專利名稱：一種陣列天線收發(fā)通道的校正裝置及方法
技術領域：
本發(fā)明涉及陣列天線收發(fā)通道的校正技術，特別涉及一種陣列天線收發(fā)通道的校正裝置及方法。
背景技術：
無線通信系統(tǒng)通常采用天線收發(fā)用戶信號，特別是采用智能天線收發(fā)用戶信號。智能天線通過改變陣列天線的權值實時調(diào)整天線方向圖，增強用戶所在位置方向上的信號增益，從而有效地提高無線通信系統(tǒng)中用戶信號的強度，降低用戶信號之間相互的干擾，在覆蓋范圍、頻譜利用率及容量等方面改善了無線通信系統(tǒng)的性能。
通常無線通信系統(tǒng)中的智能天線是安裝在基站上的，智能天線的定向波束可以在射頻形成，也可以在基帶形成。對于在基帶形成的波束無論是在上行還是在下行，都是通過調(diào)整各個收發(fā)通道基帶信號的復數(shù)加權實現(xiàn)該基帶波束方向的控制?；鶐Рㄊ鵁o論是接收還是發(fā)射，為了使智能天線口的波束方向能夠真正對應基帶的復數(shù)加權，要求各個收發(fā)通道從基帶到天線口的通道響應一致，即各個通道之間傳輸函數(shù)的幅度特性和相位特性一致。但是在實際系統(tǒng)中，基帶波束無論是接收還是發(fā)射，各個收發(fā)通道從基帶到天線口的通道響應是不一致的，這將嚴重降低形成基帶波束的質(zhì)量，使智能天線技術無法應用到無線通信系統(tǒng)中。因此，基帶波束無論是接收還是發(fā)射，都必須對各個收發(fā)通道從基帶到天線口的通道響應不一致性進行校正，簡稱通道校正。
現(xiàn)有的通道校正可以分為自校正、切換開關式校正和注入式校正三種方法，其中
自校正方法本質(zhì)上是一種優(yōu)化方法，由于其算法復雜，穩(wěn)健性難以保證，在智能天線系統(tǒng)中難以實現(xiàn)；切換開關式校正方法主要用于發(fā)射通道的校正，該方法將各個發(fā)射通道靠近智能天線處的射頻信號通過射頻切換開關依次選通到同一路校正接收機中，由于各個發(fā)射通道的信號是已知的，可以從校正接收機輸出的基帶信號中提取各個發(fā)射通道的響應，再計算收發(fā)校正系數(shù)并實施校正；注入式校正方法，通過注入測試信號到收發(fā)通道，然后利用經(jīng)過各個收發(fā)通道后的測試信號提取各個收發(fā)通道的響應，然后計算收發(fā)校正系數(shù)并實施校正。
注入式校正方法分為耦合器注入式校正方法和空饋注入式校正方法?？震佔⑷胧叫Ｕ椒ǚ譃榻鼒鲎⑷胧叫Ｕ椒ê瓦h場注入式校正方法。近場注入式校正方法由于會對天線產(chǎn)生遮擋效應，使用較少。遠場注入式校正方法需要外置一個收發(fā)天線，增加了對設備和基站安裝環(huán)境的要求，在無線通信系統(tǒng)中難以應用，所以注入式校正方法大都采用耦合器注入式校正方法。
現(xiàn)有無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案的框圖如圖1所示，這是一種接收校正使用耦合器注入式校正方法、發(fā)射校正使用切換開關式校正方法的校正系統(tǒng)，其具體描述為接收校正環(huán)路校正同步模塊112產(chǎn)生同步控制信號，接收通道測試信號產(chǎn)生器113在同步控制信號的控制下產(chǎn)生的基帶形式的測試信號，該測試信號經(jīng)校正發(fā)射機111變換為射頻信號并且輸出，經(jīng)過功分器109分路后，再通過耦合器107-1～107-N分別注入到各個接收通道中形成各個接收通道信號，各個接收通道信號分別通過相對應各個接收通道的雙工器105-1～105-N和接收機103-1～103-N發(fā)送到校正系數(shù)提取模塊114。校正系數(shù)提取模塊114從各個接收通道信號中提取各個接收通道的響應，再根據(jù)各個接收通道的響應計算出各個接收通道所需的校正系數(shù)，在校正同步模塊112的同步控制信號控制下將該校正系數(shù)送到校正模塊102中對各個接收通道接收來的上行信號進行校正，將校正后的上行信號發(fā)送到基帶處理模塊101。
發(fā)射校正環(huán)路發(fā)射通道信號能量的主要部分通過天線發(fā)射，少部分信號能量通過耦合器送到多路選擇開關108上，借助多路選擇開關108，校正系統(tǒng)逐一地將各個發(fā)射通道的信號切換到校正接收機110中，由校正接收機110變換為基帶信號。發(fā)射通道信號中只包含基站的原有信號，其基帶形式是已知的，這個已知的基帶信號自基帶處理模塊送到校正系數(shù)提取模塊114，同時校正接收機輸出的基帶信號也送到校正系數(shù)提取模塊114。校正系數(shù)提取模塊114對這兩種基帶信號做比較，提取出各個發(fā)射通道的響應。再根據(jù)各個發(fā)射通道的響應計算出各個發(fā)射通道的校正系數(shù)，在校正同步模塊112的同步控制信號控制下將該校正系數(shù)送到校正模塊102中對各個發(fā)射通道所發(fā)射的信號進行校正，將校正后的信號通過發(fā)射機104-1～104-N、雙功器105-1～105-N、耦合器和天線發(fā)射出去。由于下行信號是先校正再送到各個發(fā)射通道的，校正模塊102在提取各個發(fā)射通道的響應時要先扣除校正系數(shù)的影響。
在該校正系統(tǒng)中的校正模塊同時包含了接收校正功能和發(fā)射校正功能，校正是對基帶信號進行的，包括延時校正和幅相校正。
在該校正系統(tǒng)中，校正系數(shù)提取模塊采用了軟件實現(xiàn)提取校正系數(shù)的方法，即采用校正系數(shù)提取模塊中的中央處理器(CPU)或數(shù)字信號處理器(DSP)計算校正系數(shù)。
圖1所述的校正系統(tǒng)具有以下缺點，缺點一發(fā)射校正環(huán)路和接收校正環(huán)路使用了兩套耦合器，同一個智能天線具有接收和發(fā)射兩個耦合器，增加了復雜度和成本；缺點二發(fā)射校正環(huán)路中使用了多路切換開關，由于切換開關的控制部分需要加電，增加了校正系統(tǒng)的復雜性和潛在的不穩(wěn)定性，如果多路切換開關放在天線上，將難以承受室外的惡劣環(huán)境；如果將多路切換開關放在基站室內(nèi)單元，勢必要使用多根電纜將多路耦合信號引入室內(nèi)單元，多個電纜的不一致性將直接映射成通道的校正剩余誤差。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明一方面提供一種陣列天線收發(fā)通道的校正裝置，該校正裝置結構簡潔，降低了校正系統(tǒng)的成本。
本發(fā)明另一方面提供一種陣列天線收發(fā)通道的校正方法，該方法提高了校正系統(tǒng)對室外環(huán)境的適應能力，提高了校正系統(tǒng)的性能。
根據(jù)上述目的，本發(fā)明的技術方案是這樣實現(xiàn)的一種陣列天線收發(fā)通道的校正裝置，該裝置包括校正模塊、校正接收機、校正發(fā)射機、校正同步模塊和接收通道測試信號發(fā)生器，該裝置還包括發(fā)射通道測試信號發(fā)生器、N路復數(shù)加法器、N路耦合器、功分/合路器、校正雙工器和校正系數(shù)提取模塊，其中，發(fā)射通道測試信號發(fā)生器，用于在校正同步模塊的控制下產(chǎn)生并發(fā)送N路測試信號給N路復數(shù)加法器；N路復數(shù)加法器，用于接收N路發(fā)射通道業(yè)務信號與注入的N路測試信號，進行疊加、生成并發(fā)送N路發(fā)射通道信號；N路耦合器，用于將從N路雙工器來的N路發(fā)射通道信號耦合給功分/合路器，或用于將從功分/合路器來的測試信號耦合給雙工器；功分/合路器，用于接收來自N路耦合器發(fā)送來的N路發(fā)射通道信號，將N路發(fā)射通道信號合并為一路并發(fā)送給校正雙工器，或接收由校正雙工器發(fā)送的測試信號，將該測試信號分為N路測試信號并發(fā)送給N路耦合器；校正雙工器，用于接收功分/合路器來的發(fā)射通道信號并發(fā)送給接收校正器，或用于接收校正發(fā)射機來的測試信號并發(fā)送給功分/合路器；校正系數(shù)提取模塊，用于接收N路接收通道信號，在校正同步模塊的控制下輸出N路接收校正系數(shù)給校正模塊，對接收通道信號進行校正，或接收從較正接收機來的發(fā)射通道信號，在校正同步模塊的控制下發(fā)送發(fā)射校正系數(shù)給校正模塊，對發(fā)射通道信號進行校正。
所述的N路復數(shù)加法器接收的N路發(fā)射通道業(yè)務信號為接收校正模塊發(fā)送來的N路校正后的發(fā)射通道信號；所述的校正系數(shù)提取模塊接收的N路接收通道信號為接收校正模塊發(fā)送來的N路校正后的接收通道信號。
所述的N路復數(shù)加法器接收的N路發(fā)射通道業(yè)務信號為接收基帶處理模塊發(fā)送來的N路校正前的發(fā)射通道信號；所述的校正系數(shù)提取模塊接收的N路接收通道信號為校正模塊發(fā)送來的N路校正后的接收通道信號。
所述的N路復數(shù)加法器接收的N路發(fā)射通道業(yè)務信號為接收基帶處理模塊發(fā)送來的N路校正前的發(fā)射通道信號；所述的校正系數(shù)提取模塊接收的N路接收通道信號為接收基帶處理模塊發(fā)送來的N路校正前的接收通道信號。
所述的校正系數(shù)提取模塊包括時序控制/參數(shù)寄存器、2N路通道校正參考信號產(chǎn)生模塊、2N路復數(shù)乘法器、2N路累加模塊和CPU或DSP模塊，其中，時序控制/參數(shù)寄存器，根據(jù)CPU或DSP模塊所寫的參數(shù)和校正同步模塊的同步控制信號發(fā)出時序控制信號和累加長度控制信號；2N路通道校正參考信號產(chǎn)生模塊，在時序控制信號的控制下產(chǎn)生2N路校正參考信號；2N路復數(shù)乘法器，接收N路接收通道信號和N路發(fā)射通道信號，分別與2N路校正參考信號進行相乘，將2N路相乘的結果對應發(fā)送到2N路累加模塊；2N路累加模塊，將2N路相乘的結果在累加長度控制信號的控制下分別進行累加后發(fā)送到CPU或DSP模塊；CPU或DSP模塊，給時序控制/參數(shù)寄存器寫入?yún)?shù)和根據(jù)接收2N路累加結果，輸出N路接收校正系數(shù)和輸出N路發(fā)射校正系數(shù)。
所述的校正系數(shù)提取模塊包括時序控制/參數(shù)寄存器、N路通道校正參考信號產(chǎn)生模塊、N路復數(shù)乘法器、N路累加模塊、CPU或DSP模塊和多路選擇模塊，其中，時序控制/參數(shù)寄存器，根據(jù)CPU或DSP模塊所寫的參數(shù)和校正同步模塊的同步控制信號發(fā)出時序控制信號和累加長度控制信號；N路通道校正參考信號產(chǎn)生模塊，在時序控制信號的控制下產(chǎn)生N路校正參考信號；多路選擇模塊，并行接收N路接收通道信號和N路發(fā)射通道信號，在CPU或DSP模塊控制下串行輸出N路接收通道信號或N路發(fā)射通道信號；N路復數(shù)乘法器，串行接收N路接收通道信號和N路發(fā)射通道信號，分別與N路校正參考信號進行相乘，將N路相乘的結果發(fā)送到N路累加模塊；N路累加模塊，將N路相乘的結果在累加長度控制信號的控制下分別進行累加后發(fā)送到CPU或DSP模塊；CPU或DSP模塊，輸出N路發(fā)射校正系數(shù)給時序控制/參數(shù)寄存器寫入?yún)?shù)和根據(jù)接收N路累加結果，串行輸出N路接收校正系數(shù)和輸出N路發(fā)射校正系數(shù)。
所述的校正系數(shù)提取模塊包括時序控制/參數(shù)寄存器、一通道校正參考信號產(chǎn)生模塊、一復數(shù)乘法器、一累加模塊、CPU或DSP模塊和多路選擇模塊，其中，時序控制/參數(shù)寄存器，根據(jù)CPU或DSP模塊所寫的參數(shù)和校正同步模塊的同步控制信號發(fā)出時序控制信號和累加長度控制信號；一通道校正參考信號產(chǎn)生模塊，在時序控制信號的控制下產(chǎn)生校正參考信號；多路選擇模塊，并行接收N路接收通道信號和N路發(fā)射通道信號，在CPU或DSP模塊控制下串行輸出N路串行的接收通道信號或發(fā)射通道信號；一復數(shù)乘法器，接收N路串行的接收通道信號和N路串行的發(fā)射通道信號，分別與校正參考信號進行相乘，將相乘的結果發(fā)送到一累加模塊；一累加模塊，接收相乘的結果，將相乘的結果在累加長度控制信號的控制下進行累加后發(fā)送到CPU或DSP模塊；CPU或DSP模塊，給時序控制/參數(shù)寄存器寫入?yún)?shù)和根據(jù)接收累加結果，輸出N路接收校正系數(shù)和輸出N路發(fā)射校正系數(shù)。
所述的校正模塊還包括N路接收通道延時校正模塊、N路發(fā)射通道延時校正模塊、N個接收通道復數(shù)乘法器、N個發(fā)射通道復數(shù)乘法器、發(fā)射通道延時校正系數(shù)寄存器、發(fā)射通道幅相校正寄存器、接收通道幅相校正系數(shù)寄存器和接收通道延時校正系數(shù)寄存器，其中發(fā)射通道延時校正系數(shù)寄存器，用于接收N路發(fā)射校正系數(shù)，發(fā)送N路發(fā)射通道延時校正系數(shù)給N路發(fā)射通道延時校正模塊；發(fā)射通道幅相校正系數(shù)寄存器，用于接收N路發(fā)射校正系數(shù)，發(fā)送N路發(fā)射通道幅相校正系數(shù)給N路發(fā)射通道復數(shù)乘法器；N路發(fā)射通道延時校正模塊，用于接收N路發(fā)射通道信號，根據(jù)N路發(fā)射通道延時校正系數(shù)進行校正并且發(fā)送N路延時校正好的發(fā)射通道信號給N路復數(shù)乘法器；N路發(fā)射通道復數(shù)乘法器，用于接收N路延時校正好的發(fā)射通道信號，根據(jù)N路發(fā)射通道幅相校正系數(shù)進行校正并且發(fā)送N路幅相和延時都校正好的發(fā)射通道信號；接收通道延時校正系數(shù)寄存器，用于接收N路接收校正系數(shù)，發(fā)送N路接收通道延時校正系數(shù)給N路接收通道延時校正模塊；接收通道幅相校正系數(shù)寄存器，用于接收N路接收校正系數(shù)，發(fā)送N路接收通道幅相校正系數(shù)給N路接收通道復數(shù)乘法器；N路接收通道延時校正模塊，用于接收N路接收通道信號，根據(jù)N路接收通道延時校正系數(shù)進行校正并且發(fā)送N路延時校正好的接收通道信號給N路復數(shù)乘法器；N路接收通道復數(shù)乘法器，用于接收N路延時校正好的接收通道信號，根據(jù)N路接收通道幅相校正系數(shù)進行校正并且發(fā)送N路幅相和延時都校正好的接收通道信號。
所述接收通道測試信號產(chǎn)生器發(fā)送的測試信號為數(shù)字點頻信號或偽隨機噪聲信號。
一種實現(xiàn)陣列天線收發(fā)通道的校正方法，該方法包括將測試信號注入到接收通道中與接收通道的業(yè)務信號合并為接收通道信號，得到接收通道的響應，根據(jù)該接收通道的響應進行相參積累，輸出校正所需要的接收校正系數(shù)，根據(jù)接收校正系數(shù)對接收通道信號進行校正。
將測試信號注入到發(fā)射通道中與發(fā)射通道的業(yè)務信號合并為發(fā)射通道信號，得到發(fā)射通道的響應，根據(jù)該發(fā)射通道的響應進行相參積累，輸出校正所需要的發(fā)射校正系數(shù)，根據(jù)發(fā)射校正系數(shù)對發(fā)射通道信號進行校正。
所述的相參積累過程為根據(jù)測試信號設置一個參考信號，該參考信號與接收通道信號或發(fā)射通道信號復數(shù)相乘后再進行累加，再利用累加結果提取出接收校正系數(shù)或發(fā)射校正系數(shù)。
設置所述參考信號輸出波形為測試信號輸出波形的共軛，設置所述參考信號和測試信號對齊。
所述設置測試信號對齊參考信號的過程為a、無線通信系統(tǒng)的基站上電，逐步調(diào)整參考信號相對于測試信號的延時，直到在作相參積累時將參考信號和測試信號對齊，使得在某個延時點出現(xiàn)相關峰；b、在無線通信系統(tǒng)收發(fā)信號時，實時利用參考信號的步長調(diào)整參考信號相對于測試信號的延時，使參考信號與基帶測試信號對齊，以保證出現(xiàn)相關峰。
步驟b進一步包括設置一個延時窗口，該窗口內(nèi)包含若干個延時點，實時調(diào)整參考信號相對于測試信號的延時。
所述調(diào)整參考信號的步長是測試信號樣點率的倒數(shù)。
設在接收校正系數(shù)變更標號(R-CCUI)為n的接收校正周期內(nèi)，校正系數(shù)提取模塊中的參考信號相對于接收通道測試信號產(chǎn)生器輸出的測試信號的延時為τr_i(n)，接收通道測試信號與接收參考信號相參積累得到的相關峰為Rr_i(n)，延時校正系數(shù)為Tr_i(n)，幅相校正系數(shù)為Cr_i(n)，所述產(chǎn)生接收校正系數(shù)的過程為當進入校正系數(shù)提取模塊的接收通道的測試信號已經(jīng)被校正模塊校正過，則將τr_i(n)減去Tr_i(n)得到τactual_r_i(n)，取τactual_r_i(n)(i＝1～N)中的最大值作為τr_max(n)，R-CCUI為n+1的接收校正周期的延時校正系數(shù)Tr_i(n+1)為τr_max(n)減去τactual_r_i(n)的值；將Rr_i(n)除以Cr_i(n)得到hr_i(n)，取hr_i(n)中的某個值為hr_ref(n)，R-CCUI為n+1的接收校正周期的幅相校正系數(shù)Cr_i(n+1)為hr_ref(n)除以hr_i(n)得到的值；當進入校正系數(shù)提取模塊的接收通道的測試信號沒有被校正模塊校正過，則R-CCUI為n+1的接收校正周期的延時校正系數(shù)Tr_i(n)為τr_i(n)中的最大值減去τr_i(n)的值；將Rr_i(n)等于hr_i(n)，取hr_i(n)中的某個值為hr_ref(n)，R-CCUI為n+1的接收校正周期的幅相校正系數(shù)Cr_i(n+1)為hr_ref(n)除以hr_i(n)得到的值，其中i＝1～N。
對所述的hr_i(n)和τactual_r_i(n)做平滑處理。
當初始化時，所述的Cr_i(n)初始化值不能為0。
在發(fā)射校正系數(shù)變更標號(T-CCUI)為n的發(fā)射校正周期內(nèi)，設校正系數(shù)提取模塊中的參考信號相對于發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生器輸出的測試信號的延時為τt_i(n)，發(fā)射通道測試信號與發(fā)射參考信號相參積累得到的相關峰為Rt_i(n)，延時校正系數(shù)為Tt_i(n)，幅相校正系數(shù)為Ct_i(n)，所述產(chǎn)生接收校正系數(shù)的過程為當進入校正系數(shù)提取模塊的發(fā)射通道的測試信號已經(jīng)被校正模塊校正過，則將τt_i(n)減去Tt_i(n)得到τactual_t_i(n)，取τactual_t_i(n)中的最大值作為τt_max(n)，T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的延時校正系數(shù)Tt_i(n+1)為τt_max(n)減去τactual_t_i(n)的值；將Rt_i(n)除以Ct_i(n)得到ht_i(n)，取ht_i(n)中的一個值為ht_ref(n)，T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的幅相校正系數(shù)Ct_i(n+1)為ht_ref(n)除以ht_i(n)得到的值；當進入校正系數(shù)提取模塊的發(fā)射通道的測試信號沒有被校正模塊校正過，則T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的延時校正系數(shù)Tt_i(n+1)為τt_i(n)中的最大值減去τt_i(n)的值；取ht_i(n)等于Rt_i(n)，取ht_i(n)中的某個值為ht_ref(n)，T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的幅相校正系數(shù)Ct_i(n+1)為ht_ref(n)除以ht_i(n)得到的值，其中i＝1～N。
對所述的ht_i(n)和τactual_t_i(n)做平滑處理。
當初始化時，所述的Ct_i(n)初始化值不能為0。
本發(fā)明將接收校正環(huán)路的多路選擇開關和發(fā)射校正環(huán)路的功分/合路器合二為一，將對應同一個天線的接收校正和發(fā)射校正耦合器合二為一，這樣使校正系統(tǒng)的結構簡潔，降低了校正系統(tǒng)的成本。本發(fā)明還將發(fā)射通道測試信號的注入部分改為無源，即用功分/合路器代替了多路選擇開關，由于功分/合路器是無源的，因此不必使用電源，從而大大提高了對室外環(huán)境的適應能力。由于校正系統(tǒng)采用了功分/合路器，所以校正系統(tǒng)的射頻部分可以共用一根測試信號電纜，不必擔心由于使用多根測試信號電纜帶來的不一致性問題，不會增加通道校正的剩余誤差，從而提高了校正系統(tǒng)的性能。


圖1為現(xiàn)有無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案的框圖。
圖2為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案一的框圖。
圖3為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案二的框圖。
圖4為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案三的框圖。
圖5為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案四的框圖。
圖6為本發(fā)明校正系數(shù)提取模塊的內(nèi)部結構一的框圖。
圖7為本發(fā)明校正系數(shù)提取模塊的內(nèi)部結構二的框圖。
圖8為本發(fā)明校正系數(shù)提取模塊的內(nèi)部結構三的框圖。
圖9為本發(fā)明的校正模塊內(nèi)部框圖。
具體實施例方式
為了使本發(fā)明的目的，技術方案和優(yōu)點更加清楚明白，以下舉實施例并且參照附圖，對本發(fā)明進一步詳細說明。
本發(fā)明提供的裝置，首先用功分/合路器替代了多路選擇開關和功分器，由于功分/合路器可以工作在收發(fā)校正環(huán)路中，使收發(fā)校正環(huán)路只需要用一套耦合器進行收發(fā)。本發(fā)明提供的方法，通過在收發(fā)通道內(nèi)注入測試信號，注入的測試信號與收發(fā)通道中的基帶信號合并為基帶測試信號，該基帶測試信號通過校正接收機或接收機進入校正系數(shù)提取模塊，在校正系數(shù)提取模塊中進行相參積累，相參積累的實質(zhì)過程為剔除基帶測試信號中的基帶信號，產(chǎn)生收發(fā)校正所需的校正系數(shù)，根據(jù)校正系數(shù)對收發(fā)通道收發(fā)的基帶信號進行校正。
如圖2所示，圖2為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案一的框圖，其具體描述為基帶處理模塊201，該模塊包含上行信號的處理部分和下行信號的處理部分，如該模塊包括編解碼(Encoder&Decoder)、調(diào)制解調(diào)(Modulator&Demodulator)和波束形成(Beam Forming)等功能?；鶐幚砟K201直接送到校正模塊202的是下行基帶信號(Inphase&Quadrature)；校正模塊202直接送到基帶處理模塊201的是上行基帶信號(Inphase&Quadrature)；校正模塊202，包含接收通道校正和發(fā)射通道校正，即對各個收發(fā)通道中所收發(fā)的信號進行校正，收發(fā)通道信號的校正是在基帶信號上進行的，包括延時校正和幅相校正；N個復數(shù)加法器203-1～203-N，用來將發(fā)射通道測試信號注入到各個發(fā)射通道中；
N個接收機204-1～204-N，接收機送到校正模塊202的信號為N路接收通道信號，該接收通道信號包含測試信號和業(yè)務信號；N個發(fā)射機205-1～205-N，校正模塊202送到發(fā)射機的信號為N路發(fā)射通道信號，該發(fā)射通道信號包含測試信號和業(yè)務信號；N個雙工器206-1～206-N，雙工器為頻分(FDD)或為時分(TDD)，使N個耦合器207-1～207-N可以收發(fā)兩個頻段或兩個時間段的信號；N個耦合器207-1～207-N，耦合接收通道的接收測試信號或耦合發(fā)射通道的發(fā)射測試信號；N個天線208-1～208-N，用來接收上行業(yè)務信號或發(fā)射下行業(yè)務信號；校正系數(shù)提取模塊209，提取各個收發(fā)通道的響應，并據(jù)此計算出各個收發(fā)通道的校正系數(shù)；發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生器210，產(chǎn)生發(fā)射通道測試信號；校正同步模塊211，發(fā)出同步控制信號，用來控制整個校正系統(tǒng)的同步；接收通道測試信號產(chǎn)生器212，產(chǎn)生基帶的接收通道測試信號；校正接收機213，校正接收機213送到校正系數(shù)提取模塊209的是數(shù)字基帶信號；校正發(fā)射機214，校正發(fā)射機214送到校正系數(shù)提取模塊209的是數(shù)字的發(fā)射通道信號；校正雙工器215，校正雙工器為FDD模式或為TDD模式，使功分/合路器216可以收發(fā)兩個頻段或兩個時間段的信號；功分/合路器216，當發(fā)射校正時，其為合路器；當接收校正時，其為功分器。
圖2所示的框圖包括N個接收通道和N個發(fā)射通道。
圖2中接收校正和發(fā)射校正共用了一套耦合器207-1～207-N和一個功分/合路器216當校正系統(tǒng)為時分雙工時，收發(fā)頻率相同，這固然不成問題；當校正系統(tǒng)為頻分雙工時，由于雙工間隔的相對頻寬一般都不大，而且采用了校正雙功器，所以接收和發(fā)射也可以共用一套耦合器和一個功分/合路器。
圖2中的功分/合路器216可以為“一體化式”或“可級聯(lián)式”。
接收通道校正的過程是接收通道測試信號產(chǎn)生器212在校正同步單元211輸出同步控制信號的作用下發(fā)送數(shù)字測試信號，該數(shù)字測試信號在校正發(fā)射機214中做數(shù)字到模擬的變換(DAC)和頻率變換、放大等一系列的處理后形成射頻信號，該模擬基帶信號經(jīng)校正雙工器215、功分/合路器216分為N路射頻信號，該N路模擬基帶信號通過N路耦合器207-1～207-N注入到各個接收通道，與各個接收通道的業(yè)務信號合并為接收通道信號，該接收通道信號經(jīng)過雙工器206-1～206-N后，在接收通道中的接收機204-1～204-N中做放大、頻率變換和模擬到數(shù)字轉換(ADC)等一系列處理，通過接收機204-1～204-N輸出各個通道的數(shù)字基帶接收通道信號。假設功分/合路器216的N路輸出信號是等幅、等相的，這樣接收機204-1～204-N輸出到校正系數(shù)提取模塊209中的數(shù)字接收通道信號中就包含了各接收通道的響應信息，由校正系數(shù)提取模塊209提取出各個接收通道校正系數(shù)，該校正系數(shù)送到校正模塊202去對各個接收通道信號進行實時校正，經(jīng)過校正后的各個接收通道的信號發(fā)送到基帶處理模塊201。
發(fā)射通道校正的過程是發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生器210在校正同步單元211輸出同步控制信號的作用下發(fā)送N路數(shù)字測試信號，該N路數(shù)字測試信號通過復數(shù)加法器303-1～303-N注入到發(fā)射通道中，與發(fā)射通道中的業(yè)務信號合并為發(fā)射通道信號在發(fā)射機205-1～205-N中做數(shù)字到模擬的轉換(DAC)和頻率變換、放大等一系列的處理后得到N路模擬發(fā)射通道信號，該模擬發(fā)射通道信號再經(jīng)過雙工器206-1～206-N和耦合器207-1～207-N后發(fā)送到功分/合路器216上，N路經(jīng)過功分/合路器216合成一路模擬發(fā)射通道信號，該模擬發(fā)射通道信號經(jīng)過校正雙工器215后，送到校正接收機213進行頻率變換、模擬到數(shù)字轉換(ADC)等處理，得到數(shù)字發(fā)射通道信號。該數(shù)字發(fā)射通道信號中包含了各個發(fā)射通道的響應信息，該數(shù)字發(fā)射通道信號送到校正系數(shù)提取模塊209，校正系數(shù)提取模塊209提取出各個發(fā)射通道的校正系數(shù)，送到校正模塊202中對各個發(fā)射通道信號進行校正。
圖2所示的框圖為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案一的框圖，是校正模塊在接收校正環(huán)路之外/發(fā)射校正環(huán)路之外。
圖3所示的為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案二的框圖，是校正模塊在接收校正環(huán)路之內(nèi)/發(fā)射校正環(huán)路之內(nèi)，其模塊構成與功能與圖2相同，當進行發(fā)射環(huán)路校正時，發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生器在校正發(fā)射通道前注入測試信號；當進行接收環(huán)路校正時，校正系數(shù)提取模塊309提取的為校正后的接收通道信號。
圖4所示的為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案三的框圖，是校正模塊在接收校正環(huán)路之外/發(fā)射校正環(huán)路之內(nèi)，其模塊構成與功能與圖2相同，當進行發(fā)射環(huán)路校正時，發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生器在校正發(fā)射通道信號前注入測試信號；當進行接收環(huán)路校正時，與圖2所述的相同。
圖5所示的為本發(fā)明無線通信系統(tǒng)的智能天線基站中校正系統(tǒng)方案四的框圖，是校正模塊在接收校正環(huán)路之內(nèi)/發(fā)射校正環(huán)路之外，其模塊構成與性能與圖2相同，當進行發(fā)射環(huán)路校正時，與圖2所述的相同；當進行接收環(huán)路校正時，校正系數(shù)提取模塊309提取的為校正后的接收通道信號。
圖6所示的為本發(fā)明校正系數(shù)提取模塊的內(nèi)部結構一的框圖，其具體描述為N個接收通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-1～601-N，其作用是產(chǎn)生基帶形式的接收通道相參積累所需的參考信號。其波形形式為接收通道測試信號產(chǎn)生器213輸出的接收測試信號的共軛，接收參考信號頭的時間位置由CPU或DSP模塊605通過時序控制/參數(shù)寄存器模塊602控制；N個發(fā)射通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-N+1～601-2N，其作用是產(chǎn)生基帶形式的發(fā)射通道參考信號。其波形形式為發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生器210輸出的接收測試信號的共軛，發(fā)射參考信號頭的時間位置由CPU或DSP模塊605通過時序控制/參數(shù)寄存器模塊602控制；時序控制/參數(shù)寄存器模塊602，CPU或DSP模塊605通過對時序控制/參數(shù)寄存器模塊602中的參數(shù)寄存器寫入特定參數(shù)來對接收通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-1～601-N、發(fā)射通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-N+1～601-2N的信號參數(shù)和累加模塊604-1～604-2N的累加長度等進行控制，時序控制/參數(shù)寄存器模塊602也可以自己產(chǎn)生控制時序；603-1～603-N為復數(shù)乘法器，將N個接收通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-1～601-N產(chǎn)生的接收參考信號和N個接收通道送來的信號進行復數(shù)相乘運算；603-N+1～603-2N也為復數(shù)乘法器，將N個發(fā)射通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-N+1～601-2N產(chǎn)生的發(fā)射參考信號和校正接收機213輸出的發(fā)射通道信號進行復數(shù)相乘運算；604-1～604-2N為累加器，對復數(shù)乘法器603-1～603-2N的輸出進行累加；CPU或DSP模塊605，用于控制校正系數(shù)提取模塊的整個過程并計算收發(fā)校正系數(shù)和接收對消系數(shù)的值，最后輸出校正模塊202所需的校正系數(shù)。
圖6中的結構允許所有發(fā)射通道和接收通道并行完成相參積累。
如圖7所示，圖7為本發(fā)明的校正系數(shù)模塊的內(nèi)部結構二的框圖，即N個接收通道和N個發(fā)射通道共用N個復數(shù)乘法器704-1～704-N和N個累加器705-1～705-N。其中，在接收校正時，多路選擇模塊701使接收通道的信號并行進入；在發(fā)射校正時，多路選擇模塊701使發(fā)射通道的信號并行進入。
如圖8所示，圖8為本發(fā)明的校正系數(shù)提取模塊的內(nèi)部結構三的框圖，即N個接收通道和N個發(fā)射通道共用一個復數(shù)乘法器804和一個累加器805，圖8中的結構只允許所有發(fā)射通道和接收通道串行完成相參積累，其中，在接收校正時，多路選擇模塊801使接收通道的信號依次串行進入；當發(fā)射校正時，多路選擇模塊801使發(fā)射通道的信號依次串行進入。
圖7和圖8的N路接收通道測試信號或發(fā)射通道測試信號要經(jīng)過多路選擇模塊701(801)選擇后，分別進入復數(shù)乘法器704-1～704-N(804)中，該多路選擇模塊701(801)受到CPU或DSP模塊706(806)控制，當輸入N路接收通道測試信號或發(fā)射通道測試信號的樣點率不同時，圖7和圖8中CPU或DSP模塊706(806)的時鐘要進行相應的調(diào)整。
當接收校正時，接收通道校正參考信號產(chǎn)生模塊產(chǎn)生的參考信號形式相同，只是延時不一樣，用以和不同的接收通道延時相匹配；當發(fā)射校正時，為了區(qū)分各個發(fā)射通道的不同響應，注入到各個發(fā)射通道的校正信號形式不一樣，所以發(fā)射通道校正參考信號產(chǎn)生模塊產(chǎn)生的各個通道的發(fā)射參考信號的形式不一樣。但是，當如圖8的N個發(fā)射通道相參積累為串行時，N個發(fā)射通道可以使用相同形式的測試信號。
如圖9所示，圖9為本發(fā)明的校正模塊內(nèi)部框圖，其具體描述為復數(shù)乘法器902-1～902-N，接收通道信號和復數(shù)的接收校正系數(shù)相乘以后，完成對各個接收通道的幅相校正；復數(shù)乘法器905-1～905-N，發(fā)射通道信號和復數(shù)的發(fā)射校正系數(shù)相乘以后，完成對各個發(fā)射通道的幅相校正；發(fā)射通道延時校正系數(shù)寄存器903、發(fā)射通道幅相校正系數(shù)寄存器904，校正系數(shù)提取模塊209中的CPU或DSP模塊605通過發(fā)射通道延時校正系數(shù)寄存器903、發(fā)射通道幅相校正系數(shù)寄存器904對發(fā)射校正系數(shù)初始化和更新發(fā)射校正系數(shù)；接收通道幅相校正系數(shù)寄存器907和接收通道延時校正系數(shù)寄存器908，校正系數(shù)提取模塊209中的CPU或DSP模塊605通過接收通道幅相校正系數(shù)寄存器907、接收通道延時校正系數(shù)寄存器908對接收校正系數(shù)初始化和更新接收校正系數(shù)延時校正901-1～901-N，基帶處理模塊201產(chǎn)生的各個發(fā)射通道的業(yè)務信號經(jīng)延時校正901-1～901-N進行延時調(diào)整；延時校正906-1～906-N，來自接收機304-1～304-N的各個接收通道的信號經(jīng)延時校正906-1～906-N進行延時調(diào)整。
以圖6中的接收通道為例說明校正系數(shù)提取的相參積累的過程。產(chǎn)生相參積累的條件為(1)接收通道校正參考信號的產(chǎn)生模塊601-1～601-N輸出參考信號的波形和接收通道測試信號產(chǎn)生器212輸出測試信號的波形形成共軛關系；(2)參考信號和接收通道來的數(shù)字基帶形式的測試信號對齊。第(1)點通過軟件很容易達到的。關鍵是第(2)點，這牽涉到比較復雜的過程，敘述如下。
CPU或DSP模塊605通過時序控制/參數(shù)寄存器模塊602調(diào)整通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-1～601-N輸出的參考信號頭相對于接收通道測試信號產(chǎn)生器212測試信號頭延時，使來自接收機204-1～204-N的接收通道測試信號與接收通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-1～601-N的接收校正參考信號在603-1～603-N做復數(shù)相乘時在時間上對齊。
對齊后通過復數(shù)乘法器603-1～603-N的復數(shù)相乘，再由累加模塊604-1～604-N做累加，就實現(xiàn)了所謂的相參積累的功能。如果沒有對齊，累加器輸出的信號幅值就比較小，完全對齊時累加器輸出信號幅值最大，即所謂相關峰。
為了使每次相參積累以后都出現(xiàn)相關峰，CPU或DSP模塊605可以設計一套搜索過程和跟蹤過程。搜索過程是指在不知道通道延時的情況下，由CPU或DSP模塊605在一個很大的范圍內(nèi)逐步調(diào)整接收通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-1～601-N的輸出信號相對于接收通道測試信號產(chǎn)生器213輸出測試信號的延時，保證在這些延時中的某個延時點上出現(xiàn)相關峰?；鹃_機上電后的初始化過程中應該包含一個搜索過程。跟蹤過程是緊接著搜索過程之后的，是指CPU或DSP模塊605將延時鎖定在搜索過程中出現(xiàn)相關峰的延時點上，并在由于通道延時變化導致相關峰位置變化的時候，通過相應地改變時序控制/參數(shù)寄存器模塊602中的延時設置，即改變參考信號的延時，讓參考信號和通道信號保持對齊的關系，保證相參積累出現(xiàn)相關峰，即實現(xiàn)了所謂跟蹤。如果具有足夠的關于通道的延時的先驗知識，也可以只使用搜索過程，每次都在一個小的固定的范圍內(nèi)搜索?！熬哂凶銐虻年P于通道的延時的先驗知識”的意思是能夠保證每次在這個小的固定范圍內(nèi)出現(xiàn)相關峰。
搜索過程和跟蹤過程中CPU或DSP模塊605延時調(diào)整的步長取決于輸入到校正系數(shù)提取模塊209的接收機204-1～204-N的測試信號和接收通道測試信號產(chǎn)生器212輸出的測試信號的通過率，即所謂樣點率(Sample rate)。在CDMA系統(tǒng)中，這個樣點率是碼片速率(Chip rate)的整數(shù)倍。CPU或DSP模塊605延時調(diào)整的步長可以取為信號樣點率的倒數(shù)，即一個樣點(Sample)的時間寬度。
為了能夠進行有效的跟蹤，必須設計一個用于跟蹤的延時窗口，這個窗口指的是相鄰的幾個延時點，單位為樣點。因為必須根據(jù)在相鄰的幾個延時點上積累才能判斷其中某個點是否為相關峰。相鄰延時點(單位為樣點)的個數(shù)即為跟蹤窗口寬度。為了實現(xiàn)穩(wěn)定的跟蹤，跟蹤窗口寬度不能少于3個樣點。
相參積累的相關峰中包含了兩種信息相關峰本身的值和相關峰出現(xiàn)的時間位置。這個時間位置是以出現(xiàn)相關峰時調(diào)整通道校正參考信號產(chǎn)生模塊601-1～601-N輸出的參考信號相對于接收通道測試信號產(chǎn)生器212輸出的測試信號的延時來衡量的。這兩種信息也就是校正環(huán)路響應的全部信息。
由于根據(jù)通道響應提取校正系數(shù)前可能對相參積累的相關相關峰進行某種形式的平滑處理，使得一次校正系數(shù)更新的周期，即一個校正周期內(nèi)可能包含多次相參積累的過程。
最后說明相參積累的發(fā)起和結束過程。原則上，每一次相參積累可以由CPU或DSP模塊605發(fā)起，也可以由時序控制/參數(shù)寄存器模塊602發(fā)起。如果是由時序控制/參數(shù)寄存器模塊602發(fā)起，往往是周期性同步進行的。如果是由CPU或DSP模塊605發(fā)起，CPU或DSP模塊605可以在認為合適的時候發(fā)起一次相參積累過程，所以相對于由時序控制/參數(shù)寄存器模塊602發(fā)起的方式，由CPU或DSP模塊605發(fā)起的方式具有隨機性。每次相參積累過程結束以后，時序控制/參數(shù)寄存器模塊602可以使用專門的中斷請求信號通知CPU或DSP模塊605相參積累過程已完，可以來取走累加模塊604-1～604-N中的相參積累的結果。當然也可以使用CPU或DSP模塊605查詢時序控制/參數(shù)寄存器模塊602中的專用的寄存器的方式，來得知相參積累是否結束。
通道響應是通道傳輸函數(shù)的簡稱。一般地，通道響應是頻率的函數(shù)，可以分解為每個頻率點上的幅度函數(shù)和相位函數(shù)。理想情況下，假設(1)在所關心的頻帶內(nèi)幅度函數(shù)為常數(shù)；(2)相位函數(shù)為頻率的線性函數(shù)，即帶內(nèi)群延時為常數(shù)。在這種理想情況下，通道特性只要用兩個量來表示一個復數(shù)表示的幅相響應，和一個實數(shù)表示的群延時。
本發(fā)明中的收發(fā)通道的校正方法正是基于上面的理想化假設的。
校正系統(tǒng)中的校正系數(shù)提取模塊通過對測試信號的相參積累提高測試信號的信噪比(SNR)，相參積累之后利用各個通道相參積累的結果提取出各個收發(fā)通道的校正系數(shù)。
根據(jù)圖2～圖5校正系統(tǒng)的結構不同，有兩種接收通道的校正系數(shù)生成方法，其不同在于圖2/圖4中的校正模塊在接收校正環(huán)路之外，而圖3/圖5中的校正模塊在接收校正環(huán)路之內(nèi)，所以圖2/圖4進入校正系數(shù)提取模塊的測試信號是沒有經(jīng)過校正模塊的，而圖3/圖5中進入校正系數(shù)提取模塊的測試信號是經(jīng)過校正模塊的。沒有經(jīng)過校正模塊的相參積累結果及其延時就是通道幅相響應和通道延時響應。而經(jīng)過了校正模塊的相參積累結果及其延時必須扣除延時校正系數(shù)和幅相校正系數(shù)，才能得出真正的通道幅相響應和通道延時響應。
接收通道使用注入式測試信號的波形可以有多種，常用的波形為點頻測試信號和偽隨機噪聲(PN)測試信號，如果是點頻測試信號，可以是單頻點，也可以是多頻點，信號參數(shù)主要是頻點的數(shù)字頻率；如果是PN測試信號，可以使用GOLD碼和OVSF碼的復合系列，其信號參數(shù)包括GOLD碼的初相和掩碼、OVSF的碼號等。兩點注意(1)點頻信號的產(chǎn)生和處理比PN信號簡單，但不適合用來測量通道的延時。PN信號的產(chǎn)生和處理比點頻信號復雜，但是可以同時測量幅相響應和延時；(2)接收校正的測試信號是經(jīng)功分器后注入到各個接收通道的，所以各個接收通道中注入的測試信號總是同時存在的，并具有相同的形式。
CPU或DSP模塊對N個接收通道的接收校正系數(shù)更新一次，接收校正系數(shù)變更標號(Calibration Calibration Coefficients Updating Index，縮寫為R-CCUI)就增加1。在兩次接收校正系數(shù)更新之間，R-CCUI為常數(shù)，稱為一個接收校正周期。更確切地，被稱為第R-CCUI接收校正周期。如果R-CCUI＝n，也叫R-CCUI＝n的接收校正周期。
CPU或DSP模塊對N個發(fā)射通道的發(fā)射校正系數(shù)更新一次，發(fā)射校正系數(shù)變更標號(Transmitter Calibration Coefficients Updating Index，縮寫為T-CCUI)就增加1。在兩次發(fā)射校正系數(shù)更新之間，T-CCUI為常數(shù)，稱為一個發(fā)射校正周期。更確切地，被稱為第T-CCUI發(fā)射校正周期。如果T-CCUI＝n，也叫T-CCUI＝n的發(fā)射校正周期。
接收校正和發(fā)射校正可以是獨立進行的，所以R-CCUI和T-CCUI也可以是不相同的。
由于根據(jù)通道響應提取校正系數(shù)前可能對相參積累的相關峰值進行某種形式的平滑處理，使得一次校正系數(shù)更新的周期，即一個校正周期內(nèi)可能包含多次相參積累的過程。
圖2/圖4的接收通道校正系數(shù)算法進入校正系數(shù)提取模塊209的接收通道測試信號沒有被校正過，所以計算R-CCUI為n+1的校正系數(shù)時，不需要先扣除R-CCUI為n的校正系數(shù)造成的影響。
假設在R-CCUI為n的接收校正周期內(nèi)(1)相參積累出現(xiàn)相關峰時校正系數(shù)提取模塊中的接收參考信號相對于接收通道測試信號產(chǎn)生模塊輸出的測試信號的延時為τr_i(n)，(2)接收通道相參積累的相關峰為Rr_i(n)，則所述CPU或DSP模塊產(chǎn)生R-CCUI為n+1的接收校正周期的接收校正系數(shù)的過程為
τactual_r_i(n)＝τr_i(n)， (1)hr_i(n)＝Rr_i(n)，(2)τr_max(n)＝Max{τactual_r_i(n)，i＝1～N}， (3)Tr_i(n+1)＝τr_max(n)-τactual_r_i(n)， (4)Cr_i(n+1)＝hr_ref(n)/hr_i(n)， (5)公式(5)中的hr_ref(n)為從hr_1(n)～hr_N(n)中取的某一個。以第i路為參考支路，意味著校正以后第i路的通道響應不變，而其它路校正后的通道響應都向第i路看齊。
如果以幅度最大的那一路為參考支路，即hr_ref(n)＝hr_j(n)，|hr_j(n)|≥|hr_i(n)|，i≠j， (6)可以使由于校正模塊中的相乘運算的截尾誤差導致的信號動態(tài)的損失降低到最小。這樣除了參考支路的校正系數(shù)等于1外，其余支路的校正系數(shù)的模值都大于或等于1。
由于校正系統(tǒng)中使用了功分/合路器、校正發(fā)射機和校正接收機，所以要對三個地方的誤差進行補償，即(1)功分/合路器209的誤差，(2)耦合器207-1～207-N的誤差，(3)信號耦合點到天線部分的誤差，以使測得的各個收發(fā)環(huán)路響應之間的差異反映各個收發(fā)通道響應的差異。
對于一般的校正系統(tǒng)，延時誤差是不用補償?shù)?，而幅相誤差是需要補償?shù)?。但是有些形式的校正系統(tǒng)，如將功分/合路器、耦合器和天線陣列集成在一起的結構，通過精確的設計，其幅相誤差如果可以控制在允許的范圍之內(nèi)，也就不一定要進行補償。
如果要進行補償，這些部分的誤差，可以使用射頻網(wǎng)絡分析儀進行離線測試，補償?shù)剿鶞y得的是校正環(huán)路響應中，就得到真正的通道響應?！半x線測試”的意思是對部件單獨進行測試，即當所測部分不構成工作系統(tǒng)的一部分時。
如果要進行通道響應的補償，可以在公式(1)和公式(2)中進行，也可以在公式(4)、公式(5)中進行；在公式(1)、公式(2)之后，開始公式(3)之前，可能會將τactual_r_i(n)和hr_i(n)進行某種形式的平滑處理，例如α濾波，用以更加精確地估計通道響應。
圖3/圖5的接收通道校正系數(shù)計算進入校正系數(shù)提取模塊209的接收通道測試信號已經(jīng)被校正，所以計算R-CCUI為n+1的校正系數(shù)時必須先扣除R-CCUI為n的校正系數(shù)造成的影響。
假設在R-CCUI為n的接收校正周期內(nèi)(1)相參積累出現(xiàn)相關峰時校正系數(shù)提取模塊中的接收參考信號相對于接收通道測試信號產(chǎn)生模塊輸出的測試信號的延時為τr_i(n)，(2)接收通道相參積累的相關峰為Rr_i(n)，(3)接收延時校正系數(shù)為Tr_i(n)，(4)接收幅相校正系數(shù)為Cr_i(n)，則所述CPU或DSP模塊產(chǎn)生R-CCUI為n+1的接收校正周期的接收校正系數(shù)的過程為τactual_r_i(n)＝τr_i(n)-Tr_i(n)，(7)hr_i(n)＝Rr_i(n)/Cr_i(n)， (8)τr_max(n)＝Max{τactual_r_i(n)，i＝1～N}， (9)Tr_i(n+1)＝τr_max(n)-τactual_r_i(n)， (10)Cr_i(n+1)＝hr_ref(n)/hr_i(n)，(11)由于公式(7)、公式(8)中用到了Tr_i(n)和Cr_i(n)，所以在校正系統(tǒng)復位時要對其進行初始化。注意Cr_i(n)初始化值的幅度不能太小，尤其不能為0。正確的方法如將Tr_i(n)(i＝1～N)初始化為0，將Cr_i(n)(i＝1～N)初始化為1。公式(11)中的hr_ref(n)為從hr_1(n)～hr_N(n)中取的某一個。如果要進行通道響應的補償，可以在公式(7)和公式(8)中進行，也可以在公式(10)、公式(11)中進行。在公式(7)、公式(8)之后，開始公式(9)之前，可能會將τactual_r_i(n)和hr_i(n)進行某種形式的平滑處理。例如α濾波。
當測試信號進入接收校正環(huán)路時，由于發(fā)射校正中各個發(fā)射通道信號是合路后輸入到校正接收機中的，所以發(fā)射通道測試信號是分時注入的，或者是同時注入但是各個發(fā)射通道的測試信號之間要具有可分離的性質(zhì)，否則無法將N個發(fā)射通道的響應分開。例如使注入發(fā)射通道的各個通道PN形式測試信號使用的OVSF碼相互正交。
根據(jù)圖2～圖5中校正系統(tǒng)結構的不同，有兩種發(fā)射校正系數(shù)生成算法。其不同在于圖2/圖5中的校正模塊在發(fā)射校正環(huán)路之外，而圖3/圖4中的校正模塊在發(fā)射校正環(huán)路之內(nèi)。所以圖2/圖5中進入校正系數(shù)提取模塊的測試信號是沒有經(jīng)過校正模塊的，而圖3/圖4中進入校正系數(shù)提取模塊的測試信號是經(jīng)過了校正模塊的。沒有經(jīng)過校正模塊的相參積累相關峰及其延時就是通道幅相響應和通道延時響應。而經(jīng)過了校正模塊的相參積累結果及其延時必須扣除延時校正系數(shù)和幅相校正系數(shù)，才能得出真正的通道幅相響應和通道延時響應。
圖2/圖5的發(fā)射通道校正系數(shù)算法進入校正系數(shù)提取模塊209的發(fā)射通道測試信號沒有被校正過，所以計算T-CCUI為n+1的校正系數(shù)時，不需要先扣除T-CCUI為n的校正系數(shù)造成的影響。
假設在T-CCUI為n的發(fā)射校正周期內(nèi)(1)相參積累出現(xiàn)相關峰時校正系數(shù)提取模塊中的發(fā)射參考信號相對于發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生模塊輸出的測試信號的延時為τt_i(n)，(2)發(fā)射通道相參積累的相關峰為Rt_i(n)，則所述CPU或DSP模塊產(chǎn)生T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的發(fā)射校正系數(shù)的過程為τactual_t_i(n)＝τt_i(n)，(12)ht_i(n)＝Rt_i(n)， (13)τt_max(n)＝Max{τactual_t_i(n)，i＝1～N}， (14)Tt_i(n+1)＝τt_max(n)-τactual_t_i(n)， (15)Ct_i(n+1)＝ht_ref(n)/ht_i(n)，(16)公式(16)中的ht_ref(n)為從ht_1(n)～ht_N(n)中取的某一個。如果以幅度最大的那一路為參考支路，即
ht_ref(n)＝ht_j(n)，|ht_j(n)|≥|ht_i(n)|，i≠j，(17)可以使由于校正模塊中的相乘運算的截尾誤差導致的信號動態(tài)的損失降低到最小，這樣除了參考支路的校正系數(shù)等于1外，其余支路的校正系數(shù)的模值都大于或等于1。設計者根據(jù)實際需要，也可以考慮其他的ht_ref(n)取法。
如果要進行通道響應的補償，可以在公式(12)或公式(13)中進行，也可以在公式(15)或公式(16)中進行，在公式(12)和公式(13)之后，開始公式(14)之前，可能會將τactual_t_i(n)和ht_i(n)進行某種形式的平滑處理。例如α濾波。
圖3/圖4的發(fā)射通道校正系數(shù)算法進入校正系數(shù)提取模塊209的發(fā)射通道測試信號已經(jīng)被校正，所以計算T-CCUI為n+1的校正系數(shù)時必須先扣除T-CCUI為n的校正系數(shù)造成的影響。
假設在T-CCUI為n的發(fā)射校正周期內(nèi)(1)相參積累出現(xiàn)相關峰時校正系數(shù)提取模塊中的發(fā)射參考信號相對于發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生模塊輸出的測試信號的延時為τt_i(n)，(2)發(fā)射通道相參積累的相關峰為Rt_i(n)，(3)發(fā)射延時校正系數(shù)為Tt_i(n)，(4)發(fā)射幅相校正系數(shù)為Ct_i(n)，則所述CPU或DSP模塊產(chǎn)生T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的發(fā)射校正系數(shù)的過程為τactual_t_i(n)＝τt_i(n)-Tt_i(n)， (18)ht_i(n)＝Rt_i(n)/Ct_i(n)， (19)τt_max(n)＝Max{τactual_t_i(n)，i＝1～N}， (20)Tt_i(n+1)＝τt_max(n)-τactual_t_i(n)， (21)Ct_i(n+1)＝ht_ref(n)/ht_i(n)， (22)公式(22)中的ht_ref(n)為從ht_1(n)～ht_N(n)中取的某一個；如果要進行通道響應補償，可以在公式(18)和公式(19)中進行，也可以在公式(21)和公式(22)中進行。在公式(18)、公式(19)之后，開始公式(20)之前，可能會將τactual_t_i(n)和ht_i(n)進行某種形式的平滑處理用以補償各個發(fā)射通道的誤差。例如α濾波。
從圖9中看到，發(fā)射通道和接收通道的校正過程是相同的。下面以接收通道為例，用數(shù)學式子對其功能進行說明。假設各個接收通道的延時校正系數(shù)為Ti單位為樣點，幅相校正系數(shù)為Ci，接收校正部分的輸入信號為xi(n)，時間單位為樣點，接收校正部分的輸出信號為yi(n)，時間單位為樣點，則yi(n)＝Ci×xi(n-Ti)， (25)這里n是以樣點為單位的時間參數(shù)，一個接收或發(fā)射校正期內(nèi)一般包含許多個樣點。
將圖2中對應同一個天線的接收校正和發(fā)射校正耦合器合二為一，將接收校正環(huán)路的分路器和發(fā)射校正環(huán)路的分路器合二為一，這樣使系統(tǒng)結構變得簡潔，同時降低了系統(tǒng)成本；將發(fā)射通道測試信號的注入部分改為無源，從而不必使用電源，這樣即使把射頻網(wǎng)絡放到天線上，也不必擔心供電的問題，天線上沒有有源部分，增強了對野外環(huán)境的適應能力。而且由于接收通道校正的測試信號注入的射頻網(wǎng)絡合二為一，可以用一根電纜接到天線上，信號合路以后經(jīng)過一根電纜傳輸，暴露在外的部分只有一根電纜，也不必擔心由于電纜帶來的附加的不一致性問題，不會增加通道校正剩余誤差，提高了校正系統(tǒng)的性能。因此，本發(fā)明取得了很好的效果。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所做的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。
權利要求
1.一種陣列天線收發(fā)通道的校正裝置，該裝置包括校正模塊、校正接收機、校正發(fā)射機、校正同步模塊和接收通道測試信號發(fā)生器，其特征在于，該裝置還包括發(fā)射通道測試信號發(fā)生器、N路復數(shù)加法器、N路耦合器、功分/合路器、校正雙工器和校正系數(shù)提取模塊，其中，發(fā)射通道測試信號發(fā)生器，用于在校正同步模塊的控制下產(chǎn)生并發(fā)送N路測試信號給N路復數(shù)加法器；N路復數(shù)加法器，用于接收N路發(fā)射通道業(yè)務信號與注入的N路測試信號，進行疊加、生成并發(fā)送N路發(fā)射通道信號；N路耦合器，用于將從N路雙工器來的N路發(fā)射通道信號耦合給功分/合路器，或用于將從功分/合路器來的測試信號耦合給雙工器；功分/合路器，用于接收來自N路耦合器發(fā)送來的N路發(fā)射通道信號，將N路發(fā)射通道信號合并為一路并發(fā)送給校正雙工器，或接收由校正雙工器發(fā)送的測試信號，將該測試信號分為N路測試信號并發(fā)送給N路耦合器；校正雙工器，用于接收功分/合路器來的發(fā)射通道信號并發(fā)送給接收校正器，或用于接收校正發(fā)射機來的測試信號并發(fā)送給功分/合路器；校正系數(shù)提取模塊，用于接收N路接收通道信號，在校正同步模塊的控制下輸出N路接收校正系數(shù)給校正模塊，對接收通道信號進行校正，或接收從較正接收機來的發(fā)射通道信號，在校正同步模塊的控制下發(fā)送發(fā)射校正系數(shù)給校正模塊，對發(fā)射通道信號進行校正。
2.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的N路復數(shù)加法器接收的N路發(fā)射通道業(yè)務信號為接收校正模塊發(fā)送來的N路校正后的發(fā)射通道信號；所述的校正系數(shù)提取模塊接收的N路接收通道信號為接收校正模塊發(fā)送來的N路校正后的接收通道信號。
3.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的N路復數(shù)加法器接收的N路發(fā)射通道業(yè)務信號為接收基帶處理模塊發(fā)送來的N路校正前的發(fā)射通道信號；所述的校正系數(shù)提取模塊接收的N路接收通道信號為校正模塊發(fā)送來的N路校正后的接收通道信號。
4.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的N路復數(shù)加法器接收的N路發(fā)射通道業(yè)務信號為接收基帶處理模塊發(fā)送來的N路校正前的發(fā)射通道信號；所述的校正系數(shù)提取模塊接收的N路接收通道信號為接收基帶處理模塊發(fā)送來的N路校正前的接收通道信號。
5.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的校正系數(shù)提取模塊包括時序控制/參數(shù)寄存器、2N路通道校正參考信號產(chǎn)生模塊、2N路復數(shù)乘法器、2N路累加模塊和CPU或DSP模塊，其中，時序控制/參數(shù)寄存器，根據(jù)CPU或DSP模塊所寫的參數(shù)和校正同步模塊的同步控制信號發(fā)出時序控制信號和累加長度控制信號；2N路通道校正參考信號產(chǎn)生模塊，在時序控制信號的控制下產(chǎn)生2N路校正參考信號；2N路復數(shù)乘法器，接收N路接收通道信號和N路發(fā)射通道信號，分別與2N路校正參考信號進行相乘，將2N路相乘的結果對應發(fā)送到2N路累加模塊；2N路累加模塊，將2N路相乘的結果在累加長度控制信號的控制下分別進行累加后發(fā)送到CPU或DSP模塊；CPU或DSP模塊，給時序控制/參數(shù)寄存器寫入?yún)?shù)和根據(jù)接收2N路累加結果，輸出N路接收校正系數(shù)和輸出N路發(fā)射校正系數(shù)。
6.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的校正系數(shù)提取模塊包括時序控制/參數(shù)寄存器、N路通道校正參考信號產(chǎn)生模塊、N路復數(shù)乘法器、N路累加模塊、CPU或DSP模塊和多路選擇模塊，其中，時序控制/參數(shù)寄存器，根據(jù)CPU或DSP模塊所寫的參數(shù)和校正同步模塊的同步控制信號發(fā)出時序控制信號和累加長度控制信號；N路通道校正參考信號產(chǎn)生模塊，在時序控制信號的控制下產(chǎn)生N路校正參考信號；多路選擇模塊，并行接收N路接收通道信號和N路發(fā)射通道信號，在CPU或DSP模塊控制下串行輸出N路接收通道信號或N路發(fā)射通道信號；N路復數(shù)乘法器，串行接收N路接收通道信號和N路發(fā)射通道信號，分別與N路校正參考信號進行相乘，將N路相乘的結果發(fā)送到N路累加模塊；N路累加模塊，將N路相乘的結果在累加長度控制信號的控制下分別進行累加后發(fā)送到CPU或DSP模塊；CPU或DSP模塊，輸出N路發(fā)射校正系數(shù)給時序控制/參數(shù)寄存器寫入?yún)?shù)和根據(jù)接收N路累加結果，串行輸出N路接收校正系數(shù)和輸出N路發(fā)射校正系數(shù)。
7.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的校正系數(shù)提取模塊包括時序控制/參數(shù)寄存器、一通道校正參考信號產(chǎn)生模塊、一復數(shù)乘法器、一累加模塊、CPU或DSP模塊和多路選擇模塊，其中，時序控制/參數(shù)寄存器，根據(jù)CPU或DSP模塊所寫的參數(shù)和校正同步模塊的同步控制信號發(fā)出時序控制信號和累加長度控制信號；一通道校正參考信號產(chǎn)生模塊，在時序控制信號的控制下產(chǎn)生校正參考信號；多路選擇模塊，并行接收N路接收通道信號和N路發(fā)射通道信號，在CPU或DSP模塊控制下串行輸出N路串行的接收通道信號或發(fā)射通道信號；一復數(shù)乘法器，接收N路串行的接收通道信號和N路串行的發(fā)射通道信號，分別與校正參考信號進行相乘，將相乘的結果發(fā)送到一累加模塊；一累加模塊，接收相乘的結果，將相乘的結果在累加長度控制信號的控制下進行累加后發(fā)送到CPU或DSP模塊；CPU或DSP模塊，給時序控制/參數(shù)寄存器寫入?yún)?shù)和根據(jù)接收累加結果，輸出N路接收校正系數(shù)和輸出N路發(fā)射校正系數(shù)。
8.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的校正模塊還包括N路接收通道延時校正模塊、N路發(fā)射通道延時校正模塊、N個接收通道復數(shù)乘法器、N個發(fā)射通道復數(shù)乘法器、發(fā)射通道延時校正系數(shù)寄存器、發(fā)射通道幅相校正寄存器、接收通道幅相校正系數(shù)寄存器和接收通道延時校正系數(shù)寄存器，其中發(fā)射通道延時校正系數(shù)寄存器，用于接收N路發(fā)射校正系數(shù)，發(fā)送N路發(fā)射通道延時校正系數(shù)給N路發(fā)射通道延時校正模塊；發(fā)射通道幅相校正系數(shù)寄存器，用于接收N路發(fā)射校正系數(shù)，發(fā)送N路發(fā)射通道幅相校正系數(shù)給N路發(fā)射通道復數(shù)乘法器；N路發(fā)射通道延時校正模塊，用于接收N路發(fā)射通道信號，根據(jù)N路發(fā)射通道延時校正系數(shù)進行校正并且發(fā)送N路延時校正好的發(fā)射通道信號給N路復數(shù)乘法器；N路發(fā)射通道復數(shù)乘法器，用于接收N路延時校正好的發(fā)射通道信號，根據(jù)N路發(fā)射通道幅相校正系數(shù)進行校正并且發(fā)送N路幅相和延時都校正好的發(fā)射通道信號；接收通道延時校正系數(shù)寄存器，用于接收N路接收校正系數(shù)，發(fā)送N路接收通道延時校正系數(shù)給N路接收通道延時校正模塊；接收通道幅相校正系數(shù)寄存器，用于接收N路接收校正系數(shù)，發(fā)送N路接收通道幅相校正系數(shù)給N路接收通道復數(shù)乘法器；N路接收通道延時校正模塊，用于接收N路接收通道信號，根據(jù)N路接收通道延時校正系數(shù)進行校正并且發(fā)送N路延時校正好的接收通道信號給N路復數(shù)乘法器；N路接收通道復數(shù)乘法器，用于接收N路延時校正好的接收通道信號，根據(jù)N路接收通道幅相校正系數(shù)進行校正并且發(fā)送N路幅相和延時都校正好的接收通道信號。
9.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述接收通道測試信號產(chǎn)生器發(fā)送的測試信號為數(shù)字點頻信號或偽隨機噪聲信號。
10.一種利用權利要求1的裝置實現(xiàn)陣列天線收發(fā)通道的校正方法，其特征在于，該方法包括將測試信號注入到接收通道中與接收通道的業(yè)務信號合并為接收通道信號，得到接收通道的響應，根據(jù)該接收通道的響應進行相參積累，輸出校正所需要的接收校正系數(shù)，根據(jù)接收校正系數(shù)對接收通道信號進行校正。將測試信號注入到發(fā)射通道中與發(fā)射通道的業(yè)務信號合并為發(fā)射通道信號，得到發(fā)射通道的響應，根據(jù)該發(fā)射通道的響應進行相參積累，輸出校正所需要的發(fā)射校正系數(shù)，根據(jù)發(fā)射校正系數(shù)對發(fā)射通道信號進行校正。
11.如權利要求10所述的方法，其特征在于，所述的相參積累過程為根據(jù)測試信號設置一個參考信號，該參考信號與接收通道信號或發(fā)射通道信號復數(shù)相乘后再進行累加，再利用累加結果提取出接收校正系數(shù)或發(fā)射校正系數(shù)。
12.如權利要求11所述的方法，其特征在于，設置所述參考信號輸出波形為測試信號輸出波形的共軛，設置所述參考信號和測試信號對齊。
13.如權利要求12所述的方法，其特征在于，所述設置測試信號對齊參考信號的過程為a、無線通信系統(tǒng)的基站上電，逐步調(diào)整參考信號相對于測試信號的延時，直到在作相參積累時將參考信號和測試信號對齊，使得在某個延時點出現(xiàn)相關峰；b、在無線通信系統(tǒng)收發(fā)信號時，實時利用參考信號的步長調(diào)整參考信號相對于測試信號的延時，使參考信號與基帶測試信號對齊，以保證出現(xiàn)相關峰。
14.如權利要求13所述的方法，其特征在于，步驟b進一步包括設置一個延時窗口，該窗口內(nèi)包含若干個延時點，實時調(diào)整參考信號相對于測試信號的延時。
15.如權利要求13所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整參考信號的步長是測試信號樣點率的倒數(shù)。
16.如權利要求11所述的方法，其特征在于，設在接收校正系數(shù)變更標號(R-CCUI)為n的接收校正周期內(nèi)，校正系數(shù)提取模塊中的參考信號相對于接收通道測試信號產(chǎn)生器輸出的測試信號的延時為τr_i(n)，接收通道測試信號與接收參考信號相參積累得到的相關峰為Rr_i(n)，延時校正系數(shù)為Tr_i(n)，幅相校正系數(shù)為Cr_i(n)，所述產(chǎn)生接收校正系數(shù)的過程為當進入校正系數(shù)提取模塊的接收通道的測試信號已經(jīng)被校正模塊校正過，則將τr_i(n)減去Tr_i(n)得到τactual_r_i(n)，取τactual_r_i(n)(i＝1～N)中的最大值作為τr_max(n)，R-CCUI為n+1的接收校正周期的延時校正系數(shù)Tr_i(n+1)為τr_max(n)減去τactual_r_i(n)的值；將Rr_i(n)除以Cr_i(n)得到hr_i(n)，取hr_i(n)中的某個值為hr_ref(n)，R-CCUI為n+1的接收校正周期的幅相校正系數(shù)Cr_i(n+1)為hr_ref(n)除以hr_i(n)得到的值；當進入校正系數(shù)提取模塊的接收通道的測試信號沒有被校正模塊校正過，則R-CCUI為n+1的接收校正周期的延時校正系數(shù)Tr_i(n+1)為τr_i(n)中的最大值減去τr_i(n)的值；將Rr_i(n)等于hr_i(n)，取hr_i(n)中的某個值為hr_ref(n)，R-CCUI為n+1的接收校正周期的幅相校正系數(shù)Cr_i(n+1)為hr_ref(n)除以hr_i(n)得到的值，其中i＝1～N。
17.如權利要求16所述的方法，其特征在于，對所述的hr_i(n)和τactual_r_i(n)做平滑處理。
18.如權利要求16所述的方法，其特征在于，當初始化時，所述的Cr_i(n)初始化值不能為0。
19.如權利要求11所述的方法，其特征在于，在發(fā)射校正系數(shù)變更標號(T-CCUI)為n的發(fā)射校正周期內(nèi)，設校正系數(shù)提取模塊中的參考信號相對于發(fā)射通道測試信號產(chǎn)生器輸出的測試信號的延時為τt_i(n)，發(fā)射通道測試信號與發(fā)射參考信號相參積累得到的相關峰為Rt_i(n)，延時校正系數(shù)為Tt_i(n)，幅相校正系數(shù)為Ct_i(n)，所述產(chǎn)生接收校正系數(shù)的過程為當進入校正系數(shù)提取模塊的發(fā)射通道的測試信號已經(jīng)被校正模塊校正過，則將τt_i(n)減去Tt_i(n)得到τactual_t_i(n)，取τactual_t_i(n)中的最大值作為τt_max(n)，T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的延時校正系數(shù)Tt_i(n+1)為τt_max(n)減去τactual_t_i(n)的值；將Rt_i(n)除以Ct_i(n)得到ht_i(n)，取ht_i(n)中的一個值為ht_ref(n)，T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的幅相校正系數(shù)Ct_i(n+1)為ht_ref(n)除以ht_i(n)得到的值；當進入校正系數(shù)提取模塊的發(fā)射通道的測試信號沒有被校正模塊校正過，則T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的延時校正系數(shù)Tt_i(n+1)為τt_i(n)中的最大值減去τt_i(n)的值；取ht_i(n)等于Rt_i(n)，取ht_i(n)中的某個值為ht_ref(n)，T-CCUI為n+1的發(fā)射校正周期的幅相校正系數(shù)Ct_i(n+1)為ht_ref(n)除以ht_i(n)得到的值，其中i＝1～N。
20.如權利要求19所述的方法，其特征在于，對所述的ht_i(n)和τactual_t_i(n)做平滑處理。
21.如權利要求19所述的方法，其特征在于，當初始化時，所述的Ct_i(n)初始化值不能為0。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種陣列天線收發(fā)通道的校正裝置及方法。本發(fā)明將對應同一個天線的接收校正和發(fā)射校正耦合器合二為一，將接收校正環(huán)路的多路選擇開關和發(fā)射校正環(huán)路的合路器合二為一，這樣使校正系統(tǒng)的結構簡潔，降低了校正系統(tǒng)的成本。本發(fā)明還將發(fā)射通道測試信號的注入部分改為無源，即用功分/合路器代替了多路選擇開關，由于功分/合路器是無源的，因此不必使用電源，從而大大提高了對室外環(huán)境的適應能力。
文檔編號H04B17/00GK1571549SQ0314959
公開日2005年1月26日 申請日期2003年7月17日 優(yōu)先權日2003年7月17日
發(fā)明者葉四清, 張勁林 申請人:華為技術有限公司