專利名稱：一種適用于突發(fā)傳輸系統(tǒng)的定時(shí)和大頻偏聯(lián)合估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種應(yīng)用于采用特定幀結(jié)構(gòu)的突發(fā)傳輸系統(tǒng)，尤其是基于正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)的B3G無(wú)線通信系統(tǒng)的定時(shí)和大頻偏聯(lián)合估計(jì)算法。
背景技術(shù)：
人們對(duì)通信的探索和不斷產(chǎn)生的需求推動(dòng)了通信技術(shù)的飛速發(fā)展。由于第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)IMT-2000傳輸速率有限，難以適應(yīng)IP和多媒體業(yè)務(wù)增長(zhǎng)的需要，世界各國(guó)對(duì)超三代(B3G)移動(dòng)通信系統(tǒng)的研究也早已廣泛展開(kāi)。在無(wú)線多徑衰落信道下，高的數(shù)據(jù)傳輸速率必將引入嚴(yán)重的碼間干擾，使串行傳輸變得非常困難，乃至不可行。作為一種高效的并行傳輸技術(shù)，OFDM將高速數(shù)據(jù)流并行在多個(gè)子載波上傳輸，增強(qiáng)了抵抗碼間干擾和信道衰落的能力，從而被認(rèn)為是下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)中極具發(fā)展前景的技術(shù)之一。然而也正因?yàn)镺FDM信號(hào)為多個(gè)正交子載波的疊加，即便小頻率偏移也會(huì)破壞子載波間的正交性，降低了系統(tǒng)性能，因此OFDM對(duì)頻率偏移遠(yuǎn)比單載波系統(tǒng)敏感，同步技術(shù)的好壞成為決定OFDM能否應(yīng)用于移動(dòng)無(wú)線環(huán)境中的關(guān)鍵問(wèn)題之一。
由于無(wú)線通信系統(tǒng)中的信道是多徑時(shí)變的，不同用戶信號(hào)所經(jīng)歷的信道多徑時(shí)延和多譜勒頻移各不相同，同時(shí)收發(fā)端的晶振頻率不可避免地存在頻率偏差，這些因素決定了接收端如要準(zhǔn)確解調(diào)信號(hào)必須對(duì)用戶信號(hào)進(jìn)行同步，即定時(shí)和頻偏估計(jì)。如何提高同步精度和魯棒性，也是同步算法設(shè)計(jì)中的一個(gè)重要問(wèn)題。
經(jīng)典的同步方法多采用m序列或Gold序列等，大頻偏破壞了這些PN序列的自相關(guān)和互相關(guān)特性，從而導(dǎo)致定時(shí)錯(cuò)誤，而且常見(jiàn)的時(shí)域頻偏估計(jì)算法的捕獲范圍至多為幾個(gè)子載波帶寬。雖然對(duì)此已經(jīng)有多種改進(jìn)算法，但往往復(fù)雜度較高，實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較困難。

發(fā)明內(nèi)容
針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)中存在的問(wèn)題，本發(fā)明提出了一種適用于突發(fā)傳輸系統(tǒng)的定時(shí)和大頻偏聯(lián)合估計(jì)方法。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明提出的定時(shí)頻偏聯(lián)合估計(jì)方法在不增加復(fù)雜度的前提下，不僅克服了頻偏對(duì)定時(shí)的影響，而且能夠進(jìn)行粗頻偏估計(jì)，頻偏捕獲范圍幾乎等于整個(gè)系統(tǒng)帶寬。
根據(jù)本發(fā)明，提供了一種適用于突發(fā)傳輸系統(tǒng)的定時(shí)和大頻偏聯(lián)合估計(jì)方法，所述方法包括步驟(1)在所述突發(fā)傳輸系統(tǒng)的發(fā)送端的定時(shí)符號(hào)中發(fā)送一個(gè)PN序列對(duì)，所述PN序列對(duì)包括PN序列c1和其配對(duì)序列c2；(2)在所述突發(fā)傳輸系統(tǒng)的接收端產(chǎn)生同樣的PN序列對(duì)，并且將所述PN序列對(duì)分別與所接收的信號(hào)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)，從而得到兩個(gè)相關(guān)輸出序列；(3)在這兩個(gè)相關(guān)輸出序列中搜索各自的粗定時(shí)點(diǎn)θ1、θ2；(4)利用θ1、θ2之間的相對(duì)距離，得出由于頻偏的存在而導(dǎo)致的定時(shí)誤差和大頻偏估計(jì) (5)對(duì)于第一個(gè)相關(guān)輸出序列，按照預(yù)定的準(zhǔn)則得到定時(shí)相關(guān)值 (6)根據(jù)所述定時(shí)相關(guān)值 和所述定時(shí)誤差而得到精確的定時(shí)估計(jì) 根據(jù)本發(fā)明的技術(shù)方案，通過(guò)接收端進(jìn)行同步，復(fù)雜度低，不僅克服了大頻偏對(duì)定時(shí)相關(guān)的嚴(yán)重影響，而且利用了所采用的PN序列的特性，在時(shí)域進(jìn)行大頻偏估計(jì)，頻偏估計(jì)范圍接近整個(gè)系統(tǒng)帶寬，同時(shí)不會(huì)引入高峰平功率比PAPR，又非常適合應(yīng)用在多用戶系統(tǒng)中。


下面結(jié)合附圖并參照具體實(shí)施方式
來(lái)描述本發(fā)明，其中圖1是本發(fā)明采用的定時(shí)訓(xùn)練符號(hào)結(jié)構(gòu)示意圖；圖2是本發(fā)明建議的接收機(jī)定時(shí)處理過(guò)程框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明的參考系統(tǒng)的定時(shí)方差和歸一化頻率偏移關(guān)系曲線；圖4是根據(jù)本發(fā)明的參考系統(tǒng)的頻率偏移估計(jì)和歸一化頻率偏移關(guān)系曲線；圖5是根據(jù)本發(fā)明的參考系統(tǒng)的MSE性能曲線和小數(shù)歸一化頻率偏移的關(guān)系曲線；圖6是根據(jù)本發(fā)明的參考系統(tǒng)的大頻偏估計(jì)方差和小數(shù)歸一化頻率偏移的關(guān)系曲線。
具體實(shí)施例方式
在本發(fā)明中，定時(shí)和頻偏聯(lián)合估計(jì)方法在一個(gè)無(wú)線幀內(nèi)進(jìn)行，實(shí)現(xiàn)用戶接收信號(hào)的定時(shí)同步和頻偏的粗估計(jì)。
圖1是根據(jù)本發(fā)明的在發(fā)送端采用的定時(shí)訓(xùn)練符號(hào)結(jié)構(gòu)示意圖，它嵌在突發(fā)傳輸系統(tǒng)無(wú)線幀中傳輸。在該訓(xùn)練符號(hào)中同時(shí)傳輸長(zhǎng)為N的PN序列c1和c2，在接收端產(chǎn)生同樣的PN序列c1和c2，并分別與接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)處理，得到用于定時(shí)的兩個(gè)相關(guān)輸出。
其中所述的PN序列對(duì)c1和c2應(yīng)相互正交，其周期自相關(guān)函數(shù)在存在整數(shù)頻偏ΔF(對(duì)于OFDM系統(tǒng)而言，ΔF為與子載波帶寬歸一化后的頻偏)且|ΔF|≤N(N為PN序列長(zhǎng)度)時(shí)，應(yīng)分別滿足下面公式所表述的重要特征RΔF(k)=1NΣn=0N-1c1(n-k)ej2πN(n-k)ΔFc1*(n)=C1(k,ΔF)δ(k-ΔF)]]>RΔF′(k)=1NΣn=0N-1c2(n-k)ej2πN(n-k)ΔFc2*(n)=C2(k,ΔF)δ(k+ΔF).]]>除此之外，序列c1和c2還滿足傅立葉變換具有恒定的幅值、有良好的自相關(guān)和互相關(guān)特性等要求。
一種可能的生成長(zhǎng)度為N＝K2的調(diào)制正交序列的方法c＝{c(k)}，0≤k≤K2-1其中的元素c(k)=exp{j2πK[b(k1)+k0h(k1)]},k=k0K+k1]]>其中b為一個(gè)映射，bX→R，X＝{0，1，2，...，K-1}，R表示實(shí)數(shù)集合。h(k1)＝mh′(k1)mod(K)，其中h′為雙射，h′X→X，m為K的一個(gè)素?cái)?shù)，因此h也是雙射，hX→X。
令m＝1，h′(k1)＝k1，則有h(k1)＝k1，且令b(k1)＝k1，得到一個(gè)PN序列c(k)=exp{j2πK[k1+k0k1]}=exp{j2πKk1(1+k0)},0≤k≤K2-1]]>該P(yáng)N序列和其共軛序列經(jīng)過(guò)驗(yàn)證滿足本發(fā)明中c1和c2的要求。
圖2是本發(fā)明在接收端上使用時(shí)的具體算法框圖。
接收到用戶數(shù)據(jù)后，兩個(gè)匹配濾波器模塊(MF)分別實(shí)現(xiàn)本地產(chǎn)生的PN序列c1和c2與接收信號(hào)的滑動(dòng)相關(guān)，產(chǎn)生兩個(gè)相關(guān)輸出序列。接著，根據(jù)預(yù)定的準(zhǔn)則，兩個(gè)粗定時(shí)點(diǎn)θ1和θ2由粗定時(shí)估計(jì)器得到。最后，利用PN序列c1和c2的特性，得到精確的定時(shí)點(diǎn)和大頻偏估計(jì)。
在使用最大值標(biāo)準(zhǔn)來(lái)估計(jì)粗定時(shí)點(diǎn)θ1和θ2時(shí)，匹配濾波器MF的輸出被接收功率歸一化，粗定時(shí)估計(jì)器可以利用公式4來(lái)估計(jì)θ1和θ公式4θ1=maxn|MF1(n)|RP(n),θ2=maxn|MF2(n)|RP(n)]]>這里MFi(n)=Σk=0N-1r(n+k)ci*(k)]]>是MF的輸出，RP(n)=Σk=0N-1|r(n+k)|2]]>是接收到的序列功率。
在使用域值標(biāo)準(zhǔn)來(lái)估計(jì)粗定時(shí)點(diǎn)θ1和θ2時(shí)，匹配濾波器MF的輸出被接收功率歸一化，粗定時(shí)估計(jì)器可以利用公式5來(lái)估計(jì)θ1和θ公式5MF1(θ1)RP(θ1)>T,MF2(θ2)RP(θ2)>T]]>這里T是域值，用來(lái)滿足要求的誤警概率和檢測(cè)概率當(dāng)對(duì)粗定時(shí)估計(jì)應(yīng)用有效性評(píng)價(jià)標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，定時(shí)和大頻偏估計(jì)器根據(jù)|θ1-θ2|＜Nf，判斷有效，否則無(wú)效。這里，Nf是系統(tǒng)所能允許的最大頻率偏移。如果粗定時(shí)無(wú)效，粗定時(shí)點(diǎn)θ1，θ2進(jìn)行再估計(jì)。
在獲得粗定時(shí)點(diǎn)后，利用θ2和θ1相減結(jié)果乘以合適的因子得到大頻偏估計(jì)，其中乘法因子的確定與所選取的兩正交PN序列性質(zhì)有關(guān)。在本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，定時(shí)和大頻偏估計(jì)器根據(jù)公式6進(jìn)行精確定時(shí)和大頻偏估計(jì)公式6定時(shí)估計(jì) 大頻偏估計(jì)ΔF^=θ1-θ22]]>這里， 是定時(shí)相關(guān)值，可以根據(jù)要求的性能或硬件復(fù)雜性進(jìn)行估計(jì)或設(shè)置為零。當(dāng)有多徑先于最強(qiáng)徑到達(dá)，同時(shí)能量大于最強(qiáng)徑時(shí)， 被估計(jì)用來(lái)消除符號(hào)間干擾。具體可以根據(jù)公式7，搜索粗定時(shí)點(diǎn)之前的較強(qiáng)徑得到。
公式7MFi(θ~)RP(θ~)>βMFi(θi)RP(θi),θ~∈[θi-R,θi]]]>這里β是一個(gè)預(yù)定義的域值，滿足要求的檢測(cè)概率和誤警概率；R是預(yù)定義的時(shí)間范圍，用來(lái)進(jìn)行定時(shí)搜索。
圖3是本發(fā)明在子載波個(gè)數(shù)為1024、載頻2GHz、系統(tǒng)帶寬16MHz、信道模型為M.1225 Vehicular A的條件下，定時(shí)方差與歸一化頻偏ΔF之間的關(guān)系曲線，可以看出，當(dāng)頻偏大于-450而小于450時(shí)，定時(shí)誤差的均值和方差皆很小，而當(dāng)頻偏小于-450或大于450，定時(shí)誤差均值和方差迅速增大，這表明本文提出的定時(shí)算法能夠承受的頻偏至少為從-450到+450個(gè)子載波帶寬，這個(gè)范圍非常之大，接近90％的系統(tǒng)帶寬(1024個(gè)子載波帶寬)。
在與圖3相同條件下，圖4是頻偏估計(jì)與歸一化頻偏ΔF之間的關(guān)系曲線，同樣，本發(fā)明提出的頻偏估計(jì)算法的捕獲范圍至少為從-450到+450共900個(gè)子載波帶寬，接近90％的系統(tǒng)帶寬(1024個(gè)子載波帶寬)。
圖5和圖6分別是定時(shí)MSE和頻偏估計(jì)MSE與小數(shù)頻率偏移的關(guān)系曲線?？梢钥吹剑词乖谛?shù)頻偏的情形下，本方法仍能獲得很好的性能。
權(quán)利要求
1.一種適用于突發(fā)傳輸系統(tǒng)的定時(shí)和大頻偏聯(lián)合估計(jì)方法，所述方法包括步驟(1)在所述突發(fā)傳輸系統(tǒng)的發(fā)送端的定時(shí)符號(hào)中發(fā)送一個(gè)PN序列對(duì)，所述PN序列對(duì)包括PN序列c1和其配對(duì)序列c2；(2)在所述突發(fā)傳輸系統(tǒng)的接收端產(chǎn)生同樣的PN序列對(duì)，并且將所述PN序列對(duì)分別與所接收的信號(hào)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)，從而得到兩個(gè)相關(guān)輸出序列；(3)在這兩個(gè)相關(guān)輸出序列中搜索各自的粗定時(shí)點(diǎn)θ1、θ2；(4)利用θ1、θ2之間的相對(duì)距離，得出由于頻偏的存在而導(dǎo)致的定時(shí)誤差和大頻偏估計(jì) (5)對(duì)于第一個(gè)相關(guān)輸出序列，按照預(yù)定的準(zhǔn)則得到定時(shí)相關(guān)值 (6)根據(jù)所述定時(shí)相關(guān)值 和所述定時(shí)誤差而得到精確的定時(shí)估計(jì)
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述PN序列對(duì)中的c1和c2相互正交，其周期自相關(guān)函數(shù)RΔF(k)，R′ΔF(k)在存在整數(shù)頻偏ΔF，且|ΔF|≤K時(shí)，其中K為PN序列長(zhǎng)度，應(yīng)分別滿足下面的公式RΔF(k)=1NΣn=0N-1c1(n-k)ej2πN(n-k)ΔFc1*(n)=C1(k,ΔF)δ(k-ΔF)]]>RΔF′(k)=1NΣn=0N-1c2(n-k)ej2πN(n-k)ΔFc2*(n)=C2(k,ΔF)δ(k+ΔF).]]>
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述精確的定時(shí)估計(jì) 所述大頻偏估計(jì)ΔF^=θ1-θ22.]]>
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中所述定時(shí)相關(guān)值 根據(jù)所需的性能設(shè)置為零。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中在多徑先于最強(qiáng)徑到達(dá)，同時(shí)能量大于最強(qiáng)徑時(shí)，所述定時(shí)相關(guān)值 用于消除符號(hào)間干擾，并且根據(jù)以下公式得出MFi(θ~)RP(θ~)>βMFi(θi)RP(θi),θ~∈[θi-R,θi]]]>其中β是預(yù)定的域值，以滿足要求的檢測(cè)概率和誤警概率，R是預(yù)定的時(shí)間范圍，用于進(jìn)行定時(shí)搜索。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中粗定時(shí)估計(jì)器使用最大值標(biāo)準(zhǔn)來(lái)估計(jì)所述粗定時(shí)點(diǎn)θ1和θ2時(shí)，利用以下公式來(lái)估計(jì)θ1和θ2θ1=maxn|MF1(n)|RP(n),]]>θ2=maxn|MF2(n)RP(n)]]>其中MFi(n)=Σk=0N-1r(n+k)ci*(k)]]>是匹配濾波器MF的輸出，RP(n)=Σk=0N-1|r(n+k)|2]]>是接收到的序列功率。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中粗定時(shí)估計(jì)器使用域值標(biāo)準(zhǔn)來(lái)估計(jì)所述粗定時(shí)點(diǎn)θ1和θ2時(shí)，利用以下公式來(lái)估計(jì)θ1和θ2MF1(θ1)RP(θ1)>T,]]>MF2(θ2)RP(θ2)>T,]]>其中T是域值，用來(lái)滿足所需的誤警概率和檢測(cè)概率，MF1(θ1)、MF2(θ2)是匹配濾波器MF的輸出，RP(θ1)、RP(θ2)是接收端的接收的序列功率。
8.根據(jù)權(quán)利要求6或7所述的方法，其中還包括對(duì)于粗定時(shí)估計(jì)進(jìn)行有效性評(píng)價(jià)的步驟，即使得|θ1-θ2|＜Nf，其中Nf是系統(tǒng)所能允許的最大頻率偏移，如果粗定時(shí)無(wú)效，粗定時(shí)點(diǎn)θ1，θ2進(jìn)行再估計(jì)。
全文摘要
一種適用于突發(fā)傳輸系統(tǒng)的定時(shí)和大頻偏聯(lián)合估計(jì)方法，所述方法包括步驟(1)在所述突發(fā)傳輸系統(tǒng)的發(fā)送端的定時(shí)符號(hào)中發(fā)送一個(gè)PN序列對(duì)，所述PN序列對(duì)包括PN序列c
文檔編號(hào)H04L27/26GK1642160SQ20051000009
公開(kāi)日2005年7月20日 申請(qǐng)日期2005年1月7日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月7日
發(fā)明者張平, 張潔, 周云, 張建華, 安載泳 申請(qǐng)人:北京郵電大學(xué)