專(zhuān)利名稱(chēng)：電力線通信系統(tǒng)的數(shù)字信號(hào)處理方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是一種用于在電力線中高速傳輸數(shù)據(jù)信號(hào)的方法，尤其是一種基于正交頻分復(fù)用(OFDM)的寬帶高速電力載波通信的方法，屬于有線通信的技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
目前的通信方式有無(wú)線信道通信和有線信道通信，電力線通信(Power LineCommunication)技術(shù)指的是建立在電力輸送網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)上的，實(shí)現(xiàn)電力線通信網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部的各個(gè)節(jié)點(diǎn)之間以及與其他通信網(wǎng)絡(luò)通信的系統(tǒng)。其歷史可追溯到20世紀(jì)20年代，那時(shí)電力線通信技術(shù)主要利用11kV以上的高壓進(jìn)行遠(yuǎn)距離信息傳輸，工作頻率為150kHz以下，后來(lái)該頻段成為歐洲電技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)化委員會(huì)電力線通信的正式頻段。在中高壓輸電網(wǎng)(35kV以上)上通過(guò)電力線載波機(jī)以低頻率(9～490kHz)以較低速率傳送遠(yuǎn)距離數(shù)據(jù)或話音，是電力線通信技術(shù)應(yīng)用的主要形式之一。在低壓(220V)領(lǐng)域，PLC技術(shù)開(kāi)始其傳輸速率一般為1200b/s或更低，稱(chēng)為低速PLC。近幾年國(guó)內(nèi)外開(kāi)展的利用低壓電力線傳輸速率在1Mb/s以上的電力線通信技術(shù)稱(chēng)之為高速PLC。PLC技術(shù)首先用于負(fù)荷控制、遠(yuǎn)程抄表和家居自動(dòng)化。
PLC技術(shù)用電力線作局域網(wǎng)總線有其顯著的優(yōu)點(diǎn)成本低、施工方便、一線兩用，價(jià)格低廉，延伸方便。電力線在家庭、公司及各種場(chǎng)所處處可達(dá)，比電纜和固定電話網(wǎng)絡(luò)更為廣泛。存在的最大問(wèn)題是電力線網(wǎng)絡(luò)是被設(shè)計(jì)用來(lái)輸電的，而非用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)的。因此，電力線是一個(gè)不可靠的傳輸信道，并且有很大的噪聲和衰減。由于現(xiàn)代數(shù)字通信技術(shù)的發(fā)展，各種先進(jìn)的調(diào)制解調(diào)技術(shù)(如OFDM)的引入以及現(xiàn)代DSP技術(shù)，使得電力線載波通信成為可能。
近年來(lái)，國(guó)內(nèi)外對(duì)于電力線通信和Internet互連技術(shù)的研究非?；钴S。從英國(guó)聯(lián)合電力公司的子公司Norweb通訊公司在1990年開(kāi)始對(duì)電力線載波通信進(jìn)行研究以來(lái)，許多國(guó)家的研究機(jī)構(gòu)開(kāi)展了高速電力線技術(shù)的研究和開(kāi)發(fā)，如中國(guó)的電力科學(xué)研究院，美國(guó)的Intellon，西班牙的DS2公司等，產(chǎn)品的傳輸速率也從1Mb/s發(fā)展到45Mb/s，目前高速PLC已經(jīng)達(dá)到200Mb/s。
隨著Internet技術(shù)的飛速發(fā)展，登錄上網(wǎng)的人數(shù)成倍增長(zhǎng)。然而，采用何種通信方式使用戶(hù)終端連接到最近的寬帶網(wǎng)絡(luò)連接設(shè)備，成為長(zhǎng)期困擾人們的難點(diǎn)之一，也是Internet普及的瓶頸之一，被業(yè)內(nèi)人士稱(chēng)為寬帶網(wǎng)絡(luò)接入的“最后l英里”問(wèn)題。利用四通八達(dá)、遍布城鄉(xiāng)、直達(dá)用戶(hù)的220V低壓電力線傳輸高速數(shù)據(jù)的PLC技術(shù)以其不用布線、覆蓋范圍廣、連接方便的顯著特點(diǎn)，被業(yè)內(nèi)人士認(rèn)為是提供“最后300m”解決方案最具競(jìng)爭(zhēng)力的技術(shù)之一。
高速PLC已可傳輸高達(dá)45Mb/s的數(shù)據(jù)，而且能同時(shí)傳輸數(shù)據(jù)、語(yǔ)音、視頻和電力，有可能帶來(lái)“四網(wǎng)合一”的新趨勢(shì)。
根據(jù)當(dāng)?shù)仉娋W(wǎng)的配置情況和各種Internet接入技術(shù)市場(chǎng)化程度的不同，當(dāng)前高速PLC技術(shù)主要有兩種發(fā)展模式其一為以美國(guó)為代表的家庭聯(lián)網(wǎng)模式。這種模式的PLC只提供家庭內(nèi)部聯(lián)網(wǎng)，戶(hù)外訪問(wèn)使用其它傳統(tǒng)的通信方式。這一方面是由于美國(guó)ADSL、HFC等技術(shù)和產(chǎn)品已經(jīng)比較成熟和普及，更重要的是由于美國(guó)的低壓配電變壓器一般為單相，平均只為5～6個(gè)用戶(hù)提供供電服務(wù)，推廣高速PLC接入技術(shù)成本過(guò)高的緣故。
另一種模式是面向歐洲和亞太市場(chǎng)的。因?yàn)檫@些地區(qū)的低壓配電網(wǎng)結(jié)構(gòu)比較類(lèi)似，一般為200～300個(gè)用戶(hù)提供供電服務(wù)，推廣高速PLC接入服務(wù)平均成本較低。該應(yīng)用模式提供自配電變壓器或樓邊至用戶(hù)家庭的全面PLC解決方案。由于室外產(chǎn)品同室內(nèi)產(chǎn)品的使用環(huán)境不同，技術(shù)上實(shí)現(xiàn)起來(lái)難度較大，因此能夠提供該種方案的公司數(shù)量較少，主要有西班牙DS2公司、瑞士Ascom公司、以色列Main.Net公司等。這幾家公司在歐洲的西班牙、德國(guó)、奧地利、法國(guó)和亞洲的韓國(guó)、新加坡、香港等國(guó)家和地區(qū)建有實(shí)驗(yàn)網(wǎng)絡(luò)。
電力線高速通信的國(guó)際組織主要有家庭插電聯(lián)盟HPA(HomePlug PowerlineAlliance)、電力線通信論壇PLC Forum、PALAS(Powerline as an AlternativeLocal AccesS)、以及日本的ECHONET。
由思科、英特爾、惠普、松下和夏普等13家公司組成的家庭插電聯(lián)盟成立于2000年4月，致力于創(chuàng)造共同的家用電力線網(wǎng)絡(luò)通信技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)。目前HPA已發(fā)展成為由90家公司組成的企業(yè)集團(tuán)，并選用美國(guó)Intellon公司的技術(shù)作為統(tǒng)一技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)的原型。2001年6月，HPA發(fā)布了其標(biāo)準(zhǔn)的第1個(gè)版本Home-PlugSpecfication 1.0，將數(shù)據(jù)傳輸速率定為14Mb/s，采用OFDM調(diào)制解調(diào)技術(shù)，MAC層協(xié)議為CSMA/CA。該標(biāo)準(zhǔn)定位于家庭內(nèi)部網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用，對(duì)戶(hù)外高速電力線接入較少涉及。
就是在這樣的國(guó)內(nèi)外背景下，本課題組工作人員對(duì)OFDM在低壓電力載波通信中的應(yīng)用進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)性地研究，并在測(cè)試和參考了一些電力線信道資料的情況下，確定了OFDM系統(tǒng)中的DSP的實(shí)現(xiàn)方法。本專(zhuān)利的內(nèi)容則主要是將課題組人員現(xiàn)已達(dá)到的研究成果加以整合并申請(qǐng)基于正交頻分復(fù)用的電力線通信系統(tǒng)的DSP的實(shí)現(xiàn)方法。
OFDM技術(shù)在電力線通信中的應(yīng)用逐步得到了國(guó)內(nèi)外同行的認(rèn)同，國(guó)外研制并推出了10Mbps甚至更高的通信模塊。由于國(guó)內(nèi)未掌握其核心技術(shù)，因此，積極開(kāi)展我國(guó)的電力載波通信核心技術(shù)研究是非常必要的。
該發(fā)明目標(biāo)在于推動(dòng)我國(guó)低壓電力線載波通信核心技術(shù)的發(fā)展，為我國(guó)電力線通信標(biāo)準(zhǔn)的指定提供決策依據(jù)，為研制適應(yīng)我國(guó)電網(wǎng)現(xiàn)狀的電力線通信系統(tǒng)提供關(guān)鍵技術(shù)和產(chǎn)品。

發(fā)明內(nèi)容
技術(shù)問(wèn)題本發(fā)明的目的是提供一種基于正交頻分復(fù)用的電力線通信系統(tǒng)的數(shù)字信號(hào)處理方法，該方法通信速率≥50Kbps；直接通信距離≥100米；并且實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的Internet的接入；為下一步設(shè)計(jì)通信速率為1-10Mbps的電力線載波通信系統(tǒng)做好基礎(chǔ)性工作。
技術(shù)方案本發(fā)明的方法采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)，利用電力線實(shí)現(xiàn)寬帶高速電力載波通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)的研究和開(kāi)發(fā)(基于正交頻分復(fù)用的電力線通信系統(tǒng)的DSP的實(shí)現(xiàn))。
該數(shù)字信號(hào)處理方法分發(fā)射端和接收端兩部分，其處理方法的步驟為發(fā)射端1)上位機(jī)產(chǎn)生數(shù)據(jù)流，同時(shí)按照系統(tǒng)的幀格式中數(shù)據(jù)段部分的要求發(fā)送。
2)積碼的DSP實(shí)現(xiàn)卷積碼是將發(fā)送的信息序列通過(guò)一個(gè)線性的，有限狀態(tài)的移位寄存器而產(chǎn)生的編碼，通常卷積碼的編碼器由K級(jí)，每級(jí)k比特的移位寄存器和n個(gè)線性代數(shù)函數(shù)發(fā)生器-模2加法器組成，需要編碼的二進(jìn)制數(shù)據(jù)串行輸入移位寄存器，每次移入k比特?cái)?shù)據(jù)，每個(gè)k比特的輸入序列對(duì)應(yīng)一個(gè)n比特的輸出序列，在信道編碼方案中，選用在工程中最常用的K＝7，k＝1，和n＝2Rc＝1/2的卷積碼，譯碼采用Viterbi算法，取δ＝40＞5K，硬判決，(7，1，2)卷積碼的生成多項(xiàng)式用八進(jìn)制數(shù)表示為POLYA＝133，POLYB＝171。
3)一般卷積碼剛開(kāi)始編碼的時(shí)候初始狀態(tài)都是0狀態(tài)，而在編碼快要結(jié)束的時(shí)候比特流的尾部會(huì)跟有填0的“Flushing”，以讓編碼狀態(tài)回歸到0，所以信息序列尾部必須人為地跟加上6bit的數(shù)據(jù)000000，以迫使編碼器在一幀數(shù)據(jù)的尾部回到0狀態(tài)，使得譯碼時(shí)最后一次回溯得到正確的譯碼結(jié)果。
4)交織交織的方式有塊交織和卷積交織兩種，系統(tǒng)中選用塊交織，塊交織的過(guò)程是m階交織器將編碼后的數(shù)據(jù)按行的方向排成m行n列的陣列形式，然后按列的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的交織。
5)16QAM映射使用多進(jìn)制調(diào)制中的16QAM調(diào)制，星座圖采用方型星座圖，相關(guān)參數(shù)為最小相位偏移θmin＝18°，最小歐氏距離dmin=0.63E0,]]>峰均值為γ＝1.8，E0為平均功率。
6)虛載波和共軛擴(kuò)展虛載波的添加在DSP中是通過(guò)一個(gè)載波映射圖來(lái)完成的，載波映射圖的數(shù)據(jù)只包括0和1，OFDM的頻帶被劃分為幾個(gè)子載波，載波映射圖中就有幾個(gè)0和1的數(shù)據(jù)，0表示相應(yīng)的子載波不用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)，1表示相應(yīng)的子載波用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)；在OFDM系統(tǒng)中一共使用了256個(gè)子載波，其中128個(gè)是虛載波，前面的112個(gè)和后面的16個(gè)都是虛載波，只有中間的128個(gè)子載波是用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)的 載波映射圖規(guī)則，運(yùn)用傅里葉變換，實(shí)信號(hào)傅里葉變換后的結(jié)果是幅度譜呈偶對(duì)稱(chēng)，相位譜呈奇對(duì)稱(chēng)，OFDM用IFFT來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)制也就是把頻域信號(hào)轉(zhuǎn)換為時(shí)域信號(hào)，將頻域信號(hào)的幅度譜安排為偶對(duì)稱(chēng)，相位譜安排為奇對(duì)稱(chēng)，則變換出來(lái)的時(shí)域信號(hào)必然為實(shí)信號(hào)，可以不用經(jīng)過(guò)載波調(diào)制就能將數(shù)據(jù)靠單路D/A發(fā)送出去，并且不會(huì)改變信號(hào)的頻譜；如果OFDM采用I、Q路的方式，則必須加上載波調(diào)制才能將數(shù)據(jù)發(fā)送出去，共軛擴(kuò)展就是有意識(shí)地將頻域補(bǔ)為符合實(shí)信號(hào)特點(diǎn)的頻域。
7)虛載波和共軛擴(kuò)展共同作用的結(jié)果是OFDM系統(tǒng)以單路發(fā)送信號(hào)，如果發(fā)送信號(hào)的基帶頻譜寬度為W，則在虛載波的作用下實(shí)際發(fā)送信號(hào)占用的頻譜為 DSP中虛載波和共軛擴(kuò)展的實(shí)現(xiàn)都是對(duì)存儲(chǔ)器內(nèi)容進(jìn)行修改或者重新排序來(lái)實(shí)現(xiàn)的。
8)IFFT在DSP中的實(shí)現(xiàn)在IFFT中，采用了TI基于基4和基2的IFFT算法，減少了復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)，在定點(diǎn)DSP芯片中，應(yīng)用右移一位的方法來(lái)完成1/N的運(yùn)算，并且防止運(yùn)算過(guò)程中的溢出。
9)D/A數(shù)據(jù)調(diào)整在進(jìn)行數(shù)據(jù)打包之前，將原始數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為適合D/A發(fā)送的數(shù)據(jù)。
接收端10)信號(hào)經(jīng)由信道的傳輸在接收端首先通過(guò)耦合器，然后進(jìn)行載波搬移，這個(gè)是和發(fā)送端相對(duì)應(yīng)的一個(gè)將信號(hào)下變頻過(guò)程。
11)在信號(hào)作完下變頻以后，經(jīng)過(guò)A/D采樣將模擬信號(hào)變?yōu)閿?shù)字信號(hào)。
12)同步模塊同步分為四步，符號(hào)粗同步，小數(shù)頻率估計(jì)和糾正，整數(shù)頻率估計(jì)和糾正以及精細(xì)同步；整個(gè)這個(gè)同步過(guò)程需要很好的控制時(shí)鐘，在完成以上的同步過(guò)程后進(jìn)行相位的估計(jì)和糾正，和最佳采樣點(diǎn)判別；在完成同步以后對(duì)信號(hào)的幀進(jìn)行處理，丟棄信號(hào)幀中的循環(huán)前綴和同步頭，直接將數(shù)據(jù)幀中的數(shù)據(jù)段交給后面的處理單元。
13)采用模塊同步的方法，即采樣進(jìn)來(lái)一定數(shù)量的數(shù)據(jù)以后DSP才觸發(fā)同步模塊進(jìn)行同步，每128點(diǎn)數(shù)據(jù)觸發(fā)一次同步模塊，這樣就降低了保存現(xiàn)場(chǎng)和上下文切換所消耗的指令，提高了程序運(yùn)行的效率。
14)粗同步在接收端，當(dāng)接收機(jī)發(fā)現(xiàn)M(n)的輸出值在一段時(shí)間內(nèi)保持大于某個(gè)門(mén)限時(shí)，則認(rèn)為幀頭被正確捕獲，精度方面的處理我們所選用的DSP是C54X系列的，為16bit的定點(diǎn)DSP。
15)細(xì)同步由于幀頭捕獲算法得到的幀頭定位只落入幀頭相關(guān)函數(shù)的平原區(qū)，因此幀頭位置有一定的模糊性，采用的精細(xì)定時(shí)是基于IEEE 802.11a中用雙相關(guān)來(lái)精細(xì)同步的思想，即讓接收序列與本地的參考序列作復(fù)相關(guān)，就能獲得突出而且尖銳的相關(guān)峰，檢測(cè)是否有周期噪聲產(chǎn)生的偽幀頭捕獲，從而提高同步的準(zhǔn)確性。
16)存儲(chǔ)量和精度處理細(xì)同步在進(jìn)行運(yùn)算的時(shí)候需要2個(gè)128字節(jié)的DSP存儲(chǔ)器模塊，外加1個(gè)A/D數(shù)據(jù)寫(xiě)入模塊一共需要3個(gè)存儲(chǔ)模塊，在精度處理方面和粗同步是一樣的。
17)FFT模塊實(shí)現(xiàn)FFT運(yùn)用在接收端，因?yàn)榻邮斩私邮盏降臄?shù)據(jù)都是實(shí)數(shù)，所以采用了一定的方法使實(shí)數(shù)FFT變?yōu)閺?fù)數(shù)FFT進(jìn)行運(yùn)算，節(jié)約了原來(lái)近一半的計(jì)算量，一并完成了解共軛擴(kuò)展。
18)去擴(kuò)展，載波逆映射，將頻譜下變頻變換為基帶信號(hào)。
19)數(shù)據(jù)反調(diào)整，反16QAM映射，反交織，在接收端，反交織器將解調(diào)后的數(shù)據(jù)按列的方向排成m行n列的陣列形式，然后按行的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的反交織。
20)Viterbi譯碼的實(shí)現(xiàn)蝶型圖是Viterbi算法實(shí)現(xiàn)的核心，蝶型圖的處理決定了Viterbi算法的效率，在DSP中實(shí)現(xiàn)Viterbi，利用產(chǎn)生快表的方法提高計(jì)算分支度量的速度；利用C54X DSP循環(huán)尋址的功能，使Metrix和Transition_matrix都限制在128字節(jié)的Circular Buffer里面，最大可能的節(jié)約和利用了存儲(chǔ)器，利用了DSP對(duì)Viterbi算法的硬件支持，比如累加器的雙16位運(yùn)算能力；專(zhuān)門(mén)為Viterbi算法設(shè)計(jì)的比較、選擇和存儲(chǔ)單元，使用這些專(zhuān)門(mén)的硬件支持加速解碼的速度。
21)在譯碼完成以后，就利用接收終端的通信串口來(lái)接收數(shù)據(jù)。
有益效果本發(fā)明是基于正交頻分復(fù)用的電力線通信系統(tǒng)的DSP的實(shí)現(xiàn)，采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)，利用電力線實(shí)現(xiàn)寬帶高速電力載波通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)的研究和開(kāi)發(fā)。OFDM技術(shù)在電力線通信中的應(yīng)用逐步得到了國(guó)內(nèi)外同行的認(rèn)同，國(guó)外研制并推出了10Mbps甚至更高的通信模塊。由于國(guó)內(nèi)未掌握其核心技術(shù)，因此，積極開(kāi)展我國(guó)的電力載波通信核心技術(shù)研究是非常必要的。
該發(fā)明目標(biāo)在于推動(dòng)我國(guó)低壓電力線載波通信核心技術(shù)的發(fā)展，為電力線通信標(biāo)準(zhǔn)的指定提供決策依據(jù)，為研制適應(yīng)我國(guó)電網(wǎng)現(xiàn)狀的電力線通信系統(tǒng)提供關(guān)鍵技術(shù)和產(chǎn)品。
設(shè)計(jì)了DSP實(shí)現(xiàn)的硬件電路；用軟件算法在DSP平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)了OFDM通信系統(tǒng)(包括FFT/IFFT、QAM映射、卷積編碼、Viterbi譯碼等模塊)；成功地實(shí)現(xiàn)了50kbps的數(shù)據(jù)傳輸；由于DSP芯片處理能力的限制，采用的同步算法相對(duì)簡(jiǎn)單(后期可完善)。
本發(fā)明在前期工作人員研究的基礎(chǔ)上進(jìn)行了對(duì)OFDM系統(tǒng)完善和實(shí)現(xiàn)的工作。硬件設(shè)計(jì)方面，一起完成了基于DSP的OFDM系統(tǒng)，為OFDM系統(tǒng)的發(fā)送和接收端提供了穩(wěn)定的DSP平臺(tái)。軟件設(shè)計(jì)方面，采用了TI近年來(lái)才推出的準(zhǔn)RTOS(DSP/BIOS)，運(yùn)用了基于多線程的設(shè)計(jì)思想，成功設(shè)計(jì)了OFDM發(fā)送端和接收端的軟件，為實(shí)用化邁出了具有意義的一步。


圖1是本發(fā)明的系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖，圖2是本發(fā)明的交織原理圖，圖3是本發(fā)明的同步的實(shí)現(xiàn)流程圖，圖4是本發(fā)明的電力通信系統(tǒng)的流程圖，圖5是本發(fā)明的Viterbi譯碼流程圖，圖6是K＝7，k＝1，和n＝2(Rc＝1/2)的卷積碼編碼方式圖，圖7是小數(shù)頻偏估計(jì)與糾正的流程圖，圖8是整數(shù)頻偏估計(jì)與糾正的流程圖，圖9是精細(xì)幀同步處理流程圖，圖10是最佳采樣點(diǎn)判別流程圖。
具體實(shí)施例方式
系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)OFDM基本參數(shù)設(shè)計(jì)帶寬B＝200kHz使用頻段DSP實(shí)現(xiàn)方案200～400kHz子信道數(shù)N＝128循環(huán)前綴CP＝32子信道映射模式選擇 16QAM 4bit/子信道DQPSK 2bit/子信道傳輸方式實(shí)現(xiàn)DSP方案基帶共軛擴(kuò)展 通信距離100m~1000m左右 誤碼率控制在10e-7~10e-9左右碼元長(zhǎng)度T＝N×1/B＝640us保護(hù)時(shí)間間隔Δ＝160us子信道間隔Δf＝1/T＝1.5625kHz實(shí)際傳輸碼元長(zhǎng)度Ts＝T+Δ＝800us
實(shí)際的符號(hào)率fs＝1/Ts＝1/800us＝1.25kbaud總的比特速率DSP1.25kbaud×128×4bit/symbol＝640kps項(xiàng)目所需主要器件DSPTMS320C5416SRAMIS61LV25616FLASHSST39VF400CPLDEPM7128A/DAD7492ARD/AAD9762AR系統(tǒng)的理論研究和仿真在Matlab平臺(tái)下完成系統(tǒng)功能的仿真；在SIMULINK平臺(tái)下完成系統(tǒng)動(dòng)態(tài)仿真，驗(yàn)證了系統(tǒng)的實(shí)時(shí)通信性能；用標(biāo)準(zhǔn)C實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的算法；用OPNET對(duì)數(shù)據(jù)傳輸協(xié)議進(jìn)行了仿真。
本發(fā)明是基于正交頻分復(fù)用的電力線通信系統(tǒng)的DSP的實(shí)現(xiàn)，采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)，利用電力線實(shí)現(xiàn)寬帶高速電力載波通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)的研究和開(kāi)發(fā)。OFDM技術(shù)在電力線通信中的應(yīng)用逐步得到了國(guó)內(nèi)外同行的認(rèn)同，國(guó)外研制并推出了10Mbps甚至更高的通信模塊。由于國(guó)內(nèi)未掌握其核心技術(shù)，因此，積極開(kāi)展我國(guó)的電力載波通信核心技術(shù)研究是非常必要的。
該發(fā)明目標(biāo)在于推動(dòng)我國(guó)低壓電力線載波通信核心技術(shù)的發(fā)展，為我國(guó)電力線通信標(biāo)準(zhǔn)的指定提供決策依據(jù)，為研制適應(yīng)我國(guó)電網(wǎng)現(xiàn)狀的電力線通信系統(tǒng)提供關(guān)鍵技術(shù)和產(chǎn)品。
設(shè)計(jì)了DSP實(shí)現(xiàn)的硬件電路；用軟件算法在DSP平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)了OFDM通信系統(tǒng)(包括FFT/IFFT、QAM映射、卷積編碼、Viterbi譯碼等模塊)；成功地實(shí)現(xiàn)了50kbps的數(shù)據(jù)傳輸；由于DSP芯片處理能力的限制，采用的同步算法相對(duì)簡(jiǎn)單(后期可完善)。
本發(fā)明在前期工作人員研究的基礎(chǔ)上進(jìn)行了對(duì)OFDM系統(tǒng)完善和實(shí)現(xiàn)的工作。硬件設(shè)計(jì)方面，一起完成了基于DSP的OFDM系統(tǒng)，為OFDM系統(tǒng)的發(fā)送和接收端提供了穩(wěn)定的DSP平臺(tái)。軟件設(shè)計(jì)方面，采用了TI近年來(lái)才推出的準(zhǔn)RTOS(DSP/BIOS)，運(yùn)用了基于多線程的設(shè)計(jì)思想，成功設(shè)計(jì)了OFDM發(fā)送端和接收端的軟件，為實(shí)用化邁出了具有意義的一步。
1971年，S.B.Weinstein和P.M.Ebert指出多路正交載波的調(diào)制解調(diào)可以利用DFT/IDFT來(lái)快速實(shí)現(xiàn)，為OFDM技術(shù)的廣泛應(yīng)用邁出了堅(jiān)實(shí)的一步，OFDM中的循環(huán)前綴有效地消除了ISI和ICI。
DSP平臺(tái)在提出用IFFT/FFT實(shí)現(xiàn)OFDM調(diào)制解調(diào)后，DSP上實(shí)現(xiàn)OFDM就變的切實(shí)可行了。系統(tǒng)中選擇了TI C5000系列中的C5416 DSP來(lái)實(shí)現(xiàn)。
DSP軟件設(shè)計(jì)環(huán)境CCS1999年，TI革命性地推出了DSP軟件集成開(kāi)發(fā)環(huán)境Code Composer Studio(簡(jiǎn)稱(chēng)CCS)。
DSP/BIOSDSP/BIOS實(shí)時(shí)內(nèi)核是TI近年來(lái)推出的準(zhǔn)RTOS，它的目的是幫助開(kāi)發(fā)人員建立DSP應(yīng)用程序并管理DSP片上資源。
1.直接由匯編語(yǔ)言編寫(xiě)，保證了DSP/BIOS的高效率；2.支持基于線程的DSP程序設(shè)計(jì)，使得多任務(wù)嵌入式開(kāi)發(fā)變得相對(duì)簡(jiǎn)單；3.DSP/BIOS具有靈活的可裁減性，在高效率的基礎(chǔ)上使得其最小占有空間僅為1K字節(jié)；4.為開(kāi)發(fā)人員提供了DSP底層硬件操作的統(tǒng)一界面，可以使開(kāi)發(fā)人員省去很多因?yàn)榫唧w芯片型號(hào)的不同而引起的問(wèn)題，將精力集中在應(yīng)用的實(shí)現(xiàn)上。
系統(tǒng)的主要實(shí)現(xiàn)流程在圖1中給出了，下面具體介紹一下系統(tǒng)的整個(gè)工作過(guò)程和執(zhí)行的步驟由上位機(jī)產(chǎn)生數(shù)據(jù)流，同時(shí)按照我們系統(tǒng)的幀格式中數(shù)據(jù)段部分的要求發(fā)送。
卷積碼的DSP實(shí)現(xiàn)，卷積碼是將發(fā)送的信息序列通過(guò)一個(gè)線性的，有限狀態(tài)的移位寄存器而產(chǎn)生的編碼。通常卷積碼的編碼器由K級(jí)(每級(jí)k比特)的移位寄存器和n個(gè)線性代數(shù)函數(shù)發(fā)生器(這里是模2加法器)組成，如圖6。需要編碼的二進(jìn)制數(shù)據(jù)串行輸入移位寄存器，每次移入k比特?cái)?shù)據(jù)。每個(gè)k比特的輸入序列對(duì)應(yīng)一個(gè)n比特的輸出序列。因此卷積碼的編碼效率定義為Rc＝k/n。參數(shù)K被稱(chēng)作卷積碼的約束長(zhǎng)度，它表示當(dāng)前的n比特輸出序列與多少個(gè)k比特輸入序列有關(guān)系，同時(shí)也是一個(gè)決定編碼復(fù)雜程度的重要參數(shù)。
在我們的信道編碼方案中，選用了在工程中最常用的K＝7，k＝1，和n＝2(Rc＝1/2)的卷積碼。譯碼采用Viterbi算法，取δ＝40＞5K，硬判決。(7，1，2)卷積碼的生成多項(xiàng)式用八進(jìn)制數(shù)表示為POLYA＝133，POLYB＝171。
實(shí)際上我們?cè)谶M(jìn)行卷積編碼的時(shí)候就等效于給編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行了一次交織，這個(gè)問(wèn)題在解碼前進(jìn)行一次反交織就可以得到解決。需要注意的一點(diǎn)是一般卷積碼剛開(kāi)始編碼的時(shí)候初始狀態(tài)都是0狀態(tài)，而在編碼快要結(jié)束的時(shí)候比特流的尾部會(huì)跟有填0的“Flushing”，以讓編碼狀態(tài)回歸到0。所以我們的信息序列尾部必須人為地跟加上6bit的數(shù)據(jù)000000，以迫使編碼器在一幀數(shù)據(jù)的尾部回到0狀態(tài)，使得譯碼時(shí)最后一次回溯得到正確的譯碼結(jié)果。
交織交織的方式有兩種塊交織(Block Interleaving)和卷積交織(Convolutional Interleaving)，系統(tǒng)中我們選用了塊交織。塊交織的過(guò)程是m階交織器將編碼后的數(shù)據(jù)按行的方向排成m行n列的陣列形式，然后按列的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的交織。(如圖2交織原理圖)，在接收端，解交織器將解調(diào)后的數(shù)據(jù)按列的方向排成m行n列的陣列形式，然后按行的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的解交織。在DSP中交織只是把數(shù)據(jù)的存放順序變一下，實(shí)現(xiàn)比較簡(jiǎn)單。
16QAM映射在實(shí)際應(yīng)用中，我們常常用一種稱(chēng)為多進(jìn)制(如4進(jìn)制，8進(jìn)制，16進(jìn)制等)的基帶信號(hào)。多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制載波參數(shù)有M種不同的取值，多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制比二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制有兩個(gè)突出的優(yōu)點(diǎn)一是有于多進(jìn)制數(shù)字信號(hào)含有更多的信息使頻帶利用率更高；二是在相同的信息速率下持續(xù)時(shí)間長(zhǎng)，可以提高碼元的能量，從而減小由于信道特性引起的碼間干擾。我們使用了多進(jìn)制調(diào)制中的16QAM調(diào)制，星座圖采用了方型星座圖，相關(guān)參數(shù)為最小相位偏移θmin＝18°，最小歐氏距離dmin=0.63E0,]]>峰均值為γ＝1.8，E0為平均功率。
虛載波和共軛擴(kuò)展虛載波的添加在DSP中是通過(guò)一個(gè)載波映射圖來(lái)完成的，載波映射圖的數(shù)據(jù)只包括0和1，OFDM的頻帶被劃分為幾個(gè)子載波，載波映射圖中就有幾個(gè)0和1的數(shù)據(jù)。0表示相應(yīng)的子載波不用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)(也就是添0處理)，1表示相應(yīng)的子載波用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)。在我們的OFDM系統(tǒng)中一共使用了256個(gè)子載波，其中128個(gè)是虛載波，前面的112個(gè)和后面的16個(gè)都是虛載波，只有中間的128個(gè)子載波是用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)的。
載波映射圖規(guī)則共軛擴(kuò)展的實(shí)質(zhì)是運(yùn)用了傅里葉變換的特性。我們知道實(shí)信號(hào)傅里葉變換后的結(jié)果是幅度譜呈偶對(duì)稱(chēng)，相位譜呈奇對(duì)稱(chēng)，這是實(shí)信號(hào)所特別具有的。OFDM用IFFT來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)制也就是把頻域信號(hào)轉(zhuǎn)換為時(shí)域信號(hào)，如果我們有意地將頻域信號(hào)的幅度譜安排為偶對(duì)稱(chēng)，相位譜安排為奇對(duì)稱(chēng)，則變換出來(lái)的時(shí)域信號(hào)必然為實(shí)信號(hào)。這樣我們就可以不用經(jīng)過(guò)載波調(diào)制就能將數(shù)據(jù)靠單路D/A發(fā)送出去，并且不會(huì)改變信號(hào)的頻譜。如果OFDM采用I、Q路的方式，則必須加上載波調(diào)制才能將數(shù)據(jù)發(fā)送出去。所以共軛擴(kuò)展就是有意識(shí)地將頻域補(bǔ)為符合實(shí)信號(hào)特點(diǎn)的頻域。
虛載波和共軛擴(kuò)展共同作用的結(jié)果是OFDM系統(tǒng)以單路發(fā)送信號(hào)，如果發(fā)送信號(hào)的基帶頻譜寬度為W，則在虛載波的作用下實(shí)際發(fā)送信號(hào)占用的頻譜為 DSP中虛載波和共軛擴(kuò)展的實(shí)現(xiàn)都是對(duì)存儲(chǔ)器內(nèi)容進(jìn)行修改或者重新排序來(lái)實(shí)現(xiàn)的。
IFFT在DSP中的實(shí)現(xiàn)在IFFT中，采用了TI基于基4和基2的IFFT算法，這樣做的好處是減少了復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)，還有一個(gè)很好的特點(diǎn)就是在定點(diǎn)DSP芯片中，可以非常簡(jiǎn)單的應(yīng)用右移一位的方法來(lái)完成1/N的運(yùn)算，并且防止了運(yùn)算過(guò)程中的溢出。
D/A數(shù)據(jù)調(diào)整在進(jìn)行數(shù)據(jù)打包之前還有一項(xiàng)工作必須做，就是原始數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為適合D/A發(fā)送的數(shù)據(jù)。
接收端信號(hào)經(jīng)由信道的傳輸在接收端首先通過(guò)耦合器，然后進(jìn)行載波搬移這個(gè)是和發(fā)送端相對(duì)應(yīng)的一個(gè)將信號(hào)下變頻過(guò)程。在信號(hào)作完下變頻以后，經(jīng)過(guò)A/D采樣將模擬信號(hào)變?yōu)閿?shù)字信號(hào)。
同步模塊系統(tǒng)的同步主要分為粗幀同步，小數(shù)頻偏估計(jì)與糾正，整數(shù)頻偏估計(jì)與糾正，精細(xì)幀同步，最佳采樣點(diǎn)判別，載波相位估計(jì)等，具體的流程見(jiàn)附圖中的圖3。
OFDM系統(tǒng)中同步是非常關(guān)鍵的技術(shù)，但由于時(shí)間原因和原先提出的同步算法實(shí)現(xiàn)起來(lái)有困難，所以我們?cè)谙到y(tǒng)中只用了簡(jiǎn)單的能量相關(guān)同步的方法，就OFDM同步來(lái)講我們還有很多工作需要去做。我們的同步分為四步，符號(hào)粗同步，小數(shù)頻率估計(jì)和糾正，整數(shù)頻率估計(jì)和糾正以及精細(xì)同步，整個(gè)這個(gè)同步過(guò)程需要很好的控制時(shí)鐘，在完成以上的同步過(guò)程后我們進(jìn)行相位的估計(jì)和糾正，和最佳采樣點(diǎn)判別。在完成同步以后我們對(duì)信號(hào)的幀進(jìn)行處理，我們丟棄信號(hào)幀中的循環(huán)前綴和同步頭，直接將數(shù)據(jù)幀中的數(shù)據(jù)段交給后面的處理單元。
我們采用了模塊同步的方法，即采樣進(jìn)來(lái)一定數(shù)量的數(shù)據(jù)以后DSP才觸發(fā)同步模塊進(jìn)行同步，如我們是每128點(diǎn)數(shù)據(jù)觸發(fā)一次同步模塊，這樣就降低了保存現(xiàn)場(chǎng)和上下文切換所消耗的指令，提高了程序運(yùn)行的效率。
粗同步在接收端，當(dāng)接收機(jī)發(fā)現(xiàn)M(n)的輸出值在一段時(shí)間內(nèi)保持大于某個(gè)門(mén)限時(shí)，則認(rèn)為幀頭被正確捕獲。雖然從某種角度來(lái)說(shuō)，這個(gè)幀頭捕獲函數(shù)具有一定的模糊性，但是它實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可以最快得捕捉幀頭，而隨后還有細(xì)同步模塊來(lái)給出精確的定時(shí)位置。精度方面的處理我們所選用的DSP是C54X系列的，為16bit的定點(diǎn)DSP。
粗同步實(shí)現(xiàn)方法粗幀同步實(shí)現(xiàn)利用公式M(n)=|p(n)|2|R0(n)|•|RN(N)|]]>因?yàn)镻(n)=Σi=0N-1r(n+i)·r*(n+N+i)]]>P(n-1)=Σi=0N-1r(n+i-1)·r*(n+N+i-1)]]>可以得到P(n)＝P(n-1)+r(n+N-1)·r*(n+2N-1)-r(n-1)·r*(n+N-1)這樣在每有新的采樣數(shù)據(jù)輸入時(shí)根據(jù)上式可以只需進(jìn)行2次乘法運(yùn)算即可得到相應(yīng)的P(n)。同樣R0(n)和RN(n)也可以進(jìn)行相應(yīng)的快速計(jì)算，提高粗幀同步的運(yùn)算速度。
R0(n)=Σi=0N-1|r(n+i)|2R0(n-1)+(n+N-1)|2|r(n-1)|2]]>RN(n)=Σi=0N-1|r(n+N+i)|2=RN(n-1)+|r(n+2N-1)|2-|r(n+N-1)|2]]>由上可得同步模塊的流程
1)在系統(tǒng)上電或者系統(tǒng)復(fù)位的情況下，給P(n)、R0(n)和RN(n)賦零初值。
2)在未檢測(cè)到粗幀的情況下，每間隔8個(gè)采樣點(diǎn)同步控制模塊發(fā)送給粗幀同步模塊請(qǐng)求信息和數(shù)據(jù)，粗幀同步接收信息以及相應(yīng)的數(shù)據(jù)計(jì)算出P(n)、R0(n)和RN(n)。
3)根據(jù)設(shè)定的門(mén)限，因?yàn)閿?shù)字電路實(shí)現(xiàn)的除法操作較為復(fù)雜需要消耗大量資源，將門(mén)限轉(zhuǎn)化為分?jǐn)?shù)形式 判斷M1=a·|R0(n)|·|RN(n)|與M2=b·|P(n)|2的大小。當(dāng)M2>M1時(shí)，將用于記錄M(n)超過(guò)預(yù)設(shè)門(mén)限次數(shù)的計(jì)數(shù)器加1，否則將此計(jì)數(shù)器置零，以保證信號(hào)是連續(xù)的超過(guò)預(yù)設(shè)的門(mén)限。
4)當(dāng)計(jì)數(shù)器數(shù)值大于一指定值時(shí)，認(rèn)為此時(shí)已經(jīng)檢測(cè)到粗幀，發(fā)送標(biāo)志信息到同步控制模塊。同步控制模塊接收到此信息時(shí)即將粗幀同步子模塊掛起，同時(shí)將P(n)數(shù)據(jù)鎖存用于小數(shù)頻偏估計(jì)。
小數(shù)頻偏估計(jì)和糾正的實(shí)現(xiàn)方法小數(shù)頻偏估計(jì)是在粗幀檢測(cè)到信號(hào)發(fā)出標(biāo)志信息以后進(jìn)行的，由同步模塊控制端控制進(jìn)行的。同步控制模塊在收到粗幀同步檢測(cè)到有效幀的標(biāo)志位后，使能小數(shù)頻偏估計(jì)模塊，同時(shí)將粗幀同步中得到的數(shù)據(jù)P(n)發(fā)給小數(shù)頻偏估計(jì)模塊。小數(shù)頻偏估計(jì)采用前述估計(jì)公式ϵ^=-12π∠P(n).]]>在計(jì)算小數(shù)頻偏時(shí)采樣將圓周等分50份，將各個(gè)角度的正余弦值與P(n)比較取最接近者作為P(n)的相位。
小數(shù)頻偏估計(jì)完成以后需要對(duì)數(shù)據(jù)的小數(shù)頻偏進(jìn)行糾正。糾正的過(guò)程采用開(kāi)環(huán)方法，通過(guò)設(shè)計(jì)一個(gè)DDS頻率源，在FPGA內(nèi)將數(shù)據(jù)與對(duì)應(yīng)的頻率相乘達(dá)到補(bǔ)償小數(shù)頻偏的目的。
r′(n)=s(n)ej2πnϵ/N·e-j2π(n+n0)ϵ/N=s(n)e-j2πn0ϵ/N]]>上式表明通過(guò)使用內(nèi)建數(shù)字頻率源可以補(bǔ)償小數(shù)頻偏，但是因?yàn)椴⒉恢来_切的起始點(diǎn)，在數(shù)據(jù)糾正時(shí)假設(shè)起始點(diǎn)是粗幀同步得到的起始位置，這就導(dǎo)致存在e-j2πn0ε/N的相位誤差。這種相位誤差對(duì)系統(tǒng)的影響等同于兩地載波的相位差?？梢院洼d波相位誤差綜合在一起糾正。
小數(shù)頻偏估計(jì)與糾正實(shí)現(xiàn)的流程圖如圖7所示，在估計(jì)的過(guò)程中我們需要求得P(n)的角度，我們利用了查表法和Cordic核來(lái)求去角度的兩種方法整數(shù)頻偏估計(jì)和糾正的實(shí)現(xiàn)方法
整數(shù)頻偏的估計(jì)需要使用序列的頻域信息。首先需要將粗幀同步確定的起點(diǎn)后的64個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行fft變換，這部分電路可以調(diào)用OFDM信號(hào)的解調(diào)的模塊，需要完成的主要是接口問(wèn)題。在得到數(shù)據(jù)的頻域序列后，將數(shù)據(jù)送入整數(shù)頻偏估計(jì)單元進(jìn)行估計(jì)，所采用下面的估計(jì)公式C(d)=|P(d)|2E02·E12]]>P(d)=Σk=0N-1|Rk|·(2|Sk(d)|-1)]]>E0=Σk=0N-1|Rk|2]]>E1=Σk=0N-1|Sk|2]]>整數(shù)頻偏估計(jì)與糾正實(shí)現(xiàn)的流程圖如圖8所示。
整數(shù)頻偏估計(jì)模塊首先接收數(shù)據(jù)的頻域序列，利用本地序列與整數(shù)頻偏估計(jì)模塊計(jì)算相關(guān)能量，然后對(duì)本地序列做循環(huán)移位，再與數(shù)據(jù)頻域序列求相關(guān)能量直到循環(huán)移位到原始本地序列。在這個(gè)過(guò)程中得到的最大相關(guān)能量的最大值點(diǎn)就是所對(duì)應(yīng)的整數(shù)頻率偏移量，第32次循環(huán)以后所對(duì)應(yīng)的偏移量為負(fù)的歸一化頻偏 在數(shù)據(jù)糾正時(shí)，同樣使用數(shù)字頻率源信號(hào)，原理與小數(shù)頻偏糾正相同。
細(xì)同步由于幀頭捕獲算法得到的幀頭定位只落入幀頭相關(guān)函數(shù)的平原區(qū)，因此幀頭位置有一定的模糊性，本系統(tǒng)采用的精細(xì)定時(shí)是基于IEEE 802.11a中用雙相關(guān)來(lái)精細(xì)同步的思想，即讓接收序列與本地的參考序列作復(fù)相關(guān)，就能獲得突出而且尖銳的相關(guān)峰，這樣做的另一個(gè)好處是檢測(cè)是否有周期噪聲產(chǎn)生的偽幀頭捕獲，從而提高同步的準(zhǔn)確性。存儲(chǔ)量和精度處理細(xì)同步在進(jìn)行運(yùn)算的時(shí)候需要2個(gè)128字節(jié)的DSP存儲(chǔ)器模塊，外加1個(gè)A/D數(shù)據(jù)寫(xiě)入模塊一共需要3個(gè)存儲(chǔ)模塊，所以粗同步中4個(gè)模塊的存儲(chǔ)空間已經(jīng)能夠滿足細(xì)同步的要求。在精度處理方面和粗同步是一樣的。精細(xì)幀同步使用的歸一化相關(guān)函數(shù)如下M(n)=|P(n)|2E(n).Es]]>其中P(n)=Σk=0N-1r(n+k)·sk*,]]>為接收信號(hào)和本地參考序列的相關(guān)能量，E(n)=Σk=0N-1|r(n+k)|2,]]>為接收信號(hào)在相關(guān)窗內(nèi)的能量，因?yàn)榧m正頻率偏差影響的只是信號(hào)的相位這樣，E(n)可以使用在粗幀同步過(guò)程中計(jì)算得到的R0(n)序列代替。以減少系統(tǒng)消耗。Es=Σk=0N-1|Sk|2,]]>為參考序列的能量是一個(gè)常量。所以在精細(xì)幀同步階段主要的任務(wù)是有兩個(gè)，一是P(n)的計(jì)算，二是尋找M(n)的最大值。
精細(xì)幀同步處理實(shí)現(xiàn)的流程圖如圖9所示。
精細(xì)幀同步處理流程為1)從粗幀同步定義的起點(diǎn)開(kāi)始，同步控制模塊將隨后的64個(gè)數(shù)據(jù)，以及這64個(gè)數(shù)據(jù)由粗幀同步過(guò)程計(jì)算得到的能量值E(n)發(fā)給精細(xì)幀同步處理模塊；2)精細(xì)幀同步在初始化的時(shí)候設(shè)定一個(gè)較低的門(mén)限。在精細(xì)幀同步中將接收到的64個(gè)數(shù)據(jù)與本地參考序列求相關(guān)能量。分別計(jì)算M(n)的分子和分母，然后利用交叉相乘法(避開(kāi)除法運(yùn)算)比較M(n)與預(yù)設(shè)門(mén)限的大小。當(dāng)M(n)大于預(yù)設(shè)的門(mén)限值時(shí)，將預(yù)設(shè)門(mén)限的分子分母用M(n)的分子分母代替，用于后續(xù)的比較，同時(shí)存儲(chǔ)相應(yīng)的位置信息；3)在一段64點(diǎn)數(shù)據(jù)傳輸結(jié)束以后，同步控制模塊預(yù)留一定的時(shí)間余量用于精細(xì)幀同步模塊進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。然后，將粗幀同步定義的起始點(diǎn)后移，重新進(jìn)行1，2兩步驟，直到移動(dòng)到粗幀同步起始點(diǎn)的后64位，以保證在信息序列中包含有同步訓(xùn)練序列的第一段sync符號(hào)；4)此時(shí)，精細(xì)幀同步模塊輸出的位置信息，即為所求的M(n)最大的位置。
最佳采樣點(diǎn)判別的實(shí)現(xiàn)方式為了解決最佳采樣點(diǎn)定時(shí)偏差，OFDM系統(tǒng)采用了過(guò)采樣技術(shù)。前面所討論的內(nèi)容中，采樣點(diǎn)是指在8倍采樣率的情況下，每8個(gè)點(diǎn)選取其中的第一個(gè)點(diǎn)組成的采樣點(diǎn)序列。在進(jìn)行頻偏糾正時(shí)，除需對(duì)所使用采樣點(diǎn)序列進(jìn)行糾正外，還需要對(duì)其余的采樣點(diǎn)序列進(jìn)行同樣的數(shù)據(jù)糾正。
在精細(xì)幀同步得到較為精確的幀起始點(diǎn)的情況下，使用公式M(n)=|Σk=0N-1r(n+k)·sk*|2]]>其中r(n+k)為過(guò)采樣的數(shù)據(jù)，按照順序分成8組，Sk為本地訓(xùn)練序列。在確定精細(xì)幀同步位置后。對(duì)8組采樣數(shù)據(jù)以精細(xì)幀定位位置為起點(diǎn)，分別計(jì)算公式(3.24)，然后以精細(xì)幀定位位置前一個(gè)點(diǎn)為起點(diǎn)，分別計(jì)算公式(3.24)。在計(jì)算完成以后得到的M(n)最大值以及相應(yīng)的采樣點(diǎn)可以近似認(rèn)為是最佳采樣點(diǎn)。
FFT模塊實(shí)現(xiàn)FFT運(yùn)用在接收端，因?yàn)榻邮斩私邮盏降臄?shù)據(jù)都是實(shí)數(shù)，所以采用了一定的方法使實(shí)數(shù)FFT變?yōu)閺?fù)數(shù)FFT進(jìn)行運(yùn)算，節(jié)約了原來(lái)近一半的計(jì)算量。實(shí)際上這種方法還一并完成了解共軛擴(kuò)展。去擴(kuò)展，載波逆映射。數(shù)據(jù)反調(diào)整，反16QAM映射，反交織。
Viterbi譯碼的實(shí)現(xiàn)蝶型圖是Viterbi算法實(shí)現(xiàn)的核心，蝶型圖的處理決定了Viterbi算法的效率。在DSP中實(shí)現(xiàn)Viterbi，我們運(yùn)用了一些方法和手段來(lái)提高程序的質(zhì)量。
利用產(chǎn)生快表的方法提高了計(jì)算分支度量的速度。
充分利用了C54X DSP循環(huán)尋址的功能，使Metrix和Transition_matrix都限制在128字節(jié)的Circular Buffer里面，最大可能的節(jié)約和利用了存儲(chǔ)器。
充分利用了DSP對(duì)Viterbi算法的硬件支持。比如累加器的雙16位運(yùn)算能力(C16＝1)；專(zhuān)門(mén)為Viterbi算法設(shè)計(jì)的比較、選擇和存儲(chǔ)單元(CSSU)等，使用這些專(zhuān)門(mén)的硬件支持加速了解碼的速度。
在譯碼完成以后，我們就利用接收終端(PC等)的通信口(串口)來(lái)接收數(shù)據(jù)。
發(fā)射端1)由上位機(jī)產(chǎn)生數(shù)據(jù)流，同時(shí)按照系統(tǒng)的幀格式中數(shù)據(jù)段部分的要求發(fā)送。
2)卷積碼的DSP實(shí)現(xiàn)卷積碼是將發(fā)送的信息序列通過(guò)一個(gè)線性的，有限狀態(tài)的移位寄存器而產(chǎn)生的編碼，通常卷積碼的編碼器由K級(jí)(每級(jí)k比特)的移位寄存器和n個(gè)線性代數(shù)函數(shù)發(fā)生器(這里是模2加法器)組成，需要編碼的二進(jìn)制數(shù)據(jù)串行輸入移位寄存器，每次移入k比特?cái)?shù)據(jù)。每個(gè)k比特的輸入序列對(duì)應(yīng)一個(gè)n比特的輸出序列。因此卷積碼的編碼效率定義為Rc＝k/n。參數(shù)K被稱(chēng)作卷積碼的約束長(zhǎng)度，它表示當(dāng)前的n比特輸出序列與多少個(gè)k比特輸入序列有關(guān)系，同時(shí)也是一個(gè)決定編碼復(fù)雜程度的重要參數(shù)。
3)在我們的信道編碼方案中，選用了在工程中最常用的K＝7，k＝1，和n＝2(Rc＝1/2)的卷積碼。譯碼采用Viterbi算法，取δ＝40＞5K，硬判決。(7，1，2)卷積碼的生成多項(xiàng)式用八進(jìn)制數(shù)表示為POLYA＝133，POLYB＝1714)實(shí)際上我們?cè)谶M(jìn)行卷積編碼的時(shí)候就等效于給編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行了一次交織，這個(gè)問(wèn)題在解碼前進(jìn)行一次反交織就可以得到解決。需要注意的一點(diǎn)是一般卷積碼剛開(kāi)始編碼的時(shí)候初始狀態(tài)都是0狀態(tài)，而在編碼快要結(jié)束的時(shí)候比特流的尾部會(huì)跟有填0的“Flushing”，以讓編碼狀態(tài)回歸到0。所以我們的信息序列尾部必須人為地跟加上6bit的數(shù)據(jù)000000，以迫使編碼器在一幀數(shù)據(jù)的尾部回到0狀態(tài)，使得譯碼時(shí)最后一次回溯得到正確的譯碼結(jié)果。
5)交織，交織的方式有兩種塊交織(Block Interleaving)和卷積交織(Convolutional Interleaving)，系統(tǒng)中我們選用了塊交織。塊交織的過(guò)程是m階交織器將編碼后的數(shù)據(jù)按行的方向排成m行n列的陣列形式，然后按列的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的交織。如圖2交織原理圖，在接收端，解交織器將解調(diào)后的數(shù)據(jù)按列的方向排成m行n列的陣列形式，然后按行的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的解交織。在DSP中交織只是把數(shù)據(jù)的存放順序變一下，實(shí)現(xiàn)比較簡(jiǎn)單。
6)16QAM映射在實(shí)際應(yīng)用中，我們常常用一種稱(chēng)為多進(jìn)制(如4進(jìn)制，8進(jìn)制，16進(jìn)制等)的基帶信號(hào)。多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制載波參數(shù)有M種不同的取值，多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制比二進(jìn)制數(shù)字調(diào)制有兩個(gè)突出的優(yōu)點(diǎn)一是有于多進(jìn)制數(shù)字信號(hào)含有更多的信息使頻帶利用率更高；二是在相同的信息速率下持續(xù)時(shí)間長(zhǎng)，可以提高碼元的能量，從而減小由于信道特性引起的碼間干擾。我們使用了多進(jìn)制調(diào)制中的16QAM調(diào)制，星座圖采用了方型星座圖，相關(guān)參數(shù)為最小相位偏移θmin＝18°，最小歐氏距離dmin=0.63E0]]>，峰均值為γ＝1.8，E0為平均功率。
7)虛載波和共軛擴(kuò)展虛載波的添加在DSP中是通過(guò)一個(gè)載波映射圖來(lái)完成的，載波映射圖的數(shù)據(jù)只包括0和1，OFDM的頻帶被劃分為幾個(gè)子載波，載波映射圖中就有幾個(gè)0和1的數(shù)據(jù)。0表示相應(yīng)的子載波不用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)(也就是添0處理)，1表示相應(yīng)的子載波用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)。在我們的OFDM系統(tǒng)中一共使用了256個(gè)子載波，其中128個(gè)是虛載波，前面的112個(gè)和后面的16個(gè)都是虛載波，只有中間的128個(gè)子載波是用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)的。
載波映射圖規(guī)則8)共軛擴(kuò)展的實(shí)質(zhì)是運(yùn)用了傅里葉變換的特性。我們知道實(shí)信號(hào)傅里葉變換后的結(jié)果是幅度譜呈偶對(duì)稱(chēng)，相位譜呈奇對(duì)稱(chēng)，這是實(shí)信號(hào)所特別具有的。OFDM用IFFT來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)制也就是把頻域信號(hào)轉(zhuǎn)換為時(shí)域信號(hào)，如果我們有意地將頻域信號(hào)的幅度譜安排為偶對(duì)稱(chēng)，相位譜安排為奇對(duì)稱(chēng)，則變換出來(lái)的時(shí)域信號(hào)必然為實(shí)信號(hào)。這樣我們就可以不用經(jīng)過(guò)載波調(diào)制就能將數(shù)據(jù)靠單路D/A發(fā)送出去，并且不會(huì)改變信號(hào)的頻譜。如果OFDM采用I、Q路的方式，則必須加上載波調(diào)制才能將數(shù)據(jù)發(fā)送出去。所以共軛擴(kuò)展就是有意識(shí)地將頻域補(bǔ)為符合實(shí)信號(hào)特點(diǎn)的頻域。
9)虛載波和共軛擴(kuò)展共同作用的結(jié)果是OFDM系統(tǒng)以單路發(fā)送信號(hào)，如果發(fā)送信號(hào)的基帶頻譜寬度為W，則在虛載波的作用下實(shí)際發(fā)送信號(hào)占用的頻譜為 。DSP中虛載波和共軛擴(kuò)展的實(shí)現(xiàn)都是對(duì)存儲(chǔ)器內(nèi)容進(jìn)行修改或者重新排序來(lái)實(shí)現(xiàn)的。
10)IFFT在DSP中的實(shí)現(xiàn)在IFFT中，采用了TI基于基4和基2的IFFT算法，這樣做的好處是減少了復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)，還有一個(gè)很好的特點(diǎn)就是在定點(diǎn)DSP芯片中，可以非常簡(jiǎn)單的應(yīng)用右移一位的方法來(lái)完成l/N的運(yùn)算，并且防止了運(yùn)算過(guò)程中的溢出可能。
11)D/A數(shù)據(jù)調(diào)整在進(jìn)行數(shù)據(jù)打包之前還有一項(xiàng)工作必須做，就是原始數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為適合D/A發(fā)送的數(shù)據(jù)。
接收端1).信號(hào)經(jīng)由信道的傳輸在接收端首先通過(guò)耦合器，然后進(jìn)行載波搬移這個(gè)是和發(fā)送端相對(duì)應(yīng)的一個(gè)將信號(hào)下變頻過(guò)程。
2).在信號(hào)作完下變頻以后，經(jīng)過(guò)A/D采樣將模擬信號(hào)變?yōu)閿?shù)字信號(hào)。
3).同步模塊OFDM系統(tǒng)中同步是非常關(guān)鍵的技術(shù)，但由于時(shí)間原因和原先提出的同步算法實(shí)現(xiàn)起來(lái)有困難，所以我們?cè)谙到y(tǒng)中只用了簡(jiǎn)單的能量相關(guān)同步的方法，就OFDM同步來(lái)講我們還有很多工作需要去做。我們的同步分為四步，符號(hào)粗同步，小數(shù)頻率估計(jì)和糾正，整數(shù)頻率估計(jì)和糾正以及精細(xì)同步，整個(gè)這個(gè)同步過(guò)程需要很好的控制時(shí)鐘，在完成以上的同步過(guò)程后我們進(jìn)行相位的估計(jì)和糾正，和最佳采樣點(diǎn)判別。在完成同步以后我們對(duì)信號(hào)的幀進(jìn)行處理，我們丟棄信號(hào)幀中的循環(huán)前綴和同步頭，直接將數(shù)據(jù)幀中的數(shù)據(jù)段交給后面的處理單元。
4).我們采用了模塊同步的方法，即采樣進(jìn)來(lái)一定數(shù)量的數(shù)據(jù)以后DSP才觸發(fā)同步模塊進(jìn)行同步，如我們是每128點(diǎn)數(shù)據(jù)觸發(fā)一次同步模塊，這樣就降低了保存現(xiàn)場(chǎng)和上下文切換所消耗的指令，提高了程序運(yùn)行的效率。
5).粗同步在接收端，當(dāng)接收機(jī)發(fā)現(xiàn)M(n)的輸出值在一段時(shí)間內(nèi)保持大于某個(gè)門(mén)限時(shí)，則認(rèn)為幀頭被正確捕獲。雖然從某種角度來(lái)說(shuō)，這個(gè)幀頭捕獲函數(shù)具有一定的模糊性，但是它實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可以最快得捕捉幀頭，而隨后還有細(xì)同步模塊來(lái)給出精確的定時(shí)位置。
6).精度方面的處理我們所選用的DSP是C54X系列的，為16bit的定點(diǎn)DSP。
7).細(xì)同步由于幀頭捕獲算法得到的幀頭定位只落入幀頭相關(guān)函數(shù)的平原區(qū)，因此幀頭位置有一定的模糊性，本系統(tǒng)采用的精細(xì)定時(shí)是基于IEEE 802.11a中用雙相關(guān)來(lái)精細(xì)同步的思想，即讓接收序列與本地的參考序列作復(fù)相關(guān)，就能獲得突出而且尖銳的相關(guān)峰，這樣做的另一個(gè)好處是檢測(cè)是否有周期噪聲產(chǎn)生的偽幀頭捕獲，從而提高同步的準(zhǔn)確性。
8).存儲(chǔ)量和精度處理細(xì)同步在進(jìn)行運(yùn)算的時(shí)候需要2個(gè)128字節(jié)的DSP存儲(chǔ)器模塊，外加1個(gè)A/D數(shù)據(jù)寫(xiě)入模塊一共需要3個(gè)存儲(chǔ)模塊，所以粗同步中4個(gè)模塊的存儲(chǔ)空間已經(jīng)能夠滿足細(xì)同步的要求。在精度處理方面和粗同步是一樣的。
9).FFT模塊實(shí)現(xiàn)FFT運(yùn)用在接收端，因?yàn)榻邮斩私邮盏降臄?shù)據(jù)都是實(shí)數(shù)，所以采用了一定的方法使實(shí)數(shù)FFT變?yōu)閺?fù)數(shù)FFT進(jìn)行運(yùn)算，節(jié)約了原來(lái)近一半的計(jì)算量。實(shí)際上這種方法還一并完成了解共軛擴(kuò)展。
10).去擴(kuò)展，載波逆映射，將頻譜下變頻變換為基帶信號(hào)；11).數(shù)據(jù)反調(diào)整，反16QAM映射，反交織。在接收端，反交織器將解調(diào)后的數(shù)據(jù)按列的方向排成m行n列的陣列形式，然后按行的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的反交織；12).Viterbi譯碼的實(shí)現(xiàn)蝶型圖是Viterbi算法實(shí)現(xiàn)的核心，蝶型圖的處理決定了Viterbi算法的效率。在DSP中實(shí)現(xiàn)Viterbi，我們運(yùn)用了一些方法和手段來(lái)提高程序的質(zhì)量。
利用產(chǎn)生快表的方法提高了計(jì)算分支度量的速度。
充分利用了C54X DSP循環(huán)尋址的功能，使Metrix和Transition_matrix都限制在128字節(jié)的Circular Buffer里面，最大可能的節(jié)約和利用了存儲(chǔ)器。充分利用了DSP對(duì)Viterbi算法的硬件支持。比如累加器的雙16位運(yùn)算能力(C16＝1)；專(zhuān)門(mén)為Viterbi算法設(shè)計(jì)的比較、選擇和存儲(chǔ)單元(CSSU)等，使用這些專(zhuān)門(mén)的硬件支持加速了解碼的速度。
13).在譯碼完成以后，利用接收終端(PC等)的通信口(串口)來(lái)接收數(shù)據(jù)。
權(quán)利要求
1.一種電力線通信系統(tǒng)的數(shù)字信號(hào)處理方法，其特征在于該數(shù)字信號(hào)處理方法分發(fā)射端和接收端兩部分，其處理方法的步驟為發(fā)射端1)上位機(jī)產(chǎn)生數(shù)據(jù)流，同時(shí)按照系統(tǒng)的幀格式中數(shù)據(jù)段部分的要求發(fā)送；2)積碼的DSP實(shí)現(xiàn)卷積碼是將發(fā)送的信息序列通過(guò)一個(gè)線性的，有限狀態(tài)的移位寄存器而產(chǎn)生的編碼，通常卷積碼的編碼器由K級(jí)，每級(jí)k比特的移位寄存器和n個(gè)線性代數(shù)函數(shù)發(fā)生器-模2加法器組成，需要編碼的二進(jìn)制數(shù)據(jù)串行輸入移位寄存器，每次移入k比特?cái)?shù)據(jù)，每個(gè)k比特的輸入序列對(duì)應(yīng)一個(gè)n比特的輸出序列，在信道編碼方案中，選用在工程中最常用的K＝7，k＝1，和n＝2Rc＝1/2的卷積碼，譯碼采用Viterbi算法，取δ＝40＞5K，硬判決，(7，1，2)卷積碼的生成多項(xiàng)式用八進(jìn)制數(shù)表示為POLYA＝133，POLYB＝171；3)一般卷積碼剛開(kāi)始編碼的時(shí)候初始狀態(tài)都是0狀態(tài)，而在編碼快要結(jié)束的時(shí)候比特流的尾部會(huì)跟有填0的“Flushing”，以讓編碼狀態(tài)回歸到0，所以信息序列尾部必須人為地跟加上6bit的數(shù)據(jù)000000，以迫使編碼器在一幀數(shù)據(jù)的尾部回到0狀態(tài)，使得譯碼時(shí)最后一次回溯得到正確的譯碼結(jié)果；4)交織交織的方式有塊交織和卷積交織兩種，系統(tǒng)中選用塊交織，塊交織的過(guò)程是m階交織器將編碼后的數(shù)據(jù)按行的方向排成m行n列的陣列形式，然后按列的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的交織；5)16QAM映射使用多進(jìn)制調(diào)制中的16QAM調(diào)制，星座圖采用方型星座圖，相關(guān)參數(shù)為最小相位偏移θmin＝18°，最小歐氏距離dmin=0.63E0]]>，峰均值為γ＝1.8，E0為平均功率；6)虛載波和共軛擴(kuò)展虛載波的添加在DSP中是通過(guò)一個(gè)載波映射圖來(lái)完成的，載波映射圖的數(shù)據(jù)只包括0和1，OFDM的頻帶被劃分為幾個(gè)子載波，載波映射圖中就有幾個(gè)0和1的數(shù)據(jù)，0表示相應(yīng)的子載波不用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)，1表示相應(yīng)的子載波用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)；在OFDM系統(tǒng)中一共使用了256個(gè)子載波，其中128個(gè)是虛載波，前面的112個(gè)和后面的16個(gè)都是虛載波，只有中間的128個(gè)子載波是用來(lái)傳輸數(shù)據(jù)的 載波映射圖規(guī)則，運(yùn)用傅里葉變換，實(shí)信號(hào)傅里葉變換后的結(jié)果是幅度譜呈偶對(duì)稱(chēng)，相位譜呈奇對(duì)稱(chēng)，OFDM用IFFT來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)制也就是把頻域信號(hào)轉(zhuǎn)換為時(shí)域信號(hào)，將頻域信號(hào)的幅度譜安排為偶對(duì)稱(chēng)，相位譜安排為奇對(duì)稱(chēng)，則變換出來(lái)的時(shí)域信號(hào)必然為實(shí)信號(hào)，可以不用經(jīng)過(guò)載波調(diào)制就能將數(shù)據(jù)靠單路D/A發(fā)送出去，并且不會(huì)改變信號(hào)的頻譜；如果OFDM采用I、Q路的方式，則必須加上載波調(diào)制才能將數(shù)據(jù)發(fā)送出去，共軛擴(kuò)展就是有意識(shí)地將頻域補(bǔ)為符合實(shí)信號(hào)特點(diǎn)的頻域；7)虛載波和共軛擴(kuò)展共同作用的結(jié)果是OFDM系統(tǒng)以單路發(fā)送信號(hào)，如果發(fā)送信號(hào)的基帶頻譜寬度為W，則在虛載波的作用下實(shí)際發(fā)送信號(hào)占用的頻譜為[112256W,241256W]]]>，DSP中虛載波和共軛擴(kuò)展的實(shí)現(xiàn)都是對(duì)存儲(chǔ)器內(nèi)容進(jìn)行修改或者重新排序來(lái)實(shí)現(xiàn)的；8)IFFT在DSP中的實(shí)現(xiàn)在IFFT中，采用了TI基于基4和基2的IFFT算法，減少了復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)，在定點(diǎn)DSP芯片中，應(yīng)用右移一位的方法來(lái)完成1/N的運(yùn)算，并且防止運(yùn)算過(guò)程中的溢出；9)D/A數(shù)據(jù)調(diào)整在進(jìn)行數(shù)據(jù)打包之前，將原始數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為適合D/A發(fā)送的數(shù)據(jù)；接收端10)信號(hào)經(jīng)由信道的傳輸在接收端首先通過(guò)耦合器，然后進(jìn)行載波搬移，這個(gè)是和發(fā)送端相對(duì)應(yīng)的一個(gè)將信號(hào)下變頻過(guò)程；11)在信號(hào)作完下變頻以后，經(jīng)過(guò)A/D采樣將模擬信號(hào)變?yōu)閿?shù)字信號(hào)；12)同步模塊同步分為四步，符號(hào)粗同步，小數(shù)頻率估計(jì)和糾正，整數(shù)頻率估計(jì)和糾正以及精細(xì)同步；13)存儲(chǔ)量和精度處理細(xì)同步在進(jìn)行運(yùn)算的時(shí)候需要2個(gè)128字節(jié)的DSP存儲(chǔ)器模塊，外加1個(gè)A/D數(shù)據(jù)寫(xiě)入模塊一共需要3個(gè)存儲(chǔ)模塊，在精度處理方面和粗同步是一樣的；14)FFT模塊實(shí)現(xiàn)FFT運(yùn)用在接收端，因?yàn)榻邮斩私邮盏降臄?shù)據(jù)都是實(shí)數(shù)，所以采用了一定的方法使實(shí)數(shù)FFT變?yōu)閺?fù)數(shù)FFT進(jìn)行運(yùn)算，節(jié)約了原來(lái)近一半的計(jì)算量，一并完成了解共軛擴(kuò)展；15)去擴(kuò)展，載波逆映射，將頻譜下變頻變換為基帶信號(hào)；16)數(shù)據(jù)反調(diào)整，反16QAM映射，反交織，在接收端，反交織器將解調(diào)后的數(shù)據(jù)按列的方向排成m行n列的陣列形式，然后按行的方向依次讀出數(shù)據(jù)，完成數(shù)據(jù)的反交織；17)Viterbi譯碼的實(shí)現(xiàn)蝶型圖是Viterbi算法實(shí)現(xiàn)的核心，蝶型圖的處理決定了Viterbi算法的效率，在DSP中實(shí)現(xiàn)Viterbi，利用產(chǎn)生快表的方法提高計(jì)算分支度量的速度；利用C54X DSP循環(huán)尋址的功能，使Metrix和Transition_matrix都限制在128字節(jié)的Circular Buffer里面，最大可能的節(jié)約和利用了存儲(chǔ)器；18)在譯碼完成以后，就利用接收終端的通信串口來(lái)接收數(shù)據(jù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電力線通信系統(tǒng)的數(shù)字信號(hào)處理方法，其特征在于其同步模塊處理方法的步驟為1)同步分為四步，符號(hào)粗同步，小數(shù)頻率估計(jì)和糾正，整數(shù)頻率估計(jì)和糾正以及精細(xì)同步；在完成以上的同步過(guò)程后進(jìn)行相位的估計(jì)和糾正，最佳采樣點(diǎn)判別；在成功同步以后對(duì)信號(hào)的幀進(jìn)行處理，丟棄信號(hào)幀中的循環(huán)前綴和同步頭部分，直接得到數(shù)據(jù)幀中的數(shù)據(jù)段部分，并且將數(shù)據(jù)段部分交給后面的處理單元；2)采用模塊同步的方法，即采樣進(jìn)來(lái)一定數(shù)量的數(shù)據(jù)以后DSP才觸發(fā)同步模塊進(jìn)行同步，每128點(diǎn)數(shù)據(jù)觸發(fā)一次同步模塊，這樣就降低了保存現(xiàn)場(chǎng)和上下文切換所消耗的指令，提高了程序運(yùn)行的效率；3)粗同步在接收端，當(dāng)接收機(jī)發(fā)現(xiàn)M(n)的輸出值在一段時(shí)間內(nèi)保持大于某個(gè)門(mén)限時(shí)，則認(rèn)為幀頭被正確捕獲，精度方面的處理我們所選用的DSP是C54X系列的，為16bit的定點(diǎn)DSP；4)細(xì)同步幀頭捕獲算法得到的幀頭定位只落入幀頭相關(guān)函數(shù)的平原區(qū)內(nèi)就可以，采用的精細(xì)定時(shí)是基于IEEE 802.11a中用雙相關(guān)來(lái)精細(xì)同步的實(shí)現(xiàn)方法，即讓接收序列與本地的參考序列作復(fù)相關(guān)，獲得突出而且尖銳的相關(guān)峰，檢測(cè)是否有周期噪聲產(chǎn)生的偽幀頭捕獲，提高了同步的準(zhǔn)確性。
全文摘要
電力線通信系統(tǒng)的數(shù)字信號(hào)處理方法是一種用于在電力線中高速傳輸數(shù)據(jù)信號(hào)的方法，尤其是一種基于正交頻分復(fù)用(OFDM)的寬帶高速電力載波通信的方法，該數(shù)字信號(hào)處理方法分發(fā)射端和接收端兩部分，采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)，利用電力線實(shí)現(xiàn)寬帶高速電力載波通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)的研究和開(kāi)發(fā)，該方法通信速率≥50Kbps；直接通信距離≥100米；并且實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的Internet的接入；為下一步設(shè)計(jì)通信速率為1－10Mbps的電力線載波通信系統(tǒng)做好基礎(chǔ)性工作。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1937435SQ200610096539
公開(kāi)日2007年3月28日 申請(qǐng)日期2006年9月30日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月30日
發(fā)明者于東海, 張圣清, 張志云, 董健, 鄒采榮 申請(qǐng)人:東南大學(xué)