專利名稱：在mimo－ofdm傳輸系統(tǒng)中產(chǎn)生前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于為多天線OFDM傳輸系統(tǒng)產(chǎn)生前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)的方法，該方法尤其可以在未來的高速率WLAN(無線局域網(wǎng))中使用，但是也可以在具有多天線技術(shù)的移動無線電系統(tǒng)中使用。
已知的或者至少部分已知的前導(dǎo)信號的傳輸通常具有以下目的使接收機能夠?qū)崿F(xiàn)快速的同步和信道估計，以便能夠盡可能無錯誤地(即在理想情況下只是還由于輸入噪聲和/或干擾而降級)分析隨后的數(shù)據(jù)。關(guān)于同步，時鐘、頻率和符號同步可以彼此被區(qū)分。時鐘同步涉及發(fā)射機和接收機中的D/A和A/D轉(zhuǎn)換器時鐘的同步，而頻率同步涉及混頻器頻率的同步。在具有保護(hù)間隔的OFDM傳輸系統(tǒng)中，如在本發(fā)明中所考慮的那樣，附加地需要符號同步，其任務(wù)在于，這樣定位用于(以頻分復(fù)用方式傳輸?shù)?數(shù)據(jù)符號的分析窗口，使得不出現(xiàn)符號間干擾(信道脈沖響應(yīng)短于保護(hù)間隔的持續(xù)時間)或出現(xiàn)盡可能少的符號間干擾(信道脈沖應(yīng)答長于保護(hù)間隔的持續(xù)時間)。
傳統(tǒng)的無線OFDM傳輸系統(tǒng)如例如在所謂的WLAN(無線局域網(wǎng))中所使用的那樣通常在發(fā)射機和/或接收機中僅僅使用一個天線。
與此相反，MIMO-OFDM傳輸系統(tǒng)(MIMO，多輸入多輸出)是一種新穎的擴展，這些傳輸系統(tǒng)能夠根據(jù)信道特性通過空間“復(fù)用”實現(xiàn)頻譜效率的顯著提升。
在這種情況下，前導(dǎo)信號必須不僅支持在接收機中對單個信道的估計，而且必須能夠針對每個被空間“復(fù)用”的數(shù)據(jù)流在接收機中基于前導(dǎo)信號確定信道特征。
最后，信令的任務(wù)是，將在發(fā)射機中所使用的物理傳輸參數(shù)、例如調(diào)制和編碼通知接收機。
本發(fā)明所基于的任務(wù)在于，實現(xiàn)一種用于為基于MIMO-OFDM傳輸技術(shù)的面向分組的數(shù)據(jù)傳輸產(chǎn)生前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)和信令結(jié)構(gòu)的方法，使得在同時與已經(jīng)存在的OFDM傳輸系統(tǒng)(特別是IEEE 802.11a，802.11g)向下兼容的情況下能夠在接收機中以相對小的處理花費實現(xiàn)同步參數(shù)和信道參數(shù)的良好的估計精度。
根據(jù)本發(fā)明，該任務(wù)通過權(quán)利要求1的措施以及替代地通過權(quán)利要求8的措施來解決。
特別是通過在各個天線的同步段中使用根據(jù)下式的同步序列sm(n)＝DFT-1{Sm(k)}，其中 n＝1，...，N，即使在發(fā)射機中不存在關(guān)于信道的詳細(xì)的先驗信息時，所有被尋址的接收機也不僅能夠分析信令字段，而且能夠分析有用數(shù)據(jù)字段。如果為各個天線的同步序列使用關(guān)系sm(n)＝DFT-1{Sm(k)}，其中 n＝1，...，N，則被尋址的接收機又能夠不僅分析信令字段而且分析有用數(shù)據(jù)字段，其中然而在發(fā)射機中存在關(guān)于信道的詳細(xì)的先驗信息。被尋址的接收機在此情況下可以是具有多個接收天線的MIMO接收機，也可以是只有一個接收天線的接收機，由此也能夠?qū)崿F(xiàn)與已經(jīng)存在的傳輸系統(tǒng)的高度向后兼容性。
替代地，根據(jù)權(quán)利要求8，用于各個天線的信道估計序列cm(n)可以由OFDM符號cm，x(n)根據(jù)下式接連排列形成cm(n)＝gm，1(n)cm，1(n)gm，2(n)cm，2(n)…gm，D(n)cm，D(n)其中cm，x(n)＝DFT-1{Cm，x(k)}且Cm，x(k)＝pk，m，x·C(k)，n＝1，...，N，由此可以以相同的方式為所有被尋址的接收機不僅分析信令字段而且分析有用數(shù)據(jù)字段，并且能夠?qū)崿F(xiàn)與傳統(tǒng)的傳輸系統(tǒng)的向后兼容性。
自然，這兩種替代方案在同步序列和信道估計序列的構(gòu)造方面也可以彼此組合，由此改善整個系統(tǒng)的可靠性。
在同步序列sm(n)前面可以設(shè)置OFDM典型的保護(hù)間隔或者符號反轉(zhuǎn)的保護(hù)間隔，其中同步序列被周期性地重復(fù)至少一次。
此外，為了實現(xiàn)特殊的發(fā)射分集方法，相位值的相關(guān)性可以根據(jù)等式 盡可能地小，由此傳輸系統(tǒng)的所有站都能夠分析完整的被發(fā)送的數(shù)據(jù)分組、即信令字段和有用數(shù)據(jù)字段，以便獲得關(guān)于網(wǎng)絡(luò)和關(guān)于預(yù)留的時間區(qū)域的一般信息。
優(yōu)選地，該種所謂的發(fā)射分集方法通過特殊的實現(xiàn)形式根據(jù) 來優(yōu)化，由此能夠?qū)崿F(xiàn)所謂的“循環(huán)延遲分集”方法(CDD)。從實施角度來看，該方法是有利的，因為與一般的措施不同，在發(fā)射機中每個OFDM符號只需要一次傅立葉逆變換。
為了將所提出的方法應(yīng)用于根據(jù)IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)的WLAN，使用根據(jù)S(k)-26:26=136{0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,0,]]>0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0}]]>的基本同步信號以及根據(jù)C(k)-26:26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}的基本信道估計信號，由此能夠在這種已經(jīng)存在的系統(tǒng)中實現(xiàn)直接實施。
就信道估計序列而言，用于各個天線的該信道估計序列也可以由OFDM符號cm，x(n)根據(jù) 的接連排列形成，其中j是OFDM符號cm，x(n)的重復(fù)次數(shù)。
就所使用的保護(hù)間隔而言，該保護(hù)間隔可以由簡單的OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝cm，x(n+N-NG) n＝1，...，NG或者由雙重的OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝cm，x(n+N-2NG)n＝1，...，2NG形成，其中NG是保護(hù)間隔的采樣值的數(shù)目。
此外，信令段可以在時域中被布置在有用數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)和前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)的信道估計段之間，其中信令段包含用于各個天線的信令序列，該信令序列由OFDM符號am，x(n)以及OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝am，x(n+N-NG) n＝1，...，NG根據(jù)下式接連排列形成am(n)＝gm，1(n)am，1(n)gm，2(n)am，2(n)…gm，V(n)am，V(n)，其中am，x(n)＝DFT-1{Am，x(k)}并且Am,x(k)=Ixsig(k)·Σd=1Dkpk,m,d,]]>n＝1，...，N。
替代地，具有信道估計序列cm(n)的信道估計段可以被劃分為具有部分信道估計序列cm1(n)以及cm2(n)的第一部分信道估計段和第二部分信道估計段，并且信令段可以被劃分為具有部分信令序列am1(n)和am2(n)的第一部分信令段和第二部分信令段，并且第一部分信道估計段、第一部分信令段、第二部分信道估計段和第二部分信令段按時間順序被重新組合，其中第一和第二部分信道估計序列根據(jù)cm1(n)=gm,1(n)cm,1(n)]]>cm2(n)=gm,2(n)cm,2(n)···gm,D(n)cm,D(n)]]>或者根據(jù) 在使用簡單的或雙重的OFDM典型的保護(hù)間隔的情況下形成，并且其中第一部分信令序列根據(jù)am1(n)=gm,1(n)am,1(n)gm,2(n)am,2(n)···gm,V′(n)am,V′(n)]]>并且第二部分信令序列根據(jù)am2(n)=gm,V′+1(n)am,V′+1(n)gm,V′+2(n)am,V′+2(n)···gm,V(n)am,V(n),]]>其中am，x(n)＝DFT-1{Am，x(k)}并且 以及OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝am，x(n+N-NG) n＝1，...，NG來形成。在該情況下，又能夠?qū)崿F(xiàn)向后兼容性，因為現(xiàn)在傳統(tǒng)的傳輸系統(tǒng)中的站也能夠分析信令字段，由此隨后的信道估計序列的數(shù)目是先驗已知的。
優(yōu)選地，矩陣Pk的列向量Pk，x(x＝1，...，Dk)被這樣排序，使得功率值Px=Σ∀kΣm=1MT|pk,m,x|2]]>x＝1，...，D的方差在考慮關(guān)系對于x＞Dk來說pk，m，x＝0的情況下盡可能地小。在此，針對每個子載波k，空間預(yù)失真矩陣Pk的列向量Pk，x(x＝1，...，Dk)在第一步驟中根據(jù)大小這樣被排序，使得滿足Σm=1MT|pk,m,x|2≥Σm=1MT|pk,m,z|2]]>對于z＞x，并且在第二步驟中根據(jù)規(guī)則Pk,x→Pk,(x+k)modDk]]>進(jìn)行隨機置換。
在另外的從屬權(quán)利要求中表明了本發(fā)明的另外的有利的擴展方案。
以下借助實施例參照圖來進(jìn)一步描述本發(fā)明。


圖1示出根據(jù)IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)據(jù)發(fā)送在時域中的簡化圖示；圖2示出根據(jù)IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)的前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)的簡化圖示；
圖3示出根據(jù)IEEE 802.11的信令結(jié)構(gòu)在時域中的簡化圖示；圖4示出用于說明根據(jù)圖3的各個比特的含義的簡化表；圖5示出根據(jù)第一實施例的本發(fā)明前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)；以及圖6示出根據(jù)第二實施例的本發(fā)明前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)。
以下借助根據(jù)IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)的WLAN傳輸系統(tǒng)(無線局域網(wǎng))作為OFDM傳輸系統(tǒng)來描述本發(fā)明，其中然而原則上也可設(shè)想替代的OFDM傳輸系統(tǒng)。根據(jù)在此被明確引用的這種IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)，在OFDM傳輸系統(tǒng)(正交頻分復(fù)用)中使用OFDM符號。這種復(fù)用方法特別適合于被強烈干擾的數(shù)字無線電廣播信號的地面?zhèn)鬏?，因為這種復(fù)用方法對回波不敏感。
因此，首先準(zhǔn)備根據(jù)圖1來描述在物理層PHY(Physical Layer)上以及在傳輸介質(zhì)訪問控制MAC(Medium Access Control)中數(shù)據(jù)分組的大略概況，如從IEEE 802.11中可以獲知的那樣。對于詳細(xì)的描述請參閱該標(biāo)準(zhǔn)。
根據(jù)圖1，MAC表示傳輸介質(zhì)訪問控制(Medium Access Control)并且PHY表示物理層(Physical Layer)。物理層被進(jìn)一步細(xì)分為收斂過程PLCP(物理層收斂過程)以及所謂的PMD(物理介質(zhì)依賴)。用MPDU表示MAC協(xié)議數(shù)據(jù)單元(MAC Protocol Data Unit)，PSDU是相應(yīng)的PLCP業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)單元(PLCP Service Data Unit)。為了基本上實現(xiàn)功率匹配或“自動增益控制”AGC、同步和信道估計，數(shù)據(jù)序列具有所謂的PLCP前導(dǎo)信號形式的訓(xùn)練符號，該前導(dǎo)信號在下面稱為前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS并且在圖2中被簡化示出。
在WLAN中，該前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS由12個OFDM符號構(gòu)成，在這12個OFDM符號之后跟隨有具有信令段SI(1個OFDM符號)的信令字段或信令結(jié)構(gòu)。根據(jù)WLAN標(biāo)準(zhǔn)的信令段SI在圖3中被簡化地示出，其中圖3也示出所謂的“報頭”的一部分。在該信令字段或信令段SI之后布置有真正的有用數(shù)據(jù)字段DA，在該有用數(shù)據(jù)字段中存放有可變數(shù)目的OFDM符號，并且該有用數(shù)據(jù)字段包含上面提及的PLCP業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)單元PSDU。
為了傳輸數(shù)據(jù)，在MAC側(cè)發(fā)出命令“PHY-TXSTART.request”，由此物理層PHY被置于傳輸狀態(tài)中。物理層收斂過程PLCP接著發(fā)送多個命令給依賴于傳輸介質(zhì)的層PMD，由此引起前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS和信令段SI的傳輸。一旦前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS的傳輸開始，就進(jìn)行真正的數(shù)據(jù)的加擾和編碼。被加擾并且編碼的數(shù)目隨后在傳輸介質(zhì)訪問控制MAC和物理層收斂過程PLCP之間通過多個數(shù)據(jù)交換命令“PHY_DATA.req”和“PHY_DATA.conf”被交換。當(dāng)物理層PHY具有接收狀態(tài)時，結(jié)束數(shù)據(jù)傳輸或數(shù)據(jù)分組的傳輸，其中每個命令“PHY_TXEND.request”由物理層通過命令“PHY_TXEND.confirm”來確認(rèn)。
因此，數(shù)據(jù)分組在物理層PHY上基本上由三部分構(gòu)成。首先是用于參數(shù)估計、即功率匹配AGC(自動增益控制)、頻率和OFDM符號同步、以及信道估計的前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS。在該前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS之后是信令結(jié)構(gòu)或信令段SI，利用該信令結(jié)構(gòu)或信令段來實現(xiàn)物理層的所使用的工作模式的信令(碼率、調(diào)制)以及確定數(shù)據(jù)分組的長度。最后，真正的有用數(shù)據(jù)位于隨后的數(shù)據(jù)字段DA中，這些有用數(shù)據(jù)由可變數(shù)目的OFDM符號構(gòu)成。其數(shù)據(jù)速率已經(jīng)在信令字段SI中被表明。
圖2示出根據(jù)圖1的前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS的詳細(xì)圖示，其中相同的附圖標(biāo)記表示相同的或相應(yīng)的信號序列，并且以下省略重復(fù)的描述。
根據(jù)圖2，前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS由四個OFDM符號構(gòu)成，其中兩個OFDM符號被設(shè)置用于功率匹配AGC以及粗略同步并且兩個OFDM符號被設(shè)置用于信道估計以及精細(xì)同步。
在此情況下用G來表示具有保護(hù)間隔序列的保護(hù)間隔，其中GG是雙重保護(hù)間隔、即兩倍持續(xù)時間的保護(hù)間隔。采樣值s(n)表示同步序列，即用于在接收機中支持同步的信號序列。該同步序列由S(k)-26:26=136{0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,0,]]>0，0，0，-1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，1+j，0，0，0，1+j，0，0，0，1+j，0，0，0，1+j，0，0}的傅立葉逆變換得出。類似地，c(n)表示信道估計序列，即用于在接收機中支持信道估計的信號序列，該信號序列又由C(k)-26:26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}的傅立葉逆變換得出。
在此情況下，S(k)表示頻域中的基本同步信號并且C(k)表示頻域中的基本信道估計信號，如針對WLAN在IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)中明確地所確定的那樣。
圖3示出用于說明根據(jù)圖1的信令結(jié)構(gòu)的簡化圖示，其中相同的附圖標(biāo)記又描述相同的數(shù)據(jù)字段或者信號序列，并且以下省略重復(fù)的描述。
相應(yīng)的信令OFDM符號的采樣序列又由圖3中示出的比特序列的傅立葉逆變換得到。該比特序列因此包含具有4個比特R1至R4的用于確定數(shù)據(jù)速率的數(shù)據(jù)字段RATE(速率)、具有預(yù)留比特R的數(shù)據(jù)字段、具有比特R5至R16的用于確定數(shù)據(jù)長度的數(shù)據(jù)字段 (長度)、校驗比特P、以及具有6個比特的用于直接在接收了尾比特之后對用于數(shù)據(jù)速率的字段RATE以及用于數(shù)據(jù)長度的字段 進(jìn)行解碼的信令尾部SIGNAL TAIL(信號尾部)。
各個比特R1至R23的含義在根據(jù)圖4的表中被示出。在此，數(shù)據(jù)分組在使用在RATE字段中所指定的物理層的工作模式(PHY模式)的情況下被傳輸。
根據(jù)本發(fā)明，這種OFDM傳輸系統(tǒng)現(xiàn)在應(yīng)被應(yīng)用于在各個發(fā)射機和接收機中具有多個天線的MIMO-OFDM傳輸系統(tǒng)，其中就合適的前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)的定義而言可以區(qū)分以下三種情況。
根據(jù)第一情況，所有站、即MIMO(多輸入多輸出)站和SISO(單輸入單輸出)站都必須能夠分析完整的所發(fā)送的數(shù)據(jù)分組、即信令字段和數(shù)據(jù)字段，以便獲得關(guān)于網(wǎng)絡(luò)和關(guān)于預(yù)留的時間區(qū)域的一般信息。這特別涉及幀“Beacon(信標(biāo))”、RTS(請求發(fā)送)、CTS(清除發(fā)送)、CTS-self和CF-end(無爭用)。
在第二情況中，所有站都必須能夠至少分析信令字段SI。
在第三情況中，只有被尋址的接收機必須能夠分析信令字段和數(shù)據(jù)字段。
迄今的用于實現(xiàn)MIMO-OFDM傳輸系統(tǒng)的考慮僅僅針對情況2。在該第二情況中，雖然可以基于“RATE”和“ ”字段準(zhǔn)確地預(yù)言數(shù)據(jù)分組的結(jié)束。然而即使在缺少對這些參數(shù)的認(rèn)識的情況下也通過在傳輸系統(tǒng)中總歸被使用的具有沖突避免的載波接入方法(CSMA/CA，具有沖突避免的載波偵聽多路訪問)來避免沖突。即使當(dāng)奇偶校驗提供錯誤的結(jié)果時，其中顯示有效的信令字段的存在，雖然該信令字段實際并不存在，并且由此開始分析并不以已知形式存在的數(shù)據(jù)部分，但在IEEE 802.11中所描述的PLCP接收方法避免對相應(yīng)的設(shè)備之間的正有效的數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃胸?fù)面影響。
因此在隨后的對情況1至3的考慮中假定，在發(fā)射機中對每個子載波k所應(yīng)用的MIMO信號處理可以通過線性運算來描述，使得在OFDM或OFDM處理之后在接收機中存在信號[Rk]MRx1=[Hk]MRxMT·[Pk]MTxDk·[Ik]Dkx1=[Gk]MRxDk·[Ik]Dkx1.]]>在此，Rk表示接收向量，Hk表示信道矩陣，Pk表示MIMO“預(yù)處理”矩陣并且Ik表示數(shù)據(jù)向量。所有噪聲影響或者其它干擾量在此都被忽略。在方括號旁的下標(biāo)表示矩陣維數(shù)，其中方括號被插入僅僅為了實現(xiàn)在矩陣索引和矩陣維數(shù)索引之間的明顯分離。
在下面描述各種情況以及所屬的前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)之前，首先定義所使用的縮寫G保護(hù)間隔GG兩倍持續(xù)時間的保護(hù)間隔(＝雙重保護(hù)間隔)DFT離散傅立葉變換DFT-1離散傅立葉逆變換OFDM正交頻分復(fù)用MT發(fā)射天線的數(shù)目n時間索引(＝采樣值)x又一個時間索引(＝OFDM符號索引)m天線索引d空間數(shù)據(jù)流的索引k子載波索引(＝頻率索引；前提基于OFDM的傳輸系統(tǒng))V′OFDM符號的數(shù)目，該數(shù)目是傳輸部分信令信息所需的VOFDM符號的數(shù)目，該數(shù)目是傳輸總信令信息所需的LOFDM符號的數(shù)目，有用數(shù)據(jù)用這些OFDM符號被傳輸N每個OFDM符號的采樣值的數(shù)目(依賴于D/A或A/D轉(zhuǎn)換器速率)Dk在第k個子載波上所傳輸?shù)目臻g數(shù)據(jù)流的數(shù)目D在所有子載波上的空間數(shù)據(jù)流的最大數(shù)目，D=max∀kDk]]>k，m(基本同步信號的)偽隨機的(但是接收機已知的)依賴于頻率(索引k)和天線(索引m)的相位旋轉(zhuǎn)k，m，d(基本同步信號的)偽隨機的(但是接收機已知的)依賴于頻率(索引k)、天線(索引m)和空間(索引d)的相位旋轉(zhuǎn)
維數(shù)為MT×Dk的矩陣，該矩陣被用于第k個子載波上的有用數(shù)據(jù)的空間預(yù)失真(Vorverzerrung)Pk，d矩陣[Pk]MT×Dk的第d個列向量Pk，m，d矩陣[Pk]的第m行第d列元素sm(n)通過天線m所傳輸?shù)耐叫蛄?＝用于在接收機中支持同步的信號序列)。
S(k)頻域中的基本同步信號Sm(k)通過天線m所傳輸?shù)念l域中的同步信號cm，x(n)通過天線m所傳輸?shù)牡趚個信道估計序列(＝用于在接收機中支持信道估計的信號序列)C(k)頻域中的基本信道估計信號Cm，x(k)通過天線m所傳輸?shù)念l域中的第x個信道估計信號am，x(n)通過天線m所傳輸?shù)牡趚個信號序列(＝具有關(guān)于所使用的傳輸模式的信令信息的數(shù)據(jù)序列)Am，x(k)通過天線m所傳輸?shù)念l域中的第x個信令序列Ixsig(k)在第x個OFDM信令符號的第k個子載波上所傳輸?shù)男帕钚畔?包含例如關(guān)于每個單個空間數(shù)據(jù)流的編碼和調(diào)制、數(shù)據(jù)分組的長度、...的信息)。
dm，x(n)通過天線m所傳輸?shù)牡趚個數(shù)據(jù)序列Id，x(k)在第x個OFDM有用數(shù)據(jù)符號的第k個子載波的第d個空間數(shù)據(jù)流上所傳輸?shù)男畔ⅰ?br> Dm，x(k)通過天線m所傳輸?shù)念l域中的第x個數(shù)據(jù)信號說明這里被稱為“序列”的是OFDM符號的采樣值，即n＝1，...，N情況1原則上適用的是，包含關(guān)于所預(yù)留的資源或者網(wǎng)元的重要信息的那些數(shù)據(jù)分組不僅必須可以由所有不同類型的站(即MIMO或SISO站)分析，而且也必須可以在最大的通信有效距離內(nèi)被分析，因此這里應(yīng)用空間復(fù)用意義不大。相反，僅以盡可能小的數(shù)據(jù)速率傳輸數(shù)據(jù)流。如果例如存在MIMO發(fā)射機，即發(fā)射機具有多個天線，則接收機中的檢測安全性可以通過應(yīng)用發(fā)射分集方法來提高。在此，以下限制適用，即所使用的方法由于兼容性原因必須對于所有站來說都是透明的。
滿足該特性的發(fā)射分集方法例如通過 形式的預(yù)處理向量來表征。更確切地說，在每個天線m上每個子載波k都被施加偽隨機的相位旋轉(zhuǎn)k，m。在不限制一般性的情況下，可以設(shè)置k，1＝0，使得不變地包含作為特殊情況的SISO單天線情況。一般可以要求，相位值的相關(guān)性盡可能小，而無需首先詳細(xì)規(guī)定相位序列。這對應(yīng)于關(guān)系 這種所提出的預(yù)處理的特殊的實現(xiàn)形式是具有 的所謂的CDD方法(循環(huán)延遲分集)。由實施角度來看，該CDD方法是有利的，因為與一般的方法不同，在發(fā)射機中每個OFDM符號只需要一次傅立葉逆變換。
根據(jù)該第一情況，因此使用配備有多個天線的MIMO站，這些MIMO站發(fā)送數(shù)據(jù)分組，這些數(shù)據(jù)分組被所有站、即MIMO站和SISO站理解。在此情況下，在每個子載波和每個天線上應(yīng)用偽隨機相位旋轉(zhuǎn)形式的發(fā)射分集方法，其中特別是使用CDD方法。在此情況下，所使用的相位向量Pk對于包括前導(dǎo)信號符號S(k)和C(k)在內(nèi)的所有OFDM符號來說是相同的。此外，使用與圖1中例如根據(jù)IEEE 802.11的PLCP發(fā)射過程相同的“PLCP發(fā)射過程”。當(dāng)沒有SISO設(shè)備是活動的、即不存在兼容性要求時，這種處理方式也仍然有意義。
還要說明的是，只有當(dāng)在接收機中結(jié)合信道估計僅僅進(jìn)行時間方向的濾波、即進(jìn)行兩個c(n)序列的平均并且不進(jìn)行頻率方向的濾波時，所描述的方法對于SISO設(shè)備來說才是真正透明的。
圖5示出根據(jù)第一實施例的、具有本發(fā)明前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)分組的簡化圖示。
根據(jù)圖5，針對各個天線1、2、...、MT示出了頻域中的所屬的數(shù)據(jù)分組，其中只要應(yīng)根據(jù)WLAN來實現(xiàn)MIMO-OFDM傳輸系統(tǒng)，各個天線的數(shù)據(jù)分組就基本上對應(yīng)于根據(jù)圖1至4的數(shù)據(jù)分組。
圖5中示出的用于各個天線的前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)因此在時域中并且離散地被示出。
情況3當(dāng)根據(jù)情況3只有被尋址的MIMO接收機必須能夠?qū)嶋H分析所發(fā)送的數(shù)據(jù)分組時，則在前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS以及所使用的信令結(jié)構(gòu)SI的設(shè)計方面的自由度是最大的。用于信道估計的信道估計序列對c(n)的數(shù)目D在此情況下對應(yīng)于每個子載波k應(yīng)該傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流的最大數(shù)目，即D＝max{Dk}。每個子載波上的數(shù)據(jù)在使用矩陣 的情況下來傳輸。在預(yù)處理方面，根據(jù)本發(fā)明，以下處理被視為是特別有效率的對于同步序列s(n)來說可以應(yīng)用兩種不同的變型方案根據(jù)變型方案a)，用于各個天線的同步序列滿足關(guān)系sm(n)＝DFT-1{Sm(k)}，其中 n＝1，...，N，使得盡可能不相關(guān)的信號通過各個天線被傳輸。當(dāng)在發(fā)射機中不存在關(guān)于相應(yīng)信道的詳細(xì)的先驗信息時，尤其可以應(yīng)用該變型方案a。
根據(jù)變型方案b)，用于各個天線的同步序列滿足等式sm(n)＝DFT-1{Sm(k)}，其中 n＝1，...，N，其中當(dāng)在發(fā)射機中存在關(guān)于相應(yīng)信道的詳細(xì)的先驗信息時，尤其應(yīng)用該變型方案b)。
為了使該方法適配于例如WLAN傳輸系統(tǒng)，為基本同步信號使用S(k)-26.26=136{0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,0,]]>0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0},]]>如在標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11中所規(guī)定的那樣。
根據(jù)圖5，可以在這些同步序列sm(n)前面分別設(shè)置OFDM典型的保護(hù)間隔G，其中同步序列sm(n)被周期性地重復(fù)至少一次。替代地，也可以前置符號反轉(zhuǎn)的保護(hù)間隔。
然而，替代地或者附加地，也可以將信道估計序列c(n)用于實現(xiàn)SISO兼容的MIMO傳輸系統(tǒng)。
因此，用于各個天線1至MT的信道估計序列可以對應(yīng)于OFDM符號cm，x(n)的接連排列cm(n)＝gm，1(n)cm，1(n)gm，2(n)cm，2(n)…gm，D(n)cm，D(n)存在于根據(jù)圖5的前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS的相應(yīng)信道估計段KA中并且滿足以下等式cm，x(n)＝DFT-1{Cm，x(k)}且Cm，x(k)＝pk，m，x·C(k)，n＝1，...，N。
在此情況下假設(shè)，接收機可以直接從接收信號中導(dǎo)出用于信道估計的信道估計序列對的數(shù)目D(例如通過以間隔4由64個采樣值在相同長度的時間窗上確定自相關(guān)函數(shù)(AKF))，使得該參數(shù)的信令不一定是必需的。
為了匹配于開頭所描述的WLAN傳輸系統(tǒng)，又可以使用在IEEE802.11中所規(guī)定的基本信道估計信號C(k)-26:26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}。
如果Dk＜D...，則在區(qū)域Dk＜x≤D中不存在Pk，m，x，并且Pk，m，x應(yīng)相應(yīng)地被設(shè)置為零。
信道估計序列cm(n)也又可以被周期性地重復(fù)至少一次。例如用于各個天線的信道估計序列cm(n)由OFDM符號cm，x(n)根據(jù) 的接連排列形成，其中j是OFDM符號cm，x(n)的重復(fù)次數(shù)。
雖然根據(jù)圖5對于信道估計序列來說保護(hù)間隔GG由雙重的OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝cm，x(n+N-2NG) n＝1，...，2NG構(gòu)成，其中NG是保護(hù)間隔的采樣值的數(shù)目，保護(hù)間隔也可以由簡單的OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝cm，x(n+N-NG) n＝1，...，NG構(gòu)成。
在此，此外附上關(guān)于功率標(biāo)準(zhǔn)化的說明。
通常，發(fā)射功率在所有OFDM有用符號(即包含有用信息的那些符號)上是恒定的，即PS,data,x=E{1NΣn=1NΣm=1MT|dm,x(n)|2}∝E{Σ∀kΣm=1MTΣd=1Dk|pk,m,d·Id,k(k)|2}]]> 對于所有x＝1，...，L
其中E{}表示期望值。
信道估計序列的發(fā)射功率為PS,est,x=1NΣn=1NΣm=1MT|cm,x(n)|2∝Σ∀kΣm=1MT|pk,m,x|2·|C(k)|2]]>x＝1，...，D在此情況下得到以下論斷一般而言這兩項有所區(qū)別，因為上面一項還包括所有空間數(shù)據(jù)流的和。該區(qū)別通常又通過基本信道估計信號C(k)的、對于接收機而言已知的權(quán)重w來補償，即例如|C(k)|2＝w·E{|Id，x(k)|2}。
在此情況下可能產(chǎn)生以下問題如果 對于所有x＝1，...，D，則信道估計序列的功率根據(jù)上述項而波動。在此不利的是，可用的功率不是最佳地被用于信道估計。該問題可以通過以下方式來解決，即執(zhí)行[Pk]的列向量的置換，使得在考慮關(guān)系pk，m，x＝0(對于x＞Dk)的情況下，關(guān)于所有的x＝1、...、D的功率值Px=Σ∀kΣm=1MT|pk,m,x|2]]>的波動寬度或方差被最小化。
例子對于所有子載波k，首先按照大小對[Pk]的所有列或者其列向量進(jìn)行排序，使得對于z＞x適用Σm=1MT|pk,m,x|2≥Σm=1MT|pk,m,z|2.]]>隨后根據(jù)規(guī)則Pk,x→Pk,(x+k)modDk]]>對這些列向量進(jìn)行隨機置換。
替代地或者附加地，也可以為各個天線確定信令段SI的信令序列，以便實現(xiàn)合適的MIMO傳輸系統(tǒng)。
根據(jù)圖5，信令段SI包含關(guān)于數(shù)據(jù)序列的物理處理的信息、即例如每個子載波k的數(shù)據(jù)流的數(shù)目以及其編碼和調(diào)制、數(shù)據(jù)分組的長度等等。該信息的規(guī)模根據(jù)物理處理的類型而變化，使得在一般情況下可以由此出發(fā)，即對于其傳輸來說需要多于一個的OFDM符號(在圖5中通過參數(shù)V來描述)。
為了避免重復(fù)測定(erbestimmung)或“Overhead”，信令字段SI的長度應(yīng)該自適應(yīng)地匹配于信息的規(guī)模，這例如可以在第一OFDM符號中表明。
為了能夠在接收機中重新正確地提取信息，這些信息必須以預(yù)先定義的方式被編碼，其中編碼的類型由于該信息的敏感性而應(yīng)盡可能穩(wěn)健、即不容易出錯。這暗示著，傳輸應(yīng)盡可能以分集模式而不是以復(fù)用模式進(jìn)行。為了使信道估計證明其有效性，在所有并行的空間數(shù)據(jù)流上傳輸相同的信息。因此，由OFDM符號am，x(n)以及OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝am，x(n+N-NG) n＝1，...，NG根據(jù)am(n)＝gm，1(n)am，1(n)gm，2(n)am，2(n)…gm，v(n)am，v(n)(其中am，x(n)＝DFT-1{Am，x(k)}并且Am,x(k)=Ixsig(k)Σd=1Dkpk,m,d,]]>n＝1，...，N)的接連排列得到信令序列am(n)。
于是等式dm，x(n)＝DFT-1{Dm，x(k)}，其中Dm,x(k)=Σd=1Dkpk,m,d·Id,x(k)]]>適用于數(shù)據(jù)字段DA中的數(shù)據(jù)序列，其中在此情況下Id，x(k)代表數(shù)據(jù)符號或信息，該數(shù)據(jù)符號或信息在第x個OFDM有用數(shù)據(jù)符號的第k個子載波的第d個空間數(shù)據(jù)流上、即在空間、時間和頻譜資源元素上被傳輸。
雖然根據(jù)圖5信令結(jié)構(gòu)SI在時域中被布置在有用數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)DA和前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)PS的信道估計段KA之間，但是信令結(jié)構(gòu)也可以替代地被構(gòu)造。
情況2針對SISO站也必須能夠分析信令字段或信令結(jié)構(gòu)SI的情況2，提出圖6中示出的根據(jù)第二實施例的前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)。在此情況下，相同的附圖標(biāo)記表示相同的或相應(yīng)的數(shù)據(jù)序列，因此以下省略重復(fù)的描述。
根據(jù)圖6，提出一種替代的前導(dǎo)信號或信令結(jié)構(gòu)，其中具有信道估計序列cm(n)的信道估計段KA被劃分為具有部分信道估計序列cm1(n)和cm2(n)的第一部分信道估計段KA1和第二部分信道估計段KAD，并且信令段SI被劃分為具有部分信令序列am1(n)和am2(n)的第一部分信令段SI1和第二部分信令段SIV，并且第一部分信道估計段KA1、第一部分信令段SI1、第二部分信道估計段KAD和第二部分信令段SIV按時間順序被重新組合。在該信令段中，第一部分信令序列根據(jù)am1(n)=gm,1(n)am,1(n)gm,2(n)am,2(n)···gm,V′(n)am,V′(n)]]>并且第二部分信令序列根據(jù)am2(n)=gm,V′+1(n)am,V′+1(n)gm,V′+2(n)am,V′+2(n)···gm,V(n)am,V(n),]]>其中
am，x(n)＝DFT-1{Am，x(k)}并且 以及根據(jù)OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝am，x(n+N-NG) n＝1，...，NG來形成。
所使用的信道估計序列對應(yīng)于上面所描述的信道估計序列，其中例如針對x＝1確定第一部分信道估計段KA1并且針對x＝2至D確定第二部分信道估計段KAD。與根據(jù)圖5的實施例不同，在該第二實施例中，信令的一部分向前移并且例如對應(yīng)于已經(jīng)存在的SISO傳輸系統(tǒng)的信令字段。以這種方式，又得到與SISO傳輸系統(tǒng)(802.11a系統(tǒng))的向下或向后兼容性。
也可以選擇性地將完整的信令向前移。在這種情況下，參數(shù)D可以作為信令信息的一部分明確地一起被傳輸，使得隨后的信道估計序列的數(shù)目是先驗已知的。
上面借助根據(jù)IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)的OFDM傳輸系統(tǒng)描述了本發(fā)明。然而本發(fā)明并不局限于此，并且同樣地還包括替代的MIMO-OFDM傳輸系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.用于在具有多個天線(1，...，MT)的MIMO-OFDM傳輸系統(tǒng)中為數(shù)據(jù)分組產(chǎn)生前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)和信令結(jié)構(gòu)的方法，其中用于每個天線(1，...，MT)的前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)(PS)都包含具有同步序列的同步段(SY)和具有信道估計序列的信道估計段(KA)，并且用于每個天線的信令結(jié)構(gòu)都包含至少一個分別具有信令序列的信令段(SI)，其特征在于，用于各個天線的同步序列sm(n)根據(jù)關(guān)系sm(n)＝DFT-1{Sm(k)}，其中 n＝1，...，N或者根據(jù)關(guān)系sm(n)＝DFT-1{Sm(k)}，其中 n＝1，...，N來確定，其中S(k)是頻域中的基本同步信號，m＝1，...，MT是天線索引，MT是發(fā)射天線的數(shù)目，n是采樣索引，k是子載波索引，N是每個OFDM符號的采樣值的數(shù)目，d是空間數(shù)據(jù)流的索引，Dk是在子載波k上所傳輸?shù)目臻g數(shù)據(jù)流的數(shù)目，pk，m，d是被用于第k個子載波上的有用數(shù)據(jù)的空間預(yù)失真的、矩陣Pk的第m行第d列元素，k，m是偽隨機的依賴于頻率和天線的相位旋轉(zhuǎn)并且k，m，d是偽隨機的依賴于頻率、天線和空間的相位旋轉(zhuǎn)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，在所述同步序列sm(n)之前設(shè)置OFDM典型的保護(hù)間隔(G)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，在所述同步序列sm(n)之前設(shè)置符號反轉(zhuǎn)的保護(hù)間隔。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3之一的方法，其特征在于，所述同步序列sm(n)被周期性地重復(fù)至少一次。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4之一的方法，其特征在于，相位值的相關(guān)性根據(jù)以下關(guān)系盡可能地小 其中E{...}是期望值。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至5的方法，其特征在于，所述偽隨機的依賴于頻率和天線的相位旋轉(zhuǎn)對應(yīng)于等式
7.根據(jù)權(quán)利要求1至4之一的方法，其特征在于，所述基本同步信號滿足等式S(k)-26:26=136{0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,0,]]>0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0}.]]>
8.用于在具有多個天線(1，...，MT)的MIMO-OFDM傳輸系統(tǒng)中為數(shù)據(jù)分組產(chǎn)生前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)和信令結(jié)構(gòu)的方法，其中用于每個天線(1，...，MT)的前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)(PS)都包含具有同步序列的同步段(SY)和具有信道估計序列的信道估計段(KA)，并且用于每個天線的信令結(jié)構(gòu)都包含至少一個分別具有信令序列的信令段(SI)，其特征在于，用于各個天線的信道估計序列cm(n)由OFDM符號cm，x(n)根據(jù)下式接連排列得到cm(n)＝gm，1(n)cm，1(n)gm，2(n)cm，2(n)…gm，D(n)cm，D(n)，其中cm，x(n)＝DFT-1{Cm，x(k)}且Cm,x(k)=pk,m,x·C(k)x≤Dk0Dk<x≤D,]]>n＝1，...，N，其中C(k)是頻域中的基本信道估計信號，m＝1，...，MT是天線索引，MT是發(fā)射天線的數(shù)目，x＝1，...，D是空間數(shù)據(jù)流的索引，n是采樣索引，D是所有子載波D=max∀kDk]]>上的空間數(shù)據(jù)流的最大數(shù)目，gm，x(n)是保護(hù)間隔(G)的保護(hù)間隔序列，k是子載波索引，N是每個OFDM符號的采樣值的數(shù)目，以及pk，m，x是被用于第k個子載波上的有用數(shù)據(jù)的空間預(yù)失真的、矩陣Pk的第m行第x列元素。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其特征在于，所述信道估計序列cm(n)被周期性地重復(fù)至少一次。
10.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其特征在于，用于各個天線的信道估計序列cm(n)由OFDM符號cm，x(n)根據(jù) 接連排列形成，其中j是OFDM符號cm，x(n)的重復(fù)次數(shù)。
11.根據(jù)權(quán)利要求8至10之一的方法，其特征在于，保護(hù)間隔(G，GG)由簡單的OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝cm，x(n+N-NG)n＝1，...，NG或者由雙重的OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝cm，x(n+N-2NG)n＝1，...，2NG形成，其中NG是保護(hù)間隔的采樣值的數(shù)目。
12.根據(jù)權(quán)利要求8至11之一的方法，其特征在于，所述基本信道估計信號滿足等式C(k)-26:26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}。
13.根據(jù)權(quán)利要求8至12之一的方法，其特征在于，所述信令段(SI)在時域中被布置在有用數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)(DA)和信道估計段(KA)之間，其中所述信令段(SI)包含用于各個天線的信令序列am(n)，該信令序列由OFDM符號am，x(n)以及OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝am，x(n+N-NG)n＝1，...，NG根據(jù)下式接連排列形成am(n)＝gm，1(n)am，1(n)gm，2(n)am，2(n)…gm，V(n)am，V(n)其中am，x(n)＝DFT-1{Am，x(k)}并且Am,x(k)=Ixsig(k)·Σd=1Dkpk,m,d,]]>n＝1，...，N，其中Am，x(n)是通過第m個天線所傳輸?shù)念l域中的第x個信令信號，并且Ixsig(k)是在第x個OFDM信令符號的第k個子載波上所傳輸?shù)男帕钚畔ⅰ?br> 14.根據(jù)權(quán)利要求8至12之一的方法，其特征在于，具有信道估計序列cm(n)的信道估計段(KA)被劃分為具有部分信道估計序列cm1(n)以及cm2(n)的第一部分信道估計段(KA1)和第二部分信道估計段(KAD)，并且信令段(SI)被劃分為具有部分信令序列am1(n)以及am2(n)的第一部分信令段(SI1)和第二部分信令段(SIV)，并且第一部分信道估計段(KA1)、第一部分信令段(SI1)、第二部分信道估計段(KAD)和第二部分信令段(SIV)按時間順序被重新組合，其中所述第一和第二部分信道估計序列根據(jù)cm1(n)=gm,1(n)cm,1(n)]]>cm2(n)=gm,2(n)cm,2(n)···gm,D(n)cm,D(n)]]>或者根據(jù) 在使用簡單的或雙重的OFDM典型的保護(hù)間隔的情況下形成，并且其中所述第一部分信令序列根據(jù)am1(n)=gm,1(n)am,1(n)gm,2(n)am,2(n)···gm,V··(n)am,V·(n)]]>并且所述第二部分信令序列根據(jù)其中am，x(n)＝DFT-1{Am，x(k)}并且 n＝1，...，N，以及根據(jù)OFDM典型的保護(hù)間隔序列g(shù)m，x(n)＝am，x(n+N-NG)n＝1，...，NG來形成，其中j是OFDM符號cm，x(n)的重復(fù)次數(shù)，Am，x(k)是通過第m個天線所傳輸?shù)念l域中的第x個信令信號，并且Ixsig(k)是在第x個OFDM信令符號的第k個子載波上所傳輸?shù)男帕钚畔?，并且其中V′表示傳輸部分信令信息所需要的OFDM符號的數(shù)目，并且V表示傳輸總信令信息所需要的OFDM符號的數(shù)目。
15.根據(jù)權(quán)利要求8至14之一的方法，其特征在于，具有根據(jù)權(quán)利要求1-7之一的同步序列sm(n)的同步段(SY)被前置用于形成共同的前導(dǎo)信號和信令結(jié)構(gòu)(PS)。
16.根據(jù)權(quán)利要求8至15之一的方法，其特征在于，矩陣Pk的列向量Pk，x，x＝1，...，Dk這樣被排序，使得功率值Px=Σ∀kΣm=1MT|pk,m,x|2]]>x＝1，...，D的方差在考慮以下關(guān)系的情況下盡可能地小pk，m，x＝0，對于x＞Dk。
17.根據(jù)權(quán)利要求8至15之一的方法，其特征在于，針對每個子載波k，空間預(yù)失真矩陣Pk的x＝1，...，Dk的列向量Pk，x在第一步驟中按照大小這樣被排序，使得滿足Σm=1MT|pk,m,x|2Σm=1MT≥|pk,m,z|2]]>對于z＞x并且在第二步驟中被隨機置換。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的方法，其特征在于，列向量的置換根據(jù)規(guī)則Pk，x→Pk，(x+k)mod Dk來執(zhí)行。
19.根據(jù)權(quán)利要求1至18之一的方法，其特征在于，所述OFDM傳輸系統(tǒng)根據(jù)IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)來設(shè)計。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于在具有多個天線的MIMO－OFDM傳輸系統(tǒng)中為數(shù)據(jù)信號產(chǎn)生前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)和信令結(jié)構(gòu)的方法，其中用于每個天線的前導(dǎo)信號結(jié)構(gòu)都包含具有預(yù)先確定的同步序列的同步段和具有預(yù)先確定的信道估計序列的信道估計段，并且信令結(jié)構(gòu)具有預(yù)先確定的信令序列。在此，同步序列滿足等式(I)或(II)。替代地，信道估計序列可以滿足等式(III)。以這種方式，可以實現(xiàn)有效率的并且向下兼容的MIMO傳輸系統(tǒng)。
文檔編號H04B7/06GK101032140SQ200580027385
公開日2007年9月5日 申請日期2005年7月27日 優(yōu)先權(quán)日2004年8月10日
發(fā)明者K·布魯寧豪斯, S·奧伯曼斯 申請人:西門子公司