。可將 進(jìn)行測量的時間期間與其他時間期間斷開。使得
然后，對于任何/'(時間期)，可將M"表示為 如果要使用有損積分技術(shù)在時間期間上求平均，則可定義
<formula>formula see original document page 13</formula>
其中a的值X)(對于無限平均)且<1 (對于非平均)，其中a為 允許調(diào)節(jié)有效時間跨度以便進(jìn)行連續(xù)平均的參數(shù)。這是單極有損積
分器。有損積分器允許校準(zhǔn)"忽略，，過去足夠長的測量，其間音頻處 理參數(shù)可以是不同的。通過包括關(guān)于采樣之間時間的信息，可使得 該濾波更為高級，以便在保持合適濾波器系數(shù)的同時，以不規(guī)則方 案執(zhí)行測量。
現(xiàn)在，可計算^
相關(guān)系數(shù)函數(shù)計算在IIR濾波之后，通常在50毫秒那樣較短至 3秒那樣較長的數(shù)據(jù)上進(jìn)行處理。通常來講，100至300毫秒的數(shù)據(jù) 足以計算相關(guān)系數(shù)函數(shù)。結(jié)合0.1的a，獲得合理的估計。對于在其 范圍上的每個滯后值計算相關(guān)系數(shù)。計算的滯后數(shù)量將取決于每個 站的實際校準(zhǔn)。例如，可在搜索范圍上選擇1000 (或最大搜索范 圍)離散滯后值，計算對于每個值的相關(guān)，以便搜索具有最大相關(guān) 的滯后。
在校準(zhǔn)向量上的后處理在跟隨有相關(guān)系數(shù)下限的所有相關(guān)系數(shù) 上，執(zhí)行峰值搜索。校準(zhǔn)向量是在搜索范圍上的滯后值向量 (集)。如果對于任何一個時間期間的峰值相關(guān)都未超過良好閾 值，則對于隨后在多個時間期間上的平均將其去除。該"設(shè)限"防止 對異常值求平均。 一般而言，可使用0.92至0.95作為下限，以確保 隨后的平均值建立更可靠的相關(guān)。如果存在模擬和數(shù)字信號之間相 關(guān)性不強的壞音頻部分，則相關(guān)系數(shù)通常會低于0.5，在確定平均值 中將不會使用該值。另一單極積分器可用于將通過限幅器標(biāo)準(zhǔn)的采 樣累加。該估計器通常會生成非常好的估計或沒有任何估計。無估 計條件可能由范圍(未對準(zhǔn)達(dá)多個采樣)外的模擬數(shù)字滯后(±)所
導(dǎo)致。在此情形中，應(yīng)增大相關(guān)范圍(滯后數(shù)量增加)，并再次運 行相關(guān)。由于在廣播設(shè)施處對于模擬音頻和數(shù)字音頻可能存在不同 的處理，需要限幅器和后檢測平均。這些不同處理將導(dǎo)致對于不同 音頻帶具有不同的組延遲。從而，將存在相關(guān)會相當(dāng)差的情形。如 果對這些段進(jìn)行檢查，它們通常對模擬音頻具有信道效應(yīng)，或者在 數(shù)字與模擬音頻流之間具有較大處理組延遲。從而，使用限幅器和
單極濾波器極大地穩(wěn)定了對未校準(zhǔn)的估計。
圖3表示相關(guān)系數(shù)的相關(guān)向量，該圖顯示出152采樣的未校 準(zhǔn)。圖3顯示出對于特定音樂段的1639個輸出相關(guān)系數(shù)的示意圖。 每個點表示16384個模擬和數(shù)字音頻采樣的相關(guān)。對于偏離中心152 個采樣處的最大峰值，相關(guān)系數(shù)為.9953，這表明模擬音頻和數(shù)字音
頻未校準(zhǔn)達(dá)152個音頻采樣的高度置信度。
音頻增益電平校準(zhǔn)算法簡單使用分路模式輸入的同一 IIR濾 波，并對濾波后的模擬音頻信號與濾波后的數(shù)字音頻信號的計算的 平方值之和進(jìn)行比較。圖4表示電平校準(zhǔn)算法的框圖。通過使用無 限脈沖響應(yīng)濾波器92對線路90上的模擬音頻信號輸出進(jìn)行濾波， 以便在線路94上生成濾波后的模擬信號。通過使用無限脈沖響應(yīng)濾 波器98對線路96上的數(shù)字音頻信號輸入進(jìn)行濾波，以便在線路100 上生成濾波后的數(shù)字信號。在處理器102中對濾波后的模擬信號和 濾波后的數(shù)字信號進(jìn)行處理，以便在線路104上生成表示模擬和數(shù) 字信號的信號功率的倌號。處理器包括用于設(shè)置求平均的采樣數(shù)量 的輸入106。如方框108所示，計算信號功率比，以便在線路110上 生成表示未校準(zhǔn)的信號。
計算在數(shù)秒內(nèi)的信號功率，以及計算所述比率，可選性地采用 dB為單位，得出電平未校準(zhǔn)的穩(wěn)定估計。比率l或OdB將表示模擬 和數(shù)字信號是電平校準(zhǔn)的，即便是任何振幅，正或負(fù)將表示出電平 未校準(zhǔn)。以dB為單位的比率為
2>2(")
ra"o = 10. 1og[^f5-]。
平方和的計算必須通過使用滯后值*實現(xiàn)，其中模擬和數(shù)字音 頻信號時間校準(zhǔn)的。具體而言， 一定在相同音頻信號段上對信號功 率進(jìn)行估計。出于高效考慮，有益的是，在相關(guān)系數(shù)處理中已計算 的、進(jìn)行時間校準(zhǔn)且具有高相關(guān)系數(shù)值的7V個采樣的范圍上，對平
方的采樣進(jìn)行累加。
圖5和6示意了表示先前討論的時間和電平校準(zhǔn)算法的具體實 現(xiàn)方式的附加細(xì)節(jié)。圖5表示實現(xiàn)時間和電平校準(zhǔn)算法的系統(tǒng)120 的框圖。平臺是具有HD RadioTM開發(fā)電路板122和調(diào)諧器124的 PC, IDM 350 HD Radio 開發(fā)電路板通過PC中的USB接口 126 進(jìn)行控制。分路模式音頻從IDM 350開發(fā)電路板輸出，并輸入到PC 的音頻卡128中，如方框130所示且運行在PC上的Java應(yīng)用還向
用于監(jiān)視的音頻卡輸出分路模式音頻。此外，在顯示屏132上，同 相關(guān)函數(shù)隨可選擇的滯后數(shù)量變化的示意圖一起，還可以顯示音 頻?？娠@示模擬和數(shù)字流的快速傅里葉變換(FFT)的幅度，以驗證 正確的頻帶選擇。除這些輸出外，還具有能夠?qū)ψ鳛椴糠挚刂茍D形 接口的處理進(jìn)行控制的多個可選擇的參數(shù)?？商峁┚W(wǎng)絡(luò)接口 136，以 便允許與網(wǎng)絡(luò)交換信息。使得校準(zhǔn)信息用于用戶接口。
圖6表示HD RadioTM監(jiān)視器的框圖。音頻卡138接收該模擬 和數(shù)字音頻信號，如箭頭140所示，并在線路142上提供模擬音頻 信號，以及在線路144上提供數(shù)字音頻信號。箭頭145示出用于可 選音頻監(jiān)視的連接。這些信號被傳遞到顯示器146。 IIR濾波器148 和150對模擬音頻和數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波，以便在線路152和154 上生成濾波后的模擬音頻信號和濾波后的數(shù)字音頻信號。如方框156 所示，對這些濾波信號應(yīng)用時序和電平校準(zhǔn)算法。顯示出計算的相 關(guān)系數(shù)，如方框158所示。相關(guān)系數(shù)的快速傅里葉變換(FFT) 160 用于生成頻譜顯示162。圖形用戶界面164便于用戶對處理和文件進(jìn) 行控制，如方框166所示。
圖7， 8和9表示在滯后范圍上的典型相關(guān)。 以上所述各函數(shù)可使用已知的濾波和處理硬件實現(xiàn)。 盡管根據(jù)數(shù)個實施例描述了本發(fā)明，本領(lǐng)域技術(shù)人員顯然知 道，在不偏離如后面權(quán)利要求所給出的本發(fā)明的范圍的條件下，可 對所述的實施例進(jìn)行多種變化。
權(quán)利要求
1.一種用于在混合無線電系統(tǒng)中對模擬音頻信號和數(shù)字音頻信號的時間校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的方法，所述方法包括步驟對所述模擬音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的模擬音頻信號；對所述數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的數(shù)字音頻信號；以及使用所述濾波后的模擬音頻信號和所述濾波后的數(shù)字音頻信號計算多個相關(guān)系數(shù)，其中所述相關(guān)系數(shù)表示所述模擬音頻信號與所述數(shù)字音頻信號之間的時間校準(zhǔn)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l的方法，還包括步驟根據(jù)所述相關(guān)系數(shù)，調(diào)節(jié)所述模擬音頻信號和/或所述數(shù)字音頻 信號的時序。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1的方法，以相同采樣速率對所述模擬音頻信 號和所述數(shù)字音頻信號進(jìn)行采樣。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l的方法，其中使用歸一化交叉相關(guān)函數(shù)確定所述相關(guān)系數(shù)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求l的方法，其中在確定所述相關(guān)系數(shù)之前，去除所述模擬和數(shù)字音頻信號的dc分量。
6. 根據(jù)權(quán)利要求l的方法，其中當(dāng)所述模擬和數(shù)字音頻信號被進(jìn)行時間校準(zhǔn)時，所述相關(guān)系數(shù) 接近l，并且隨著時間校準(zhǔn)誤差增大，所述相關(guān)系數(shù)變得更小。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1的方法，還包括步驟 在跟隨有相關(guān)系數(shù)下限的相關(guān)系數(shù)上，執(zhí)行峰值搜索。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中所述濾波步驟使用具有約600Hz與約1600Hz之間通帶的濾波器。
9. 根據(jù)權(quán)利要求l的方法，還包括步驟使用移動平均對所述相關(guān)系數(shù)進(jìn)行濾波，以生成表示未校準(zhǔn)的 釆樣數(shù)量的輸出信號。
10. —種在混合無線電系統(tǒng)中對模擬音頻倌號和數(shù)字音頻信號 的電平校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的方法，所述方法包括步驟對所述模擬音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的模擬音頻信號；對所述數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的數(shù)字音頻信號；計算音頻段的模擬音頻信號的信號功率以及數(shù)字音頻信號的信號功率；以及使用所述模擬音頻信號的信號功率與所述數(shù)字音頻信號的信號 功率的比率，生成表示所述模擬音頻信號與所述數(shù)字音頻信號的電平校準(zhǔn)的信號。
11. 根據(jù)權(quán)利要求10的方法，還包括步驟 根據(jù)所述表示電平校準(zhǔn)的信號調(diào)節(jié)所述模擬音頻信號和/或所述數(shù)字音頻信號的電平。
12. —種用于在無線電系統(tǒng)中對模擬音頻信號和數(shù)字音頻信號 的時間校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的設(shè)備，所述設(shè)備包括第一濾波器，用于對所述模擬音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波 后的模擬音頻信號；第二濾波器，用于對所迷數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波 后的數(shù)字音頻信號；以及處理器，用于使用所述濾波后的模擬音頻信號和所述濾波后的 數(shù)字音頻信號計算多個相關(guān)系數(shù)，其中所述相關(guān)系數(shù)表示所述模擬 音頻信號與所述數(shù)字音頻信號之間的時間校準(zhǔn)。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12的設(shè)備，還包括用于根據(jù)所述相關(guān)系數(shù)，對所述模擬音頻信號和/或所述數(shù)字音 頻信號的時序進(jìn)行調(diào)節(jié)的處理器。
14. 根據(jù)權(quán)利要求12的設(shè)備，還包括 峰值檢測器，用于檢測所述相關(guān)系數(shù)中的峰值。
15. 根據(jù)權(quán)利要求12的設(shè)備，其中所述第一和第二濾波器具有在約600Hz與約1600Hz之間的通帶。
16. 根據(jù)權(quán)利要求12的設(shè)備，還包括第三濾波器，用于使用移動平均值對所述相關(guān)系數(shù)進(jìn)行濾波， 以生成表示未校準(zhǔn)的采樣數(shù)量的輸出信號。
17. —種用于在混合無線電系統(tǒng)中對模擬音頻信號和數(shù)字音頻 信號的電平校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的設(shè)備，所述設(shè)備包括第一濾波器，用于對所述模擬音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波 后的模擬音頻信號；笫二濾波器，用于對所述數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波 后的數(shù)字音頻信號；以及處理器，用于計算音頻段的模擬音頻信號的信號功率以及數(shù)字 音頻信號的信號功率，以及使用所述模擬音頻信號的信號功率與所 述數(shù)字音頻信號的信號功率的比率，生成表示所述模擬音頻信號與 所述數(shù)字音頻信號的電平校準(zhǔn)的信號。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17的設(shè)備，還包括用于根據(jù)所述表示電平校準(zhǔn)的信號表示對所述模擬音頻信號和/ 或所述數(shù)字音頻信號的電平進(jìn)行調(diào)節(jié)的處理器。
19. 根據(jù)權(quán)利要求17的設(shè)備，其中所述第一和第二濾波器具有約600Hz與約1600Hz之間的通帶。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種用于在混合無線電系統(tǒng)中對模擬音頻信號和數(shù)字音頻信號的時間校準(zhǔn)進(jìn)行檢測的方法。所述方法包括步驟對模擬音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的模擬音頻信號；對數(shù)字音頻信號進(jìn)行濾波，以生成濾波后的數(shù)字音頻信號；以及使用濾波后的模擬音頻信號和濾波后的數(shù)字音頻信號計算多個相關(guān)系數(shù)，其中相關(guān)系數(shù)表示模擬音頻信號與數(shù)字音頻信號之間的時間校準(zhǔn)。此外，還提供了用于執(zhí)行所述方法的設(shè)備。
文檔編號H04H20/30GK101167278SQ200680014072
公開日2008年4月23日 申請日期2006年3月1日 優(yōu)先權(quán)日2005年4月8日
發(fā)明者哈維·查默斯, 布賴恩·威廉姆·克羅格爾, 拉賽爾·揚努利 申請人:艾比奎蒂數(shù)字公司