專利名稱：一種基于對角分層空時結構獲得滿分集增益的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種多天線無線通信系統(tǒng)中的空時發(fā)射分集技術，特別涉及一種基于對角分層空時結構獲得滿分集增益的方法背景技術多輸入多輸出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)系統(tǒng)中的空時編碼(Space-Time Coding，STC)技術由于可以充分利用空間資源來提供高速的數(shù)據(jù)傳輸和優(yōu)越的系統(tǒng)性能，因而在未來無線通信中有著廣闊的應用前景。文獻(MaXiaoli，Giannakis G.B.Full-diversity full-rate complex-field space-time coding.IEEETrans.on Signal Processing，2003，51(11)2917-2930.)將現(xiàn)有的空時編碼大致地劃分為兩類，即性能型的(performance-oriented)和速率型的(rate-oriented)。正交空時分組碼(Alamouti S.M.A simple transmitter diversity scheme for wirelesscommunications.IEEE J.on Select.Areas Comm.，1998，16(8)1451-1458.)；(TarokhV，Jafarkhani H，Calderbank A.R.Space-time block codes from orthogonal designs.IEEE Trans.on Info.Theory，1999，45(5)1456-1467.)(Orthogonal Space-Time BlockCode，OSTBC)和基于星座預編碼的空時編碼(Xin Y，Wang Z D，Giannakis G.B.Space-time diversity systems based on linear constellation precoding.IEEE Trans.onWireless Commun.，2003，2(2)294-309.)屬于性能型的，而貝爾實驗室垂直分層空時(Vertical-Bell Labs Layered Space-Time，V-BLAST)結構(Wolniansky P.W，F(xiàn)oschini G.J，Golden G.D，et al.V-BLASTAn architecture for Realizing very high datarates over the rich-scattering wireless channel.In Proc.1998 URSI Int.Symp.Signals，Systems，and Electronics，New york，1998295-300.)以及線性分散(LinearDispersion，LD)空時編碼(Hassibi B，Hochwald B.M.High-rate codes that are linearin space and time.IEEE Trans.on Info.Theory，2002，48(7)1804-1824.)則歸結為速率型的。
Alamouti和Tarokh等人所提出的OSTBC具有能提供滿分集增益和解碼復雜度低等優(yōu)點，但它不能推廣到具有任意發(fā)射天線數(shù)的MIMO系統(tǒng)中，并且其每個符號周期內傳輸?shù)姆枖?shù)最大只能達到1，因而頻譜利用率較低。而對于速率型的V-BLAST結構，它采用空分多路形式傳送數(shù)據(jù)，具有很高的頻譜利用率，當采用M個發(fā)射天線時，在每個符號周期內可并行傳輸M個符號。在接收端，當接收天線數(shù)大于等于發(fā)射天線數(shù)時，V-BLAST結構采用一種排序的串行干擾抵消(Ordered Successive Interference Cancellation，OSIC)方法檢測發(fā)送數(shù)據(jù)，具有較低的解碼復雜度。但是V-BLAST結構抵抗信道衰落的能力較差，不能充分利用多天線所提供的分集增益。從上述兩種典型的空時編碼所具有的特點可以看出，如果能夠同時實現(xiàn)頻譜利用率和性能上的優(yōu)化，將會是很有意義的。
為了這一目標，許多學者進行了不懈的探索。文獻(Tao Meixia，Cheng R.S.Generalized layered space-time codes for high data rate wireless communications.IEEE Trans.on Wireless commun.，2004，3(4)1067-1075.)中將發(fā)射天線進行分組，每組內采用了OSTBC的編碼形式，各組之間則采用V-BLAST結構來發(fā)送數(shù)據(jù)。這實際上是一種級聯(lián)編碼的方式。類似的思想在文獻(Baro S，Bauch G，Pavlic A，etal.Improving BLAST performance using space-time block codes and turbo decoding.IEEE Proc.Globecom.2000，21067-1071.)中也可以看到。但這種方式要求在接收端檢測時不僅要考慮消除各組之間的干擾，還要消除組內的干擾，無疑增加了系統(tǒng)的實現(xiàn)復雜度。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于克服上述現(xiàn)有技術的缺點，提供了一種基于對角分層空時結構獲得滿分集增益的方法，我們將該方法所具有的發(fā)送結構稱為FD-DLST(Full Diversity-Diagonal Layered Space-Time)結構。FD-DLST結構能夠在不損失垂直分層空時(V-BLAST)結構頻譜利用率的同時獲得滿分集增益，實現(xiàn)頻譜利用率與性能上的雙重優(yōu)化。
為達到上述目的，本發(fā)明采用的技術方案是1)構建系統(tǒng)模型將具有M個發(fā)射天線、N個接收天線的MMO系統(tǒng)表示為(M，N)，發(fā)射端首先對輸入的符號序列進行空時分路，將其分為長度均為M的T個分組bt＝[s1ts2tΛ sMt]T(t＝1，2，Λ，T)，上標( )T表示對矩陣取轉置，然后用一組基矩陣{Φt}t=1T∈CM×M,]]>對分組{bt}t＝1T進行空間上的調制，其中符號C用來表示復數(shù)域，得到一個M×1維的符號向量B=Σt=1TΦtbt=Q*b---(1)]]>其中向量b=b1Tb2TΛbTTT]]>為數(shù)據(jù)符號向量，M×MT維矩陣Q定義為Q＝[Φ1Φ2Λ ΦT] (2)隨后，將符號向量B在時域中沿著對角線方向展開后進行發(fā)送，得到空時碼字矩陣C=diag(B)=diag(Σt=1TΦtbt)---(3)]]>假設無線信道為準靜態(tài)平坦Rayleigh衰落信道，則N個接收天線上收到的信號Y∈CN×M為Y＝HC+N (4)其中H∈CN×M為信道矩陣，H中的元素hji表示第i個發(fā)射天線到第j個接收天線之間的復路徑增益；N∈CN×M為加性高斯白噪聲。
用1×MT維的行向量qi(i＝1，Λ，M)表示矩陣Q的第i行，發(fā)送的碼字矩陣C為C＝diag(q1b，q2b，Λ，qMb) (5)
這樣，接收信號為Y=HC+N=h11q1bh12q2bΛh1MqMbh21q1bh22q2bΛh2MqMbMMOMhN1q1bhN2q2bΛhNMqMb+N---(6)]]>在接收端，為將數(shù)據(jù)符號向量b從碼字矩陣中分離出來，對YT兩邊作按列拉直運算vec(·)，得到 式中y＝vec(YT)，n＝vec(NT)，矩陣G中的向量hj(j＝1，Λ，N)表示信道矩陣H的第j行，通過變換將輸入、輸出的關系式(6)等價為一個(MT，MN)的MIMO系統(tǒng)，因而輸出可以用式(7)表示。
2)分集增益與編碼增益假設接收端具有理想的信道狀態(tài)信息并且已知基矩陣Q，若接收端將發(fā)送的空時碼字C＝diag(Qb)錯誤地判決為C^=diag(Qb^),]]>其中錯誤判決的符號向量≠b，則令碼字誤差矩陣E=C-C^,]]>符號誤差向量e＝b-，定義M×M維矩陣RE=E·EH=|q1e|2|q2e|2O|qMe|2---(8)]]>式中，上標( )H表示對矩陣取共軛轉置，由空時編碼的設計準則可知，如果接收端具有N個天線，空時編碼的分集增益定義為gd=mine≠0rank(RE)·N,]]>其中rank(·)表示求矩陣的秩，從式(8)中可以看出，若|qie|2≠0(i＝1，Λ，M)，可使矩陣RE滿秩，這樣可以獲得滿分集增益MN。
如果矩陣RE的最小秩為r，設RE的r個非零特征值為λi(i＝1，Λ，r)，則空時編碼的編碼增益應定義為gc=mine≠0(Πi=1rλi)1/r,]]>當矩陣RE滿秩時，編碼增益則為
gc=mine≠0(det(RE))1/M·]]>由式(8)可得，當RE滿秩時，編碼增益為gc=mine≠0(det(RE))1/M=mine≠0(Πi=1M|q1e|2)1/M---(9)]]>3)最優(yōu)基矩陣的選擇設每個輸入符號的能量為1，即E{|smt|2}＝1，(m＝1，Λ，M，t＝1，Λ，T)，對一個符號周期內每天線上的發(fā)射信號功率進行歸一化，得到發(fā)送的能量為E{||C||F2}=MT,]]>其中‖·‖F(xiàn)表示矩陣的Frobenius范數(shù)，又因為E{||C||F2}=E{||B||22}=E{BHB}=E{tr(B·BH)}=tr(QE{b·bH}QH)---(10)]]>式中‖·‖2表示向量的2-范數(shù)，tr(·)表示求矩陣的跡，由于E{b·bH}＝IMT，因此基矩陣Q＝[Φ1Φ2Λ ΦT]應滿足功率約束條件tr(Q·QH)＝MT (11)考慮功率約束式(11)，取滿足如下條件的基矩陣QQH＝T·IM(12)構造滿足行正交條件(12)的隨機矩陣Q，通過對Hermitian矩陣作Cayley變換的方法得到行正交矩陣Q。
首先用各元素都服從均值為0，方差為1的復高斯分布的MT×1維隨機向量β來生成Hermitian矩陣A＝β·βH，其中AH＝A，對A作Cayley變換，得到MT×MT維的酉矩陣UU＝(IMT+iA)-1(IMT+iA)(13)式中，i=-1,]]>進而取酉矩陣U的前M行，得到滿足條件(12)的行正交矩陣Q，即Q=T·ZU---(14)]]>式中，矩陣 最后，采用隨機搜索的方法，從基矩陣(14)中選擇出最優(yōu)基矩陣為
本發(fā)明首先采用一組最優(yōu)的隨機基矩陣對垂直分層空時(V-BLAST)結構中每個符號周期內的發(fā)送分組進行空間上的調制，隨后再將空域中的信號在時域中沿著對角線方向進行發(fā)送。本發(fā)明的發(fā)送格式能夠在不損失垂直分層空時(V-BLAST)結構頻譜利用率的同時獲得滿分集增益，實現(xiàn)頻譜利用率與性能上的雙重優(yōu)化。


圖1是垂直分層空時(V-BLAST)結構發(fā)送數(shù)據(jù)的發(fā)射結構圖；圖2是本發(fā)明(FD-DLST)結構發(fā)送數(shù)據(jù)的發(fā)射結構圖；圖3是本發(fā)明(FD-DLST)結構與垂直分層空時(V-BLAST)結構的誤碼性能比較圖，其中橫坐標為信噪比，縱坐標為誤碼率。
具體實施例方式
下面結合附圖對本發(fā)明作進一步詳細說明。
本發(fā)明通過以下步驟實現(xiàn)1)構建系統(tǒng)模型將具有M個發(fā)射天線、N個接收天線的MIMO系統(tǒng)表示為(M，N)。采用V-BLAST結構發(fā)送數(shù)據(jù)時，其發(fā)射結構如圖1所示。發(fā)射端首先對輸入的符號序列進行空時分路，將其分為長度均為M的T個分組bt＝[s1ts2tΛ sMt]T＝1，2，Λ，T)，上標( )T表示對矩陣取轉置，然后在每個符號周期內將一個分組從M個天線上并行發(fā)出，其中smt(m＝1，Λ，M；t＝1，Λ，T)表示在第t個符號周期內從第m個發(fā)射天線發(fā)出的信號，因此V-BLAST結構的發(fā)送矩陣應表示為SV-BLANT=b1b2Λbr=s11s12Λs1Ts21s22Λs2TMMOMsM1sM2ΛsMT---(1)]]>為了使V-BLAST結構在空、時二維上獲得更好的分集效果，首先用一組基矩陣{Φt}t=1T∈CM×M]]>(其中符號C用來表示復數(shù)域)對分組{bt}t＝1T進行空間上的調制，得到一個M×1維的符號向量B=Σt=1TΦtbt=Q*b---(2)]]>其中向量b=b1Tb2TΛbTTT]]>為數(shù)據(jù)符號向量，M×MT維矩陣Q定義為Q＝[Φ1Φ2Λ ΦT](3)隨后，將符號向量B在時域中再沿著對角線方向展開后進行發(fā)送，由此可得到FD-DLST結構的空時碼字矩陣C=diag(B)=diag(Σt=1TΦtbt)---(4)]]>定義頻譜利用率R為平均每符號周期內發(fā)射的信息比特，單位為bps/Hz。FD-DLST的這種發(fā)送格式在M個符號周期內發(fā)送了MT個符號，因此其頻譜利用率為R＝T·L bps/Hz，其中L表示每符號含有的比特數(shù)。為了使FD-DLST與V-BLAST結構保持相同的頻譜利用率，本發(fā)明取T＝M。
假設無線信道為準靜態(tài)平坦Rayleigh衰落信道，則N個接收天線上收到的信號Y∈CN×M可以表示為Y＝HC+N (5)其中H∈CN×M為信道矩陣，H中的元素hji表示第i個發(fā)射天線到第j個接收天線之間的復路徑增益；N∈CN×M為加性高斯白噪聲(AWGN)。
用1×MT維的行向量qi(i＝1，Λ，M)表示矩陣Q的第i行，發(fā)送的碼字矩陣C又可以表示為C＝diag(q1b，q2b，Λ，qMb) (6)即FD-DLST結構的發(fā)送格式如圖2所示。這樣，接收信號又可以表示為Y=HC+N=h11q2bh12q2bΛh1MqMbh21q1bh22q2bΛh2MqMbMMOMhN1q1bhN2q2bΛhMMqMb+N---(7)]]>在接收端，為將數(shù)據(jù)符號向量b從碼字矩陣中分離出來，對YT兩邊作按列拉直運算vec(·)，得到 式中，y＝vec(YT)，n＝vec(NT)，矩陣G中的向量hj(j＝1，Λ，N)表示信道矩陣H的第j行?？梢钥吹剑ㄟ^變換將輸入、輸出的關系式(7)等價為一個(MT，MN)的MIMO系統(tǒng)，因而輸出可以用式(8)表示。
2)FD-DLST結構的分集增益與編碼增益假設接收端具有理想的信道狀態(tài)信息(CSI)并且已知基矩陣Q，對于FD-DLST結構，若接收端將發(fā)送的空時碼字C＝diag(Qb)錯誤地判決為C^=diag(Qb^),]]>其中錯誤判決的符號向量≠b，則令碼字誤差矩陣E=C-C^,]]>符號誤差向量e＝b-。定義M×M維矩陣RE=E·EH=|q1e|2|q2e|2O|qMe|2---(9)]]>式中，上標( )H表示對矩陣取共軛轉置。由空時編碼的設計準則可知，如果接收端具有N個天線，空時編碼的分集增益定義為gd=mine=0rank(RE)·N]]>(Tarokh V，SeshadriN，Calderbank A.R.Space-time codes for high data rate wireless communicationPerformance analysis and code construction.IEEE Trans.on Info.Theory，1998，44(2)744-765.)，其中rank(·)表示求矩陣的秩。從式(9)中可以看出，若|qie|2≠0(i＝1，Λ，M)，可使矩陣RE滿秩，這樣FD-DLST結構就可以獲得滿分集增益MN。
如果矩陣RE的最小秩為r，設RE的r個非零特征值為λi(i＝1，Λ，r)，則空時編碼的編碼增益應定義為gc=mine≠0(Πi=1rλi)1/r]]>(Tarokh V，Seshadri N，Calderbank A.R.Space-timecodes for high data rate wireless communicationPerformance analysis and codeconstruction.IEEE Trans.on Info.Theory，1998，44(2)744-765.)，當矩陣RE滿秩時，編碼增益則為gc=mine≠0(det(RE))1/M·]]>從式(9)很容易看出，當RE滿秩時，F(xiàn)D-DLST結構的編碼增益為gc=mine≠0(det(RE))1/M=mine≠0(Πi=1M|qie|2)1/M---(10)]]>3)最優(yōu)基矩陣的選擇需要尋找一組最優(yōu)的基矩陣，使FD-DLST結構能夠獲得滿分集增益和最大的編碼增益。不失一般性，設每個輸入符號的能量為1，即E{|smt|2}＝1(m＝1，Λ，M；t＝1，Λ，T)。對一個符號周期內每天線上的發(fā)射信號功率進行歸一化，得到發(fā)送FD-DLST結構的能量為E{||C||F2}=MT,]]>其中‖·‖F(xiàn)表示矩陣的Frobenius范數(shù)，又因為E{||C||F2}=E{||B||22}=E{BHB}=E{tr(B·BH)}=tr(QE{b·bH}QH)---(11)]]>上式中‖·‖2表示向量的2-范數(shù)，tr(·)表示求矩陣的跡。由于E{b·bH}＝IMT，因此基矩陣Q＝[Φ1Φ2Λ ΦT]應滿足功率約束條件tr(Q·QH)＝MT (12)考慮功率約束式(12)，取滿足如下條件的基矩陣QQH＝T·IM(13)于是隨后需要構造滿足行正交條件(13)的隨機矩陣Q，在本發(fā)明中通過對Hermitian矩陣作Cayley變換的方法(Jing Yindi，Hassibi B.Unitary space-timemodulation via cayley transform.IEEE Trans.on Signal Processing，2003，51(11)2891-2904.)來得到行正交矩陣Q。
首先用各元素都服從均值為0，方差為1的復高斯分布的MT×1維隨機向量β來生成Hermitian矩陣A＝β·βH，很容易驗證AH＝A。對A作Cayley變換，可以得到MT×MT維的酉矩陣UU＝(IMT+iA)-1(IMT+iA)(14)
式中，i=-1·]]>進而取酉矩陣U的前M行，得到滿足條件(13)的行正交矩陣Q，即Q=T·ZU---(15)]]>式中，矩陣Z=IM0M×(MT-M)·]]>最后，我們采用隨機搜索的方法(Xin Y，Wang Z D，Giannakis G.B.Space-time diversity systems based on linear constellation precoding.IEEE Trans.on Wireless Commun.，2003，2(2)294-309.)；(Heath Jr R W，Paulraj A.J.Linear dispersion codes for MIMO systems based on frame theory.IEEE Trans.onSignal Processing，2002，50(10)2429-2441.)，從基矩陣(15)中選擇出最優(yōu)基矩陣。
綜合考慮FD-DLST結構的分集增益與編碼增益，我們選擇可使式(10)為最大的一組基矩陣。因為式(10)中已經包含了矩陣RE為滿秩這一條件，這樣所得的基矩陣Q能夠使FD-DLST結構獲得滿分集增益和最大的編碼增益，即最優(yōu)的一組基矩陣應為 4)FD-DLST結構的檢測在接收端，我們從等價的輸入、輸出關系式(8)中檢測出FD-DLST結構中的數(shù)據(jù)符號向量b=b1Tb2TΛbTTT·]]>對于式(8)中的(MT，MN)MIMO系統(tǒng)，等價的信道矩陣為X＝GQ。假設接收端具有理想的信道估計并且已知基矩陣Q，最優(yōu)的檢測方案為最大似然(ML)檢測，它可從接收信號中同時檢測出多個發(fā)送信號。但是由于FD-DLST結構具有很高的傳輸速率，如果輸入數(shù)據(jù)符號所在的星座中含有2L個符號，則采用最大似然檢測時需要搜索2LMT個可能的符號向量，因此其解碼復雜度隨LMT呈指數(shù)增加。
為此，對式(8)中的輸出信號采用了V-BLAST的連續(xù)迫零和抵消算法(Wolniansky P.W，F(xiàn)oschini G.J，Golden G.D，et al.V-BLASTAn architecture forRealizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel.In Proc.1998URSI Int.Symp.Signals，Systems，and Electronics，New York，1998295-300.)進行檢測。該算法采用了串行干擾消除(SIC)的思想，其檢測順序依據(jù)信噪比的大小，首先檢測出最強的信號，然后從接收信號中抵消該信號對其它信號的干擾，依次迭代，直至檢測出所有層的數(shù)據(jù)。采用V-BLAST檢測算法，可使FD-DLST結構具有較低的解碼復雜度，但是相對于V-BLAST結構，其缺點是解碼延遲變大。
本發(fā)明通過Monte-Carlo仿真實驗，對所提出的FD-DLST結構的誤碼性能進行了驗證。仿真實驗中，每天線上的平均發(fā)射功率取為1，用SNR表示每個接收天線處的輸出信噪比，噪聲選擇為實部與虛部都是均值為0，方差為M/(2·SNR)的復高斯隨機變量。各收、發(fā)天線之間的信道相互獨立，信道增益的實部與虛部均服從均值為0、方差為0.5的高斯分布，并且在T個符號周期內信道參數(shù)保持不變。
參見圖3，當輸入符號采用BPSK調制方式，在T＝2個符號周期內，從(2，2)的MIMO系統(tǒng)中傳輸?shù)腇D-DLST結構和V-BLAST結構的誤碼性能曲線。在圖3的仿真曲線中，F(xiàn)D-DLST結構所采用的最優(yōu)基矩陣為Q=0.8918-0.1479i0.1042-0.4793i0..5261-0.3708i0.4478+0.5722i-0.16625+0.4628i0.9879-0.1207i-0.3050-0.4951i0.5409-0.3718i]]>采用基矩陣Q時，F(xiàn)D-DLST結構碼字誤差矩陣的最小秩為2，編碼增益為1.4971。從圖3的仿真結果中可以看出，采用最優(yōu)基矩陣對V-BLAST結構各個符號周期內的發(fā)送分組在空、時二維上進行調制所得到的FD-DLST結構由于能夠獲得滿分集增益，其抵抗信道衰落的能力較強，因而誤碼性能明顯優(yōu)于V-BLAST結構。
該項發(fā)明是以提高V-BLAST結構抵抗信道衰落的能力為目標，充分結合線性分散空時編碼的思想，通過選擇一組最優(yōu)的基矩陣使V-BLAST結構中的所有信號盡可能地“分散”在空間與時間上，從而可在不降低V-BLAST結構頻譜利用率的同時獲得滿分集增益，大大改善了系統(tǒng)的傳輸性能。另外，F(xiàn)D-DLST結構可采用連續(xù)迫零和抵消算法進行檢測，使其接收機具有較低的實現(xiàn)復雜度。仿真結果近一步驗證了這種FD-DLST結構的性能優(yōu)越性。
權利要求
1.一種基于對角分層空時結構獲得滿分集增益的方法，其特征在于1)構建系統(tǒng)模型將具有M個發(fā)射天線、N個接收天線的MIMO系統(tǒng)表示為(M，N)，發(fā)射端首先對輸入的符號序列進行空時分路，將其分為長度均為M的T個分組bt＝[s1ts2tΛsΛft]T(t＝1，2，Λ，T)，上標()T表示對矩陣取轉置，然后用一組基矩陣{Φt}t=1T∈CM×M,]]>對分組{bt}t＝1T進行空間上的調制，其中符號C用來表示復數(shù)域，得到一個M×1維的符號向量B=Σt=1TΦtbt=Q·b---(1)]]>其中向量b=b1Tb2TΛbTTT]]>為數(shù)據(jù)符號向量，M×MT維矩陣Q定義為Q＝[Φ1Φ2Λ ΦT] (2)隨后，將符號向量B在時域中沿著對角線方向展開后進行發(fā)送，得到空時碼字矩陣C=diag(B)=diag(Σt=1TΦtbt)---(3)]]>假設無線信道為準靜態(tài)平坦Rayleigh衰落信道，則N個接收天線上收到的信號Y∈CN×M為Y＝HC+N (4)其中H∈CN×M為信道矩陣，H中的元素hji表示第i個發(fā)射天線到第j個接收天線之間的復路徑增益；N∈CN×M為加性高斯白噪聲。用1×MT維的行向量qi(i＝1，Λ，M)表示矩陣Q的第i行，發(fā)送的碼字矩陣C為C＝diag(q1b，q2b，Λ，qMb) (5)這樣，接收信號為Y=HC+N=h11q1bh12q2bΛh1MqMbh21q1bh22q2bΛh2MqMbMMOMhN1q1bhN2q2bΛhNMqMb+N---(6)]]>在接收端，為將數(shù)據(jù)符號向量b從碼字矩陣中分離出來，對YT兩邊作按列拉直運算vec(·)，得到 式中y＝vec(YT)，n＝vec(NT)，矩陣G中的向量hj(j＝1，Λ，N)表示信道矩陣H的第j行，通過變換將輸入、輸出的關系式(6)等價為一個(MT，MN)的MIMO系統(tǒng)，因而輸出可以用式(7)表示。2)分集增益與編碼增益假設接收端具有理想的信道狀態(tài)信息并且已知基矩陣Q，若接收端將發(fā)送的空時碼字C＝diag(Qb)錯誤地判決為C^=diag(Qb^),]]>其中錯誤判決的符號向量b^≠b,]]>則令碼字誤差矩陣E=C-C^,]]>符號誤差向量e=b-b^,]]>定義M×M維矩陣RE=E·EH=|q1e|2|q2e|2O|qMe|2---(8)]]>式中，上標()H表示對矩陣取共軛轉置，由空時編碼的設計準則可知，如果接收端具有N個天線，空時編碼的分集增益定義為gd=mine≠0rank(RE)·N,]]>其中rank(·)表示求矩陣的秩，從式(8)中可以看出，若|q，e|2≠0(i＝1，Λ，M)，可使矩陣RE滿秩，這樣可以獲得滿分集增益MN；如果矩陣RE的最小秩為r，設RE的r個非零特征值為λi(i＝1，Λ，r)，則空時編碼的編碼增益應定義為gc=mine≠0(Πi=1rλi)i/r,]]>當矩陣RE滿秩時，編碼增益則為gc=mine≠0(det(RE))1/M.]]>由式(8)可得，當RE滿秩時，編碼增益為gc=mine≠0(det(RE))1/M=mine≠0(Πt=1M|qte|2)1/M---(9)]]>3)最優(yōu)基矩陣的選擇設每個輸入符號的能量為1，即E{|smt|2}＝1，(m＝1，Λ，M，t＝1，Λ，T)，對一個符號周期內每天線上的發(fā)射信號功率進行歸一化，得到發(fā)送的能量為E{|C||F2}=MT,]]>其中‖·‖F(xiàn)表示矩陣的Frobenius范數(shù)，又因為E{||C||F2}=E{||B||22}=E{BHB}=E{tr(B·BH)}=tr(QE{b·bH}QH)---(10)]]>式中‖·‖2表示向量的2-范數(shù)，tr(·)表示求矩陣的跡，由于E{b·bH}＝IMT，因此基矩陣Q＝[Φ1Φ2ΛΦT]應滿足功率約束條件tr(Q·QH)＝MT (11)考慮功率約束式(11)，取滿足如下條件的基矩陣QQH＝T·IM(12)構造滿足行正交條件(12)的隨機矩陣Q，通過對Hermitian矩陣作Cayley變換的方法得到行正交矩陣Q；首先用各元素都服從均值為0，方差為1的復高斯分布的MT×1維隨機向量β來生成Hermitian矩陣A＝β·βH，其中AH＝A，對A作Cayley變換，得到MT×MT維的酉矩陣UU＝(IMT+iA)-1(IMT+iA) (13)式中，i=-1,]]>進而取酉矩陣U的前M行，得到滿足條件(12)的行正交矩陣Q，即Q=T·ZU---(14)]]>式中，矩陣 最后，采用隨機搜索的方法，從基矩陣(14)中選擇出最優(yōu)基矩陣為
全文摘要
一種基于對角分層空時結構獲得滿分集增益的方法，首先采用一組最優(yōu)的隨機基矩陣對垂直分層空時(V－BLAST)結構中每個符號周期內的發(fā)送分組進行空間上的調制，隨后再將空域中的信號在時域中沿著對角線方向進行發(fā)送。發(fā)送的格式能夠在不損失垂直分層空時(V－BLAST)結構頻譜利用率的同時獲得滿分集增益，實現(xiàn)頻譜利用率與性能上的雙重優(yōu)化。從而可在不降低V－BLAST結構頻譜利用率的同時獲得滿分集增益，大大改善了系統(tǒng)的傳輸性能。另外，F(xiàn)D－DLST結構可采用連續(xù)迫零和抵消算法進行檢測，使其接收機具有較低的實現(xiàn)復雜度。仿真結果近一步驗證了這種FD－DLST結構的性能優(yōu)越性。
文檔編號H04B7/04GK1694376SQ20051004180
公開日2005年11月9日 申請日期2005年3月17日 優(yōu)先權日2005年3月17日
發(fā)明者王磊, 朱世華, 王君 申請人:西安交通大學