專利名稱：在ofdm接收機(jī)中的增強(qiáng)的信道估計的裝置及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種單天線或多天線OFDM(正交頻分復(fù)用)通信系統(tǒng)，尤其涉及在單天線或多天線OFDM通信系統(tǒng)中的接收機(jī)。
背景技術(shù)：
OFDM技術(shù)是一種多載波傳輸技術(shù)，它由于多載波之間相互重疊正交，因而具有很高的頻譜效率，同時，它由于在時域上符號間隔較長并且每個符號前邊插有循環(huán)前綴，因而它對于無線信道的多徑時延以及信道中的脈沖干擾都有很好的抵抗作用。此外，由于OFDM將頻率選擇性的無線信道轉(zhuǎn)換為針對每個子載波的平坦衰落信道，所以接收機(jī)可以采用單抽頭的簡單均衡技術(shù)，從而顯著的降低了接收機(jī)的復(fù)雜度?？傊琌FDM技術(shù)是多徑衰落信道下高速無線數(shù)據(jù)傳輸有效的解決方案，是下一代蜂窩移動通信很有競爭力的解決方案之一。
在采用相干檢測的OFDM系統(tǒng)中(如采用了高階多幅度星座調(diào)制)，接收機(jī)為了進(jìn)行有效的相干檢測，必須對無線信道的信道頻率響應(yīng)的幅度和相位進(jìn)行估計，即信道估計。信道估計的精度對系統(tǒng)接收的性能有著至關(guān)重要的影響。圖1給出了一個無線信道CFR的例子，從圖1中可以看出，信道的CFR隨時間和頻率而變化，但變化有一定的周期性，即有一定的相關(guān)時間和相關(guān)帶寬，它們分別與信道的最大Doppler(多普勒)頻率和最大延遲有關(guān)。
在OFDM技術(shù)中，基于導(dǎo)頻的信道估計是一種常用的方法，其基本原理就是利用無線信道CFR在時、頻域具有相關(guān)時間和相關(guān)帶寬的性質(zhì)，在OFDM系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)中，在其所發(fā)射的時頻二維的OFDM數(shù)據(jù)中插入離散的導(dǎo)頻，而接收機(jī)利用所接收的OFDM信號的導(dǎo)頻處得到的CFR在時、頻域進(jìn)行插值，從而完成信道估計。對于基于離散導(dǎo)頻的單天線和多天線OFDM系統(tǒng)，基于FFT變換的頻域插值算法是一種常用和高效的算法，如參考文獻(xiàn)1-4中所公開的內(nèi)容。然而，由于一般的OFDM系統(tǒng)中虛擬子載波的存在，導(dǎo)致基于FFT變換的頻域插值會產(chǎn)生明顯的能量泄漏，從而大大的抑制了信道估計的精度。
現(xiàn)有的信道估計算法各有其局限性，對于單天線的OFDM系統(tǒng)，參考文獻(xiàn)2和3中公開了一種基于FFT變換的信道估計方法，由所插入的離散導(dǎo)頻得到信道沖擊相應(yīng)(CIR)估計，然后進(jìn)行FFT變換完成信道插值。該方法與頻域的線性/二階插值等算法相比在頻率選擇性較強(qiáng)的信道中更好的性能。但該方法的缺點是由于虛擬子載波中無法傳送導(dǎo)頻符號，因而造成估計的CIR有能量泄漏，即徑的能量泄漏到了相鄰的采樣點上，從而一定程度上降低了信道估計性能。
參考文獻(xiàn)1中提出了一種基于加窗處理的MMSE(最小均方誤差)的信道估計算法，該算法雖然性能較好，但復(fù)雜度較高，且需要得到信道相關(guān)矩陣和信噪比等信道的統(tǒng)計特性，因此，在實際系統(tǒng)中很難直接應(yīng)用。
對于MIMO-OFDM(多入多出-正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)，參考文獻(xiàn)4公開了有相位偏移的頻域重疊的多天線離散導(dǎo)頻圖案，研究了基于FFT變換的頻域插值算法。但是，該導(dǎo)頻圖案和頻域插值算法也有相同的問題，即由于虛擬子載波中不能傳輸導(dǎo)頻，因而造成了CIR有明顯的能量泄漏，從而降低了系統(tǒng)的性能。
本發(fā)明的目的就是基于要解決現(xiàn)有技術(shù)的信道估計中存在的能量泄漏的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種在單天線或多天線的OFDM接收機(jī)中的增強(qiáng)型信道估計方案，其通過由有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由有效導(dǎo)頻子載波處的CFR將估算的虛擬導(dǎo)頻子載波處的CFR與有效導(dǎo)頻子載波處的CFR一起用于信道估計，從而可以極大地提高信道估計的精度。其中，虛擬導(dǎo)頻子載波處的CFR是利用有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由有效導(dǎo)頻子載波處的CFR獲得。
對于單天線的OFDM系統(tǒng)，針對梳狀離散導(dǎo)頻圖案，本發(fā)明披露提出了一種增強(qiáng)的信道估計方案，即采用穩(wěn)健(Robust)的最小均方誤差(Minimum Mean Square Error，MMSE)的算法將虛擬子載波中沒有傳輸?shù)膶?dǎo)頻點上的信道頻率響應(yīng)(CFR)進(jìn)行預(yù)測，并且可選的，同時對有效子載波中的導(dǎo)頻位置上的信道信息進(jìn)行濾波以減小白噪聲(AWGN)對信道估計的影響，然后采用添零的FFT變換獲得最后的信道估計(這里添零的FFT變換是一種常用的插值方法，即通過添零后進(jìn)行更長的FFT變換以達(dá)到插值的目的)。后者可選的處理可以增強(qiáng)信道估計算法的性能，但需要增加一定的復(fù)雜度。
對于多天線OFDM系統(tǒng)，本發(fā)明披露針對有相位偏移的多天線離散導(dǎo)頻圖案，首次提出了穩(wěn)健的MMSE算法，利用該算法可以對MIMO信道中虛擬子載波里沒有傳輸?shù)膶?dǎo)頻點上的信道信息(CFR)進(jìn)行估計和預(yù)測，并且可選的，同時對MIMO信道中有效子載波中的導(dǎo)頻位置上的信道信息進(jìn)行濾波處理，然后利用添零的FFT變換獲得最后的多天線系統(tǒng)的信道估計?？蛇x的處理可以增強(qiáng)信道估計算法的性能，但需要增加一定的復(fù)雜度。實際應(yīng)用中可以根據(jù)實際情況作出選擇。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供一種在多天線OFDM通信系統(tǒng)的接收機(jī)中進(jìn)行信道估計的方法，其包括以下步驟a.由經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號中計算生成一個有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值；b.利用所述有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由所述有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來計算生成虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值；c.由所述有效導(dǎo)頻子載波和虛擬導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來進(jìn)行頻時變換，以獲得時域的信道沖擊響應(yīng)估計；
d.將所述時域的信道沖擊響應(yīng)估計中的各個信道的信道沖擊響應(yīng)分別進(jìn)行時頻變換，以生成各個信道中的所有子載波的信道頻率響應(yīng)估計。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，還提供了一種在多天線OFDM通信系統(tǒng)的接收機(jī)中進(jìn)行信道估計的信道估計裝置，包括一個第一計算裝置，用于由經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號中獲取一個有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值；一個第二計算裝置，用于利用所述有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由所述有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來獲得虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值；一個頻時變換裝置，用于由所述有效導(dǎo)頻子載波和虛擬導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來進(jìn)行頻時變換，以獲得時域的信道沖擊響應(yīng)估計；一個時頻變換裝置，用于將所述時域的信道沖擊響應(yīng)估計中的各個信道的信道沖擊響應(yīng)分別進(jìn)行時頻變換，以生成各個信道的所有子載波的信道頻率響應(yīng)估計。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的增強(qiáng)型信道估計方案通過采用RobustMMSE(穩(wěn)健的最小均方誤差)算法將虛擬子載波中沒有傳輸?shù)膶?dǎo)頻點上的信道頻率響應(yīng)(CFR)進(jìn)行預(yù)測，并且可選的，同時對有效子載波中的導(dǎo)頻位置上的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行濾波處理，明顯地降低了信道估計中的能量泄漏，提高了信道估計的性能。


圖1示出在多天線OFDM系統(tǒng)中多個信道的信道頻率響應(yīng)示意圖；圖2示出在多天線OFDM系統(tǒng)中時頻二維的離散導(dǎo)頻圖案示意圖；圖3a-b示出MIMO-OFDM系統(tǒng)中發(fā)射機(jī)及接收機(jī)的基帶功能框圖；圖4示出OFDM系統(tǒng)中的各個子載波的相互關(guān)系的示意圖；圖5示出根據(jù)本發(fā)明一個具體實施方式
的在OFDM接收機(jī)中的增強(qiáng)的信道估計方法的流程圖；圖6示出根據(jù)本發(fā)明一個具體實施方式
的在OFDM接收機(jī)中的增強(qiáng)的信道估計裝置的框圖；圖7為現(xiàn)有技術(shù)中的傳統(tǒng)信道估計方法和根據(jù)本發(fā)明的信道估計方法所獲得多個信道的信道頻率響應(yīng)估計值的計算機(jī)仿真結(jié)果的示意圖；圖8和9為根據(jù)本發(fā)明的信道估計方案進(jìn)行了信道估計均方誤差(MSE)的計算機(jī)仿真的示意圖。
具體實施例方式
下面參照附圖來對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)描述。
圖3a-b示出MIMO-OFDM系統(tǒng)中發(fā)射機(jī)及接收機(jī)的基帶功能框圖。本發(fā)明的內(nèi)容主要涉及發(fā)射機(jī)的導(dǎo)頻插入部分和接收機(jī)中的信道估計部分。
OFDM系統(tǒng)是一種多載波系統(tǒng)，為了描述方便起見，我們將OFDM系統(tǒng)中的子載波分成有效子載波和虛擬子載波兩類，前者用來傳輸數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻，后者是作為保護(hù)帶寬不作傳輸用(即傳輸0)。根據(jù)與直流子載波的關(guān)系，有效子載波可進(jìn)一步分成正的有效子載波，直流子載波和負(fù)的有效子載波。
圖4示出OFDM系統(tǒng)中的各個子載波的相互關(guān)系。
系統(tǒng)參數(shù)說明為了方便描述，首先給出下面將要用到的系統(tǒng)參數(shù)及其說明，如下表1所示。另外，需要指出的是，單天線OFDM系統(tǒng)實際上可認(rèn)為是多天線OFDM系統(tǒng)的一個特例(也即N＝1)，因此下面將僅針對多天線MIMO-OFDM系統(tǒng)闡述本發(fā)明的內(nèi)容。
表1系統(tǒng)參數(shù)說明

系統(tǒng)模型描述考慮一個NT個發(fā)射天線，NR個接收天線的MIMO-OFDM系統(tǒng)，子載波總數(shù)(即FFT變換矩陣的大小)假設(shè)為Nfft，其中有效子載波(即實際用于數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻傳輸?shù)淖虞d波)個數(shù)假設(shè)為2Nh+1，其他的子載波作為保護(hù)帶寬被稱為虛擬子載波。假設(shè)所有子載波的序號取值范圍為0到Nfft-1，其中0號子載波對應(yīng)直流子載波。為了描述方便，這里首先定義幾個特定的子載波序號集合，如下所示。
ℵ+esc=
---(1)]]>ℵ-esc=[Nfft-m;m=Nh,Nh-1,···,1]---(2)]]>ℵvsc=[Nh+1,Nh+2,···,Nfft-Nh-1]---(3)]]>
這里， 和 分別表示正有效子載波(包括直流子載波)的序號集合，負(fù)有效子載波序號集合以及虛擬子載波序號的集合。那么ℵesc=ℵ+escℵ-esc]]>表示所有有效子載波的序號集合。假設(shè)在接收機(jī)OFDM解調(diào)后接收天線υ的第l個OFDM符號的第i個子載波上的符號表示為Yl，i(υ)，則該符號可以表示為Yl,i(υ)=Σμ=0NT-1Xl,i(μ)Hl,i(μ,υ)+Nl,i(υ),i∈ℵesc---(4)]]>這里，Hl，i(μ，υ)表示發(fā)射天線μ與接收天線υ之間信道的頻率響應(yīng)(CFR)，Nl，i(υ)表示零均值，方差為σn2的加性高斯白噪聲(AWGN)。在此，我們僅僅描述一個接收天線在一個OFDM符號上的信道估計方法，其他的接收天線和其他的OFDM符號上的信道估計方法與之完全相同。因此，以下描述將略掉接收天線序號υ和OFDM符號序號l。
相位偏移的多天線導(dǎo)頻序列假設(shè)導(dǎo)頻序列以Df為間隔均勻分布于OFDM符號的頻域子載波中，并假設(shè)有效子載波中包含的有效導(dǎo)頻子載波的個數(shù)為2Mp+1，序號集合表示為ℵep=ℵ+epℵ-ep,]]>其中 和 分別表示正的和負(fù)的導(dǎo)頻子載波的序號集合，可以分別表示為公式(6)和(7)ℵ+ep=
---(6)]]>ℵ-ep=[Nfft-mDf;m=Mp,Mp,Mp-1,···,1]---(7)]]>同時，處于虛擬子載波中的導(dǎo)頻(以下稱作虛擬導(dǎo)頻)序號集合可由公式(8)來表示ℵvp=[(Mp+m)·Df;m=1,2,···,Nfft/Df-2Mp-1]---(8)]]>那么NT個發(fā)射天線上的相位偏移的導(dǎo)頻序列可表示為公式(9)Xi(μ)=pi·e-j2π·i·μ/NT/Df,i∈ℵep,μ=0,1,···,NT-1---(9)]]>
這里， 表示發(fā)送天線0上的導(dǎo)頻序列，該導(dǎo)頻序列的平均功率表示為σp2=E{|pi|2}.]]>增強(qiáng)的MIMO-OFDM系統(tǒng)信道估計算法接收機(jī)在OFDM解調(diào)后，有效導(dǎo)頻子載波位置處的接收符號可以用矩陣表示為Yep=Σμ=0NT-1Xep(μ)Hep(μ)+Nep---(10)]]>這里，Xep(μ)=diag(XI(μ);i∈ℵep),]]>Hep(μ)=[Hi(μ);i∈ℵep]T,]]>和Nep=[Ni;i∈ℵep]T]]>分別表示發(fā)射天線μ發(fā)送的導(dǎo)頻序列，信道頻率響應(yīng)CFR和AWGN.diag(.)表示以輸入的序列作為主對角元素而構(gòu)成的對角方陣。上標(biāo)T表示矩陣轉(zhuǎn)置操作。
圖5示出根據(jù)本發(fā)明一個具體實施方式
的在OFDM接收機(jī)中的增強(qiáng)的信道估計方法的流程圖。下面參照圖5并結(jié)合圖3-4以及上文的OFDM系統(tǒng)參數(shù)和模型描述來對該方法進(jìn)行描述。
如圖3a所示，在OFDM發(fā)射機(jī)中有N個(其中N＝1，2，3...)發(fā)射天線，用于發(fā)射多路OFDM符號序列。而如圖3b所示，在OFDM接收機(jī)中，有M個(其中M＝1，2，3...)個接收天線，其中每個接收天線都接收到來自上述N個發(fā)射天線發(fā)來的N路OFDM符號序列并進(jìn)行合并處理，得到一個N天線OFDM符號序列，在對所述N天線OFDM符號進(jìn)行時頻域同步、循環(huán)前綴去除和逆離散傅立葉變換(可成為OFDM解調(diào))后，獲得一路經(jīng)OFDM解調(diào)的OFDM符號序列。根據(jù)本發(fā)明的在OFDM接收機(jī)中的信道估計方法即從對所述經(jīng)OFDM解調(diào)的符號序列進(jìn)行處理的步驟S1處開始。應(yīng)該理解，以下處理過程是基于相位偏移的多天線導(dǎo)頻序列，其僅針對第1個接收天線與所有發(fā)射天線(第1-第N個發(fā)射天線)之間的所有信道的信道估計，其他接收天線的信道估計過程與此相同，另外，單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)僅僅是多發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)的一個特例，可以由下面的描述很容易導(dǎo)出在單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)中的信道估計方法。
在步驟S11中，首先由經(jīng)OFDM解調(diào)后的符號序列獲得其中的有效導(dǎo)頻子載波出的信號值Yep。
隨后，在步驟S12中，通過將所述有效導(dǎo)頻子載波的信號值除以發(fā)射端第一個天線所發(fā)射的OFDM信號的有效導(dǎo)頻子載波的信號值，以生成一個有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值，如公式(11)所示H^ep=H^+epH^-ep=(Xep(0))-1Yep---(11)]]>對于多發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，該信道頻率響應(yīng)估計值應(yīng)是該接收天線與所有發(fā)射天線之間的所有信道的信道頻率響應(yīng)的相位偏移疊加的估計值(最小二乘估計)，對于單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，信道頻率響應(yīng)估計算即為該接收天線與發(fā)射天線之間的信道頻率響應(yīng)的估計值(最小二乘估計)。
接著，在步驟S13中，利用有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由步驟S12中所獲得的有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來估算虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值。
具體的，可采用公式(16)所示的Robust MMSE算法將虛擬子載波中沒有傳輸?shù)膶?dǎo)頻點上的信道頻率響應(yīng)(CFR)進(jìn)行估計和預(yù)測為H~vp=RHvpHvp(RHepHep+1γI2Mp+1)-1H^ep---(16)]]>也即，將有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值(對于多發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，為所有信道的信道頻率響應(yīng)的相位偏移疊加的估計值)左乘一個相關(guān)預(yù)測矩陣，得到虛擬導(dǎo)頻子載波上的信道頻率響應(yīng)估計值。
這里，
RHvpHep=Σμ=0NT-1Λvp(μ)RHvp(μ)Hep(μ)(Λep(μ))H---(17)]]>RHepHep=ΣμNT-1Λep(μ)RHep(μ)Hep(μ)(Λep(μ))H---(18)]]>其中，公式(17)和(18)表示該接收天線與所有發(fā)射天線之間的相位偏移疊加的所有信道的相關(guān)矩陣，對于單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)來說，RHvpHep=RHvp(0)Hep(0)---(17a)]]>RHepHep=RHep(0)Hep(0)---(18.a)]]>公式(17，18)中，上標(biāo)H表示矩陣的共扼轉(zhuǎn)置，Λvp(μ)和Λep(μ)是對角陣，定義如下Λvp(μ)=diag(e-j2π·i·μ/NT/Df;i∈ℵvp)---(19)]]>Λep(μ)=diag(e-j2π·i·μ/NT/Df;i∈ℵep)---(19)]]>注意，對于單發(fā)射天線OFDM來說，上述公式(19)和(20)都變成了單位矩陣，因為μ＝0。
RHvp(μ)Hep(μ)和RHep(μ)Hep(μ)表示信道的穩(wěn)健的相關(guān)矩陣，其計算方法參見穩(wěn)健的相關(guān)矩陣的計算部分。γ表示導(dǎo)頻功率與噪聲功率之比。
接著，在步驟S14中，對在步驟S12所獲得的在有效導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值與在步驟S13中所獲得的在虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值進(jìn)行頻時變換，以獲得時域的信道沖擊響應(yīng)(CIR)估計，具體如下列公式(21)來描述求增強(qiáng)的信道估計(算法A)所得的信道沖擊響應(yīng)(CIR)g~=FIDFTH~P=FIDFTH^+epH~vpH^-ep---(21)]]>也即，對由步驟S12獲得的正負(fù)有效導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值(最小二乘估計)和步驟S13獲得的虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值(MMSE估計)所構(gòu)成的向量進(jìn)行離散傅立葉反變換(IDFT變換)。
這里，F(xiàn)IDFT表示Nfft/Df點的IDFT變換矩陣，如下所示[FIDFT]m,n=DfNfft·ej·2π·m·n·Df/Nfft---(22)]]>對于多發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，步驟S14所獲得的時域的信道沖擊響應(yīng)估計應(yīng)為該接收天線與所有發(fā)射天線之間的所有信道的信道沖擊響應(yīng)估計的時間偏移的疊加，如圖7所示。而對于單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，步驟S14所獲得的時域的信道沖擊響應(yīng)估計即是該該接收天線與所有發(fā)射天線之間的所有信道的信道沖擊響應(yīng)估計。
最后，在步驟S15中，按時間偏移由所述時域的信道沖擊響應(yīng)估計提取出各個信道的信道沖擊響應(yīng)(對于單發(fā)射天線，所述時域的的信道沖擊響應(yīng)估計只包含該接收天線與發(fā)射天線之間的一個信道的信道沖擊響應(yīng))，并將所述各個信道的沖擊響應(yīng)分別進(jìn)行時頻變換，以生成各個信道的所有子載波的信道頻率響應(yīng)估計。
具體的，通過下面的公式(23)得到接收天線υ與所有發(fā)射天線所構(gòu)成的NT個信道的CFR估計為H~(μ,v)=FDFTg~μ·M:(μ+1)·M-1---(23)]]>這里，M＝Nfft/Df/NT， 表示列向量 的序號為μ·M到(μ+1)·M-1的元素組成的子向量，F(xiàn)DFT表示Nfft點的DFT變換矩陣，表示為[FDFT]m,n=e-j·2π·m·n/Nfft,0≤m<Nfft,0≤n<M,---(24)]]>公式(23)的含義是取信道沖擊向量 中相應(yīng)部分 然后后面添加Nfft-M個零，最后進(jìn)行Nfft長度的離散傅立葉變換(DFT)，即得到一個收發(fā)天線對之間的信道頻率響應(yīng)估計。
在另一個優(yōu)選實施方式中(在此，將前述實施方式稱為方案1，而本實施方式稱為方案2，以示區(qū)別)，在步驟S14之前，還可對步驟S12所獲得的有效導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行濾波處理，以生成經(jīng)過濾波的有效子載波的信道頻率響應(yīng)估計值。隨后，在步驟S14中，對所述經(jīng)過濾波的有效導(dǎo)頻子載波和虛擬導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值進(jìn)行頻時變換，以獲得精度更高的時域信道沖擊響應(yīng)估計。從而最后獲得精度更高的信道頻率響應(yīng)估計。具體實現(xiàn)方式如下所述在步驟S13中，可采用穩(wěn)健的MMSE算法將虛擬子載波中沒有傳輸?shù)膶?dǎo)頻點上的信道信息(CFR)進(jìn)行估計和預(yù)測，同時將有效子載波位置上的最小二乘估計進(jìn)行濾波，如下面公式(25)所示H~p=RHpHep(RHepHep+1γI2Mp+1)-1H^ep---(25)]]>(這個公式的物理意義公式前面已經(jīng)說明，即對由有效導(dǎo)頻子載波上的最小二乘估計構(gòu)成的列向量左乘一個預(yù)測和濾波矩陣，將得到預(yù)測的虛擬子載波中導(dǎo)頻位置上的信道頻率響應(yīng)和經(jīng)濾波的有效導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)。)這里，RHpHep=Σμ=0NT-1Λp(μ)RHp(μ)Hep(μ)(Λep(μ))H---(26)]]>對于單發(fā)OFDM來說，公式(26)變?yōu)镽HpHep=RHp(0)Hep(0)---(26.a)]]>其中，Λp(μ)=diag(e-j2π·i·μ/NT/Df;i∈ℵp),]]>ℵp=[m·Df;m=0,1,···,Nfft/Df-1]]]>是有效導(dǎo)頻和虛擬導(dǎo)頻的子載波序號集合。RHp(μ)Hep(μ)表示信道的穩(wěn)健的相關(guān)矩陣，其計算方法參見穩(wěn)健的相關(guān)矩陣的計算部分。
在步驟S14中，求增強(qiáng)的信道估計所得的信道沖擊響應(yīng)(CIR)g~=FIDFTH~p=FIDFTH~p---(21)]]>該公式的物理意義是對列向量 進(jìn)行離散傅立葉反變換(IDFT)，得到由要估計的多個信道的沖擊響應(yīng)組成的信道沖擊向量 圖6示出根據(jù)本發(fā)明一個具體實施方式
的在OFDM接收機(jī)中的增強(qiáng)的信道估計裝置的框圖。所述信道估計裝置1包括一個第一計算裝置(在一個優(yōu)選實施例中，第一計算裝置可由一個獲取裝置1l與一個除法裝置12來實現(xiàn))、一個第二計算裝置13、一個頻時變換裝置14和一個時頻變換裝置15。下面參照圖6并結(jié)合圖3-4以及上文的OFDM系統(tǒng)參數(shù)和模型描述來對該信道估計裝置1進(jìn)行描述。
如圖3a所示，在OFDM發(fā)射機(jī)中有N個(其中N＝1，2，3...)發(fā)射天線，用于發(fā)射多路OFDM符號序列。而如圖3b所示，在OFDM接收機(jī)中，有M個(其中M＝1，2，3...)個接收天線，其中每個接收天線都接收到來自上述N個發(fā)射天線發(fā)來的N路OFDM符號序列并進(jìn)行合并處理，得到一個N天線OFDM符號序列，在對所述N天線OFDM符號進(jìn)行時頻域同步、循環(huán)前綴去除和逆離散傅立葉變換(可成為OFDM解調(diào))后，獲得一路經(jīng)OFDM解調(diào)的OFDM符號序列。根據(jù)本發(fā)明的在OFDM接收機(jī)中的信道估計方法即從對所述經(jīng)OFDM解調(diào)的符號序列進(jìn)行處理的步驟S1處開始。應(yīng)該理解，以下處理過程是基于相位偏移的多天線導(dǎo)頻序列，其僅針對第1個接收天線與所有發(fā)射天線(第1-第N個發(fā)射天線)之間的所有信道的信道估計，其他接收天線的信道估計過程與此相同，另外，單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)僅僅是多發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)的一個特例，可以由下面的描述很容易導(dǎo)出在單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)中的信道估計方法。
首先，獲取裝置11由經(jīng)OFDM解調(diào)后的符號序列獲得其中的有效導(dǎo)頻子載波出的信號值Yep。
隨后，除法裝置12通過將所述有效導(dǎo)頻子載波的信號值除以發(fā)射端第一個天線所發(fā)射的OFDM信號的有效導(dǎo)頻子載波的信號值，以生成一個有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值，如公式(11)所示H^ep=H^+epH^-ep=(Xep(0))-1Yep---(11)]]>對于多發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，該信道頻率響應(yīng)估計值應(yīng)是該接收天線與所有發(fā)射天線之間的所有信道的信道頻率響應(yīng)的相位偏移疊加的估計值(最小二乘估計)，對于單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，信道頻率響應(yīng)估計算即為該接收天線與發(fā)射天線之間的信道頻率響應(yīng)的估計值(最小二乘估計)。
第二計算裝置利用有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由第一計算裝置所得的有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來估算虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值。
具體的，可采用公式(16)所示的Robust MMSE算法將虛擬子載波中沒有傳輸?shù)膶?dǎo)頻點上的信道頻率響應(yīng)(CFR)進(jìn)行估計和預(yù)測為H~vp=RHvpHep(RHepHep+1γI2Mp+1)-1H^ep---(16)]]>也即，將有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值(對于多發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，為所有信道的信道頻率響應(yīng)的相位偏移疊加的估計值)左乘一個相關(guān)預(yù)測矩陣，得到虛擬導(dǎo)頻子載波上的信道頻率響應(yīng)估計值。
這里，RHvpHep=Σμ=0NT-1Λvp(μ)RHvp(μ)Hep(μ)(Λep(μ))H---(17)]]>RHepHep=Σμ=0NT-1Λep(μ)RHep(μ)Hep(μ)(Λep(μ))H---(18)]]>其中，公式(17)和(18)表示該接收天線與所有發(fā)射天線之間的相位偏移疊加的所有信道的相關(guān)矩陣，對于單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)來說，RHvpHep=RHvp(0)Hep(0)---(17.a)]]>RHepHep=RHep(0)Hep(0)---(18.a)]]>公式(17，18)中，上標(biāo)H表示矩陣的共扼轉(zhuǎn)置，Λvp(μ)和Λep(μ)是對角陣，定義如下Λvp(μ)=diag(e-j2π·j·μ/NT/Df;i∈ℵvp)---(19)]]>Λep(μ)=diag(e-j2π·i·μ/NT/Df;i∈ℵep).---(20)]]>注意，對于單發(fā)射天線OFDM來說，上述公式(19)和(20)都變成了單位矩陣，因為μ＝0。
RHvp(μ)Hep(μ)和RHep(μ)Hep(μ)表示信道的穩(wěn)健的相關(guān)矩陣，其計算方法參見穩(wěn)健的相關(guān)矩陣的計算部分。γ表示導(dǎo)頻功率與噪聲功率之比。
頻時變換裝置14對在除法裝置12所得的在有效導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值與第二計算裝置13所得的在虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值進(jìn)行頻時變換，以獲得時域的信道沖擊響應(yīng)估計，具體如下列公式(21)來描述g~=FIDFTH~p=FIDFTH^+epH~vpH^-ep---(21)]]>也即，對由除法裝置12所得的正負(fù)有效導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值(最小二乘估計)和第二計算裝置13所得的虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值(MMSE估計)所構(gòu)成的向量進(jìn)行離散傅立葉反變換(IDFT變換)。
這里，F(xiàn)IDFT表示Nfft/Df點的IDFT變換矩陣，如下所示[FIDFT]m,n=DfNfft·ej·2π·m·n·Df/Nfft---(22)]]>對于多發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，步驟S14所獲得的時域的信道沖擊響應(yīng)估計應(yīng)為該接收天線與所有發(fā)射天線之間的所有信道的信道沖擊響應(yīng)估計的時間偏移的疊加，如圖7所示。而對于單發(fā)射天線OFDM系統(tǒng)，步驟S14所獲得的時域的信道沖擊響應(yīng)估計即是該該接收天線與所有發(fā)射天線之間的所有信道的信道沖擊響應(yīng)估計。
時頻變換裝置15按時間偏移由所述時域的信道沖擊響應(yīng)估計提取出各個信道的信道沖擊響應(yīng)(對于單發(fā)射天線，所述時域的的信道沖擊響應(yīng)估計只包含該接收天線與發(fā)射天線之間的一個信道的信道沖擊響應(yīng))，并將所述各個信道的沖擊響應(yīng)分別進(jìn)行時頻變換，以生成各個信道的所有子載波的信道頻率響應(yīng)估計。
具體的，時頻變換裝置15可通過下面的公式(23)得到接收天線υ與所有發(fā)射天線所構(gòu)成的NT個信道的CFR估計為H~(μ,v)=FDFTg~μ·M:(μ+1)·M-1---(23)]]>這里，M＝Nfft/Df/NT， 表示列向量 的序號為μ·M到(μ+1)·M-1的元素組成的子向量，F(xiàn)DFT表示Nfft點的DFT變換矩陣，表示為[FDFT]m,n=e-j·m·n/Nfft,0≤m<Nfft,0≤n<M---(24)]]>公式(23)的含義是取信道沖擊向量 中相應(yīng)部分 然后后面添加Nfft-M個零，最后進(jìn)行Nfft長度的離散傅立葉變換(DFT)，即得到一個收發(fā)天線對之間的信道頻率響應(yīng)估計。
在另一個優(yōu)選實施方式中(在此，將前述實施方式稱為方案1，而本實施方式稱為方案2，以示區(qū)別)，第二計算裝置13還可對步驟S12所獲得的有效導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行濾波處理，以生成經(jīng)過濾波的有效子載波的信道頻率響應(yīng)估計值。從而，在頻時變換裝置14將對所述經(jīng)過濾波的有效導(dǎo)頻子載波和虛擬導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值進(jìn)行頻時變換，以獲得精度更高的時域信道沖擊響應(yīng)估計。從而最后獲得精度更高的信道頻率響應(yīng)估計。具體實現(xiàn)方式如下所述具體的，第二計算裝置14可采用穩(wěn)健的MMSE算法將虛擬子載波中沒有傳輸?shù)膶?dǎo)頻點上的信道信息(CFR)進(jìn)行估計和預(yù)測，同時將有效子載波位置上的最小二乘估計進(jìn)行濾波，如下面公式(25)所示H~p=RHpHep(RHepHep+1γI2Mp+1)-1H^ep---(25)]]>(這個公式的物理意義公式前面已經(jīng)說明，即對由有效導(dǎo)頻子載波上的最小二乘估計構(gòu)成的列向量左乘一個預(yù)測和濾波矩陣，將得到預(yù)測的虛擬子載波中導(dǎo)頻位置上的信道頻率響應(yīng)和經(jīng)濾波的有效導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)。)這里，RHpHep=Σμ=0NT-1Λp(μ)RHp(μ)Hep(μ)(Λep(μ))H---(26)]]>
對于單發(fā)OFDM來說，公式(26)變?yōu)镽HpHep=RHp(0)Hep(0)---(26.a)]]>其中，Λp(μ)=diag(e-j2π·i·μ/NT/Df;i∈ℵp),]]>ℵp=[m·Df;m=0,1,···,Nfft/Df-1]]]>是有效導(dǎo)頻和虛擬導(dǎo)頻的子載波序號集合。RHp(μ)Hep(μ)表示信道的穩(wěn)健的相關(guān)矩陣，其計算方法參見穩(wěn)健的相關(guān)矩陣的計算部分。
具體的，頻時變換裝置14通過下列公式(21)來求增強(qiáng)的信道估計所得的信道沖擊響應(yīng)(CIR)g~=FIDFTH~p=FIDFTH~p---(21)]]>該公式的物理意義是對列向量 進(jìn)行離散傅立葉反變換(IDFT)，得到由要估計的多個信道的沖擊響應(yīng)組成的信道沖擊向量 穩(wěn)健的相關(guān)矩陣的計算對比文獻(xiàn)[6]給出了穩(wěn)健的相關(guān)矩陣的計算方法，在此也引入本發(fā)明中作為參考。根據(jù)所述計算方法，為了得到信道的相關(guān)矩陣，不需要測量信道的實際的信道(這在一般條件下是不容易實現(xiàn)的)，而只需要估計出信道的最大延遲。而信道的最大延遲一般比較容易估計，如根據(jù)引導(dǎo)序列與本地序列進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算等方法。只要實際信道的最大延遲小于本方案中設(shè)定的最大延遲(K0)，那么無論實際信道具有什么樣的功率延遲譜(power delay profile，PDP)，計算出的相關(guān)矩陣都可適用，所以稱之為“穩(wěn)健的(Robust)”。
信道的Nfft個子載波的穩(wěn)健的相關(guān)矩陣可表示為RH(μ)H(μ)=FHDF---(25)]]>其中，F(xiàn)為歸一化的Nfft點IDFT變換矩陣，如下[F]n,k=1Nfftej2πnk/Nfft,0≤n<Nfft,0≤k<Nfft---(27)]]>
這里，K0表示用采樣間隔歸一化的信道最大延遲，即估計的信道最大延遲除以采樣間隔。
那么，相關(guān)矩陣RHvp(μ)Hep(μ)就是矩陣RH(μ)H(μ)的某子矩陣，該子矩陣可以通過抽取RH(μ)H(μ)的 標(biāo)識的行和 標(biāo)識的列所構(gòu)成。同理，可以得到相關(guān)矩陣RHep(μ)Hep(μ)和RHp(μ)Hep(μ)。
該穩(wěn)健的相關(guān)矩陣的計算方法的步驟在上述參照圖5和6描述的本發(fā)明內(nèi)容中也進(jìn)行了描述。
技術(shù)效果圖7中直觀的給出了現(xiàn)有技術(shù)中的傳統(tǒng)信道估計方法和根據(jù)本發(fā)明的信道估計方法所獲得多個信道的信道頻率響應(yīng)估計值的計算機(jī)仿真結(jié)果。各個參數(shù)取值為Nfft＝1024，Nh＝448，Df＝4，NT＝4，和Mp＝112。圖7中(a)部分的圖是指理想的信道頻率響應(yīng)，(b)部分是傳統(tǒng)信道估計方案所得到的信道頻率響應(yīng)估計，(c)部分是根據(jù)本發(fā)明的信道估計方案所得到的信道頻率響應(yīng)估計。由圖7很明顯的可以看出，傳統(tǒng)信道估計方案造成了比較明顯的能量泄漏，而根據(jù)本發(fā)明的信道估計方案基本上去除了能量泄漏，從而提高了信道估計的性能。
此外，我們還對根據(jù)本發(fā)明的信道估計方案進(jìn)行了信道估計均方誤差(MSE)的仿真，如圖8和9所示。仿真條件是NT＝4，NR＝4，Nfft＝1024，2Mp+1＝897，K0＝27，基帶采樣頻率為10MHz，仿真中所用信道的抽頭參數(shù)如表1所示，并假設(shè)已獲得理想的時間和頻率同步。Df＝4和8時得到的MSE性能分別如圖8和9所示。在圖8和9中，PSP/DFT-CE表示傳統(tǒng)的信道估計方案，E-PSP/DFT-CE-A表示根據(jù)本發(fā)明中提到的方案1，E-PSP/DFT-CE-B表示本文中提出的方案2。由圖中可以看出，當(dāng)導(dǎo)頻在頻域插的較密時，如Df＝4，方案2的性能要明顯比方案1要好，而方案1又明顯的去除了傳統(tǒng)算法中的MSE平臺。但當(dāng)導(dǎo)頻在頻域插的較少時，如Df＝8，方案2與方案1的性能已很接近，但由于去除了傳統(tǒng)信道估計方案中的MSE平臺，提高了信道估計的性能。
以上對本發(fā)明的具體實施例進(jìn)行了描述。需要理解對是，本發(fā)明并不局限于上述特定對實施方式，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)做出各種變形或修改。
權(quán)利要求
1.一種在多天線OFDM通信系統(tǒng)的接收機(jī)中進(jìn)行信道估計的方法，其包括以下步驟a.由經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號中計算生成一個有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值；b.利用所述有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由所述有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來計算生成虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值；c.由所述有效導(dǎo)頻子載波和虛擬導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來進(jìn)行頻時變換，以獲得時域的信道沖擊響應(yīng)估計；d.將所述時域的信道沖擊響應(yīng)估計中的各個信道的信道沖擊響應(yīng)分別進(jìn)行時頻變換，以生成各個信道中的所有子載波的信道頻率響應(yīng)估計。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，步驟a包括以下步驟-由經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號中獲取有效導(dǎo)頻子載波的信號值；-將所述有效導(dǎo)頻子載波的信號值除以發(fā)射端第一個天線所發(fā)射的OFDM信號的有效導(dǎo)頻子載波的信號值，以生成一個有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，還包括-對所述有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值進(jìn)行濾波處理，以生成經(jīng)過濾波的有效子載波的信道頻率響應(yīng)估計值；其中，步驟c為對所述經(jīng)過濾波的有效導(dǎo)頻子載波和虛擬導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值進(jìn)行頻時變換，以獲得時域的信道沖擊響應(yīng)估計。
4.根據(jù)權(quán)利要求1-3中任一項所述的方法，其特征在于，所述濾波處理為最小均方誤差濾波。
5.根據(jù)權(quán)利要求1-4中任一項所述的方法，其特征在于，步驟b為通過將由有效導(dǎo)頻子載波處的信道自相關(guān)矩陣以及虛擬導(dǎo)頻子載波和有效導(dǎo)頻子載波的信道互相關(guān)矩陣所組成的預(yù)測矩陣與所述有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值相乘來獲得所述虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值，其中，所述信道自相關(guān)矩陣和信道互相關(guān)矩陣可由Robust-MMSE的計算方法來產(chǎn)生。
6.一種在多天線OFDM通信系統(tǒng)的接收機(jī)中進(jìn)行信道估計的信道估計裝置，包括一個第一計算裝置，用于由經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號中獲取一個有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值；一個第二計算裝置，用于利用所述有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由所述有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來獲得虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值；一個頻時變換裝置，用于由所述有效導(dǎo)頻子載波和虛擬導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值來進(jìn)行頻時變換，以獲得時域的信道沖擊響應(yīng)估計；一個時頻變換裝置，用于將所述時域的信道沖擊響應(yīng)估計中的各個信道的信道沖擊響應(yīng)分別進(jìn)行時頻變換，以生成各個信道的所有子載波的信道頻率響應(yīng)估計。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的信道估計裝置，其特征在于，所述第一計算裝置包括一個獲取裝置，用于由經(jīng)OFDM解調(diào)后的信號中獲取有效導(dǎo)頻子載波的信號值；一個除法裝置，用于將所述有效導(dǎo)頻子載波的信號值除以發(fā)射端第一個天線所發(fā)射的OFDM信號的有效導(dǎo)頻子載波的信號值，以生成一個有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值。
8.根據(jù)權(quán)利要求6或7所述的信道估計裝置，其特征在于，還包括一個濾波裝置，用于對所述有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值進(jìn)行濾波處理，以生成經(jīng)過濾波的有效子載波的信道頻率響應(yīng)估計值；其中，所述頻時變換裝置還用于對所述經(jīng)過濾波的有效導(dǎo)頻子載波和虛擬導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值進(jìn)行頻時變換，以獲得時域的信道沖擊響應(yīng)估計。
9.根據(jù)權(quán)利要求6-8中任一項所述的信道估計裝置，其特征在于，所述濾波裝置為最小均方誤差濾波裝置。
10.根據(jù)權(quán)利要求6-9中任一項所述的信道估計裝置，其特征在于，所述相關(guān)計算裝置還用于通過將由有效導(dǎo)頻子載波處的信道自相關(guān)矩陣以及虛擬導(dǎo)頻子載波和有效導(dǎo)頻子載波的信道互相關(guān)矩陣組成的預(yù)測矩陣與所述有效導(dǎo)頻子載波的信道頻率響應(yīng)估計值相乘來獲得所述虛擬導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)估計值，其中，所述信道自相關(guān)矩陣和信道互相關(guān)矩陣可由Robust-MMSE的計算方法來產(chǎn)生。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種在OFDM接收機(jī)中的信道估計的裝置及其方法，其目的是為克服在現(xiàn)有技術(shù)的信道估計方案由于未考慮虛擬導(dǎo)頻子載波而存在的能量泄漏問題。具體的，在本發(fā)明中，其通過由有效導(dǎo)頻子載波與虛擬導(dǎo)頻子載波的相關(guān)性，由有效導(dǎo)頻子載波處的CFR將估算的虛擬導(dǎo)頻子載波處的CFR與有效導(dǎo)頻子載波處的CFR一起用于信道估計，從而明顯地降低了信道估計中的能量泄漏，提高了信道估計的性能。
文檔編號H04J11/00GK101064571SQ20061002625
公開日2007年10月31日 申請日期2006年4月29日 優(yōu)先權(quán)日2006年4月29日
發(fā)明者李棟, 郭峰, 楊紅衛(wèi) 申請人:上海貝爾阿爾卡特股份有限公司