專利名稱：放大器和頻率變換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于放大輸入信號的放大器，和用于放大輸入信號并隨后變換所放大信號頻率的頻率變換器。尤其是，本發(fā)明涉及既具有較寬動態(tài)范圍又適用于半導體集成電路集成的放大器和頻率變換器。
背景技術：
在手機之類的無線系統(tǒng)的接收機中，在天線接受到的信號可由初級的放大電路來放大。這類初級放大電路需要能在接受微弱信號時具有低噪聲和高增益的特性，而在接受大信號時可具有低失真和低增益的特性。特別是，在最近的移動通訊中，由于接受電場的特性會隨著基站和移動站之間的距離而發(fā)生很大的變化，這就需要具有比接受系統(tǒng)更寬的動態(tài)范圍。
為了能夠穩(wěn)定放大電路的工作，廣泛使用的方案是在放大電路的輸入或輸出端上的信號線和接地之間插入一個電阻。然而，在輸入端所插入的電阻會在噪聲特性方面產生明顯的下降。另一方面，在輸出端所插入的電阻會在失真特性方面產生明顯的下降。其它適用于穩(wěn)定放大電路工作的眾所周知的方案是對輸入端施加負反饋的方案。即，在該方案中，將相移180度的信號反饋至輸入端。根據這一方案，有可能獲得具有較寬動態(tài)范圍的放大電路，盡管噪聲和失真特性都會稍許下降。更好的是，在該方案中所使用的負反饋電路也可以作為一個失真補償電路來工作，從而利用電路配置中的某些發(fā)明可以使得動態(tài)范圍更加寬。
下文中，參考

圖15至圖20，舉例討論六種常規(guī)的負反饋放大器。第一種常規(guī)的實例是在日本專利公告No.10-22751(1998-22751)專利中所披露的“負反饋功率放大器”(參考圖15)。圖14所圖示說明的放大器包括一個負反饋電路，該電路能夠作為失真補償電路工作并且可應用于微波波段。在圖15中，晶體管601和602都是場效應晶體管。電感器603、604和605以及電容器606和607構成了晶體管601和602的匹配電路。微帶線608可作為相移器來使用?？梢允褂梦Ь€608向放大器提供電源電壓Vcc。
從晶體管602輸出的部分信號通過電感器605、微帶線608以及隨后電感器604負反饋至晶體管602的輸入端。這里，微帶線608的長度L可以調整，使得晶體管602的反饋信號和輸出信號在相位上相互相差180度。包括失真補償的部分輸出信號在相位上相反以用于反饋到輸入，從而能夠改善在高頻帶中的失真特性。
第二種常規(guī)的實例是在日本專利公告No.6-216670(1994-216670)專利中所披露的“高輸出放大器”(參考圖16)。圖16所圖示說明的放大器包括作為信號線的微帶線701a和701b、信號放大晶體管702、定向耦合器703、反饋微帶線704、抽頭705、用于改變反饋量的電阻706a和706b、電平監(jiān)測電路707、諧波抑制控制器電路708，以及端電阻709。
在圖16中，通過信號線微帶線701a所提供的輸入可由信號放大晶體管702放大。晶體管702的輸出可通過具有預定線長度的反饋微帶線704以及隨后的定向耦合器703反饋至用于信號放大的信號放大晶體管702的輸入端。采用這一結構，反饋至信號放大晶體管702的輸入信號是在相位上相反于二次諧波的信號。這樣，就能夠抵消二次諧波的失真，從而可以改善信號放大晶體管702的線性。
第三種常規(guī)的實例是在PCT國際專利號No.W096/25791專利中所披露的“放大器”(參考圖17)。圖17所圖示說明的放大器包括一個晶體管801、信號源802和803，信號源電阻804，一個由805、806、807、808和809標記的元件組成的輸入匹配電路，一個由810、811和815所標記的元件組成的輸出匹配電路，帶通濾波器812，相移器813，可變衰減器814，以及一個負載電阻816。
在圖17中，帶通濾波器812可以通過從晶體管801所輸出的二次諧波。相移器813和可變衰減器814分別可以調整二次諧波的相位和幅度。在該放大器中，如同第二種常規(guī)實例，輸出信號的二次諧波反饋至輸入，從而減小放大器的三階互調的乘積。
第四種常規(guī)的實例是在日本專利公告No.7-94954(1995-94954)專利中所披露的“功率放大器”(參考圖18)。圖18所圖示說明的放大器包括合成器901、功率放大器902、分頻器903、濾波器904、可變相移器905、以及可變衰減器906。該放大器將功率放大器902所輸出的基波和較高次波(二次和三次或者四次諧波，等等)在寬帶范圍內相移180度，并且將最終的波反饋至功率放大器902的輸入。于是，將功率放大器902所輸出的基波和二次諧波負反饋至輸入端，能夠補償輸出信號的失真。
第五種常規(guī)的實例是在日本專利公告No.10-335954(1998-335954)專利中所披露的“寬帶反饋放大器”(參考圖19)。圖19所圖示說明的放大器包括放大器件1001、信號輸入1002、信號輸出1003、縫隙線接地平面1004、縫隙線開路平面1005、帶線1006、在縫隙線轉換部分中的微帶線1007、縫隙線1008、過孔1009、通孔1010、以及用于確定反饋量的電阻1011。如同第四常規(guī)實例，該放大器將放大器件所輸出的信號在寬帶范圍內相移180度，并隨后將結果反饋至放大器件1001的輸入端。于是，放大器件1001所輸出的基波和二次諧波就可以負反饋至輸入端，從而能夠補償輸出信號的失真。該公告的公報披露了用于寬帶中相移180度的反饋電路實例。
第六種常規(guī)的實例是在PCT國際專利號No.WO 00/45505專利中所披露的“具有高線性和低功耗的寬帶放大器”(參考圖20)。圖20所圖示說明的放大器包括一個輸入晶體管1101、一個輸出晶體管1102、一個串聯電抗性反饋網咯1103、和一個并聯電抗性反饋網絡1104。輸入晶體管1101和輸出晶體管1102以級連的方式相耦合，其中輸入晶體管定義為放大器的輸入，而輸出晶體管定義為放大器的輸出。并聯電抗性反饋網絡1104耦合在輸入和輸出之間，并且具有基本為零的電阻和非零的電抗的阻抗特性。采用以上所討論的電路結構，就有可能改善失真特性，而不會降低噪聲特性。
然而，上述第一至第六種常規(guī)實例存在著以下缺陷，各個常規(guī)實例中僅僅只提供了一種并聯反饋路徑，為了能使反饋信號相對于輸入信號相移180度，這類反饋電路結構復雜體積大。此外，在第一種常規(guī)實例的放大器中，反饋至輸入端的二次諧波相移了幾乎360度。因此，該放大器不能夠采用二次諧波的負反饋來進行失真補償。在第二和第三種常規(guī)實例的放大器中，基波是很難反饋的。因此，這些放大器就不能通過在基波頻率附近頻率上所產生的三階互調波的負反饋來進行失真補償。此外，在第四和第五種常規(guī)實例的放大器中，反饋電路只能進行基波和諧波的相位調整模式的處理，從而使得反饋電路結構復雜體積大。

發(fā)明內容
因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種負反饋放大器和負反饋頻率變換器，它仍具有簡單的結構，并能夠提供輸入信號的基波和三階互調波和的相位負反饋至輸入，以及適用于集成至半導體集成電路。此外，本發(fā)明的另一目的是提供一種負反饋放大器和負反饋頻率變換器，它除了能夠提供輸入信號的基波和三階互調波之外，還能夠提供輸入信號的二次諧波的相位負反饋至輸入。
本發(fā)明具有以下性能以獲得上述目的。
本發(fā)明的放大器包括一個放大電路，它用于放大輸入信號；一個第一反饋電路，它用于將放大電路的輸出反饋至放大電路的輸入，同時改變信號的相位；以及一個第二反饋電路，它用于將放大電路的輸出反饋至放大電路的輸入，同時改變信號的相位。這樣，就增加了電路的靈活性。因此，就有可能采用簡單結構使得在兩個組合的反饋信號中所包括的基波信號的相位可以與輸入信號的基波相位相移180度。同樣，有可能使得在兩個組合的反饋信號中所包括的二次諧波的信號相位可以與輸入信號的基波相位相移180度。
本發(fā)明的放大器包括一個輸入單端信號的放大器和一個輸入包含同相信號和反相信號的差分信號的放大器。
在輸入單端信號的放大器中，放大電路、第一反饋電路和第二反饋電路各自都輸入和輸出單端信號。在這種情況下，作為第一反饋電路，所使用的電路可以包括連接著放大電路的反饋端和接地的電感器(或者電感器和電容器相互并聯連接著的電路)；和連接著負反饋端和輸入端的電容器。作為放大電路，所使用的電路包括一個基極連接著一個輸入和發(fā)射極連接著放大電路的反饋端的第一雙極型晶體管；和一個發(fā)射極連接著第一晶體管的集電極和集電極連接著輸出端的第二雙極型晶體管；或者所使用的電路包括一個基極連接著輸入、發(fā)射極連接著放大電路的反饋端和集電極連接著輸出的雙極型晶體管。作為第二反饋電路，所使用的電路可以是以一個電容器串聯連接著電阻和電容器相互并聯相連接的電路，以一個電容器并聯連接著電阻和電容器串聯相連接的電路，或者將一個電阻或一個電感器設置在兩個電容器相互串聯連接的連接點和接地之間的電路。
在輸入差分信號的放大器中，放大電路包括具有同相輸入端和同相反饋端且基于同相信號工作的同相放大部分，和具有反相輸入端和反相反饋端且基于反相信號工作的反相放大部分；第一反饋電路包括一個或多個反饋部分；以及第二反饋電路包括基于同相信號工作的同相反饋部分，和基于反相信號工作的反相反饋部分。在這種情況下，作為第一反饋電路，所使用的電路(電路A)包括連接著地、同相反饋端和同相輸入端的第一反饋部分；以及連接著地、反相反饋端和反相輸入端的第二反饋部分；所使用的電路(電路B)包括連接著節(jié)點、同相反饋端和同相輸入端的第一反饋部分；和連接著節(jié)點、反相反饋端和反相輸入端的第二反饋部分；以及連接著節(jié)點和地的第三反饋部分；或者所使用的電路(電路C)包括連接著同相反饋端和反相反饋端的連接點以及同相輸入端的第一反饋部分；和連接著連接點和反相輸入端的第二反饋部分；以及連接著連接點和地的第三反饋部分。這類反饋部分是由電感器所構成的，或者是電感器和電容器相互并聯的電路。
同樣，作為同相放大部分和反相放大部分，所使用的電路包括具有基極和發(fā)射機的第一雙極型晶體管，其基極連接著輸入，而發(fā)射極連接著同相反饋端或者反相反饋端；和第二雙極型晶體管，其發(fā)射極連接著第一雙極型晶體管的集電極，其集電極連接著輸出；或者所使用的電路包括一個雙極型晶體管，其基極連接著同相反饋端或反相反饋端，而集電極連接著輸出。同相反饋部分和反相反饋部分所包括的電路是一個電容器以串聯方式連接著一個電阻和一個電容器相互并聯連接的電路，或者是一個電阻或電感器設置在兩個電容器相互串聯連接的連接點和地之間的電路。
此外，通過將變換放大信號的頻率的頻率變換器電路附加于本發(fā)明的放大器，就能夠獲得本發(fā)明的頻率變換器。在構成本發(fā)明的頻率變換器中所包含的組成元件類似于本發(fā)明的放大器中所包含的它們對應物。同時，本發(fā)明的無線接收器包含用來放大由天線接收的接收信號的本發(fā)明的放大器；用來轉換放大器的輸出的頻率的本發(fā)明的頻率轉換器；用來對接收信號的干擾信號作出判斷的干擾信號判斷部分；以及根據干擾信號判斷部分的判斷結果來改變放大器和頻率轉換器中的電流消耗的控制部分。
根據本發(fā)明的放大器，通過第一和第二反饋電路的適當設計，就能夠采用簡單結構來實現輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的負反饋。因此，就有可能提供具有寬的動態(tài)范圍的放大器。
根據輸入單端信號的放大器，在輸入非差分信號的情況下，就能夠采用簡單結構來實現輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的負反饋。在這種情況下，采用以上所闡述的第一反饋電路，就有可能通過適當選擇電感器的數值(或者電感器和電容器的數值)來調整放大電路的導通相位。特別是，采用具有電感器和電容器的第一反饋電路，就能夠更加靈活地實現對基波和二次諧波的相位控制。同樣，采用以上所闡述的放大電路，可以使用級連放大電路(或者單種類型放大電路)來放大輸入信號。特別是，采用這類單種放大電路，就能夠獲得具有低噪聲特性的放大器。此外，采用以上所闡述的第二反饋電路，就有可能通過適當選擇第二反饋電路的各個元件的特性來調整在第二反饋電路中的導通相位。
根據輸入差分信號的放大器，在輸入差分信號的情況下，就能夠采用簡單結構來實現輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的負反饋。在這種情況下，采用以上所闡述的第一反饋電路、同相反饋部分和反相反饋部分，輸入差分信號的放大器所具有的效果類似于輸入單端信號的放大器所具有的效果。特別是，采用以上所闡述的電路B所構成的第一反饋電路，就能夠以高靈活性的方式來實現輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的負反饋。同樣，采用以上所闡述的電路C所構成的第一反饋電路，就能夠以簡單的結構且在差分放大電路中差分電路保持所形成的好的差分對的同時來實現輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的負反饋。
根據本發(fā)明頻率變換器，通過第一和第二反饋電路的適當設計，就能夠以簡單的結構來實現輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的負反饋。因此，就有可能提供具有寬的動態(tài)范圍的放大器。同時，按照本發(fā)明的無線終端，可以拓寬放大器和頻率變換器的動態(tài)范圍，而同時使電流消耗的增大最小。
通過以下結合附圖的本發(fā)明詳細討論中，本發(fā)明的上述以及其它目的、性能、方面和優(yōu)點將變得更加清晰。
附圖的簡要描述圖1是根據本發(fā)明第一實施例的放大器的電路圖；圖2A至2F是描述根據本發(fā)明第一實施例的放大器工作的圖解說明；圖3是根據本發(fā)明第二實施例的放大器的電路圖；圖4是根據本發(fā)明第三實施例的放大器的電路圖；圖5A至5F是描述根據本發(fā)明第三實施例的放大器工作的圖解說明；圖6是根據本發(fā)明第四實施例的放大器的電路圖；圖7是根據本發(fā)明第五實施例的放大器的電路圖；圖8是根據本發(fā)明第六實施例的放大器的電路圖；圖9是根據本發(fā)明第七實施例的放大器的電路圖；
圖10是根據本發(fā)明第八實施例的放大器的電路圖；圖11A至11C是根據本發(fā)明的第一至第八實施例的第二反饋電路的另一電路圖；圖12是根據本發(fā)明第一實施例變型的放大器的電路圖；圖13是根據本發(fā)明第一實施例變型的放大器的另一電路圖；圖14是示出按照本發(fā)明第九實施例的無線終端的結構；圖15是顯示第一常規(guī)負反饋放大器的圖解說明；圖16是顯示第二常規(guī)負反饋放大器的圖解說明；圖17是顯示第三常規(guī)負反饋放大器的圖解說明；圖18是顯示第四常規(guī)負反饋放大器的圖解說明；和，圖19是顯示第六常規(guī)負反饋放大器的圖解說明。
圖20示出第六種傳統(tǒng)的負反饋放大器。
具體實施例方式
(第一實施例)圖1是根據本發(fā)明第一實施例的放大器的電路圖。圖1所示的放大器包括放大電路10、第一反饋電路20、第二反饋電路30、DC隔直電容器501a和503，以及扼流電感器502。該放大器所具有的性能是第一反饋電路和第二反饋電路的工作使得在兩個反饋信號中所包括的基波信號相位組合以及在兩個反饋信號中所包括的二次諧波信號相位組合，使之與輸入信號的基波相位相移大約180度。同樣，該放大器主要用于高頻頻帶。
放大電路10包括雙極型晶體管101和102，旁路電容器103以及偏置電路104和105。放大電路10放大輸入端P1所輸入的信號。第一反饋電路20包括一個電感器201和一個電容器202。第一反饋電路20將放大電路10中所包括的雙極型晶體管101的發(fā)射極(放大電路10的反饋端)輸出反饋至放大電路10的輸入。電感器201和電容器202可用于調整第一反饋電路20的導通相位。第二反饋電路30包括阻301、電容器302和DC隔直電容器303，使得在放大電路10中所包括的雙極型晶體管102的集電極(放大電路10的輸出端)輸出反饋至放大電路10的輸入。電阻301和電容器302用于調整第二反饋電路30的導通相位。
在圖1所說明的放大器中，輸入端P1通過DC隔直電容器501連接著雙極型晶體管101的基極。雙極型晶體管101的集電極連接著雙極型晶體管102的發(fā)射極，而雙極型晶體管102的集電極通過DC隔直電容器503連接著輸出端P2。雙極型晶體管101的發(fā)射極通過電感器201接地。電容器202插入在雙極型晶體管101的基極和發(fā)射極之間。偏置電路104和105的偏置電流分別提供給雙極型晶體管101和102的基極。電阻301和電容器302相互并聯連接。該并聯電路和DC隔直電容器303以串聯的方式插入在雙極型晶體管101的基極和雙極型晶體管102的集電極之間。雙極型晶體管102的基極通過旁路電容器103接地。通過扼流電感器502相雙極型晶體管102的集電極提供電源電壓Vcc。
以下參考圖2A至2F，討論圖1所示放大器的工作。這里，采用以下三種電路研究了導通相位的特性圖2A所圖解說明的電路包括雙極型晶體管101、電感器201和電容器202；圖2B所圖解說明的電路包括雙極型晶體管101和102，旁路電容器103、電感器201、電阻301和電容器302；圖2C所圖解說明的電路是一個將電容器202附加于圖2B所示電路的電路。
圖2D是顯示圖2A所示電路的輸入信號(基波)和輸出信號(基波和二次諧波)的相位圖。正如圖2D所示，在端點P4輸出的反饋信號中所包括的基波S1a超前于輸入端點P3的信號中所包括的基波S0相位角a。同樣，在端點P4輸出的反饋信號中所包括的二次諧波S2a超前于輸入信號的基波S0相位角2a。在導通相位中超前的比率是由電感器201和電容器202的數值所確定的。
圖2E是顯示圖2B所示電路的輸入信號(基波)和輸出信號(基波和二次諧波)的相位圖。正如圖2E所示，在端點P5輸出的反饋信號中所包括的基波S1b滯后于輸入端點P3的信號中所包括的基波S0相位角b。同樣，在端點P5輸出的反饋信號中所包括的二次諧波Sx滯后于輸入信號的基波S0相位角2b。在導通相位中延遲的比率是由電阻301和電容器302的數值所確定的。
圖2F是顯示圖2C所示電路的輸入信號(基波)和輸出信號(基波和二次諧波)的相位圖。在圖2F中所說明的是矢量相加，用于計算在圖2D和2E所示反饋信號的合成信號(下文稱之為合成反饋信號)。根據圖2F，該合成反饋信號包括作為基波分量的(S1a+S1b)，和作為二次諧波分量的(S2a+S2b)。
圖2C所示的電路具有兩個反饋路徑。其結果是，提供適當選擇電感器201、電容器202和302，以及電阻301的數值，就有可能將合成反饋信號所包括的基波(S1a+S1b)相位和合成反饋信號所包括的二次諧波(S2a+S2b)的相位從輸入信號的基波S0的相位相移大約180度，正如圖2F所示。
于是，圖1所示的放大器可以將相移180度的二次諧波反饋至輸入。即，二次諧波可以負反饋至輸入。此外，三階互調波的頻率接近于基波的頻率。因此，本實施例的放大器可以將相移180度的三階互調波反饋至輸入。即，三階互調波可以負反饋至輸入。
這樣，在圖1所示的放大器中，可以通過電感器201和電容器202來調整第一反饋電路20的導通相位，以及可以通過電阻301和電容器302來調整第二反饋電路的導通相位。采用這種結構，就有可能將基波、三階互調波和二次諧波以兩個反饋電路的輸出合成矢量方式負反饋至輸入。此外，與常規(guī)放大器相比較，本實施例的放大器并沒有使用帶狀線或縫隙線。因此，即使是在微波帶中使用，該放大器也能容易地集成于半導體集成電路中。
正如以上所討論的，根據本實施例的放大器，使用第一反饋電路20和第二反饋電路30，就能夠適當地調整反饋信號的相位。這樣，就有可能在整個放大器中獲得輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的負反饋。于是，就能夠采用簡單結構來獲得具有較寬動態(tài)范圍的高頻負反饋放大器。
(第二實施例)圖3是根據本發(fā)明第二實施例的放大器的電路圖。圖3所示的放大器不同于根據第一實施例的放大器，它在結構上采用了差分對。以下所討論的放大器的工作和效果類似于根據第一實施例的放大器，因此省略對其討論。下文種僅僅只討論該電路的結構。
圖3所圖示說明的放大器包括放大電路15、第一反饋電路25、第二反饋電路35、DC隔直電容器501a、501b、503a和503b，以及扼流電感器502a和502b。放大電路15、第一反饋電路25和第二反饋電路35是根據第一實施例的放大電路10、第一反饋電路20和第二反饋電路30的典型的變型，其中各電路都是由差分對所構成的。
放大電路15包括雙極型晶體管101a、101b、102a和102b，以及偏置電路104和105。放大電路15放大由一對輸入端{P1+，P1-}輸入的差分信號。第一反饋電路25包括電感器201a和201b以及電容器202a和202b。這些電感器201a和201b以及電容器202a和202b可以用于調整第一反饋電路25的導通相位。第二反饋電路35包括電阻301a和301b、電容器302a和302b、以及DC隔直電容器303a和303b，使得放大電路15的輸出可以反饋至其輸入。電阻301a和301b以及電容器302a和302b可以用于調整第二反饋電路35的導通相位。值得注意的是，在差分電路中，通過只連接一對晶體管有可能獲得如同非差分電路的旁路電容器的相同效果。于是，放大電路15就不再需要單獨包括旁路電容器。
在圖3所示的放大器中，輸入端P1+通過DC隔直電容器501a連接著雙極型晶體管101a的基極，而輸入端P1-通過DC隔直電容器501b連接著雙極型晶體管101b的基極。雙極型晶體管101a和101b的集電極分別連接著雙極型晶體管102a和102b的發(fā)射極。雙極型晶體管102a的集電極通過DC隔直電容器503a連接著輸出端P2+，而雙極型晶體管102b的集電極通過DC隔直電容器503b連接著輸出端P2-。雙極型晶體管101a和101b的集電極分別連接著電感器202a和202b的一端。電感器202a和202b的另一端相互連接在一起，且它們的連接點Q1接地。電容器202a插入在雙極型晶體管101a的基極和發(fā)射極之間，而電容器202b插入在雙極型晶體管101b的基極和發(fā)射極之間。偏置電路104向雙極型晶體管101a和101b的各自基極提供基極電流。偏置電路105向雙極型晶體管102a和102b的各自基極提供基極電流。
電阻301a和電容器302a以并聯方式相互連接，以形成一個并聯電路。該并聯電路和DC隔直電容器303a以串聯方式插入在雙極型晶體管101a的基極和雙極型晶體管102a的集電極之間。電阻301b和電容器302b以并聯方式相互連接，以形成一個并聯電路。該并聯電路和DC隔直電容器303b以串聯方式插入在雙極型晶體管101b的基極和雙極型晶體管102b的集電極之間。分別通過扼流電感器502a和502b向雙極型晶體管102a和102b提供功率電壓Vcc。
(第三實施例)圖4是根據本發(fā)明第三實施例的放大器的電路圖。圖4所示的放大器類似于根據第二實施例的放大器，除了采用第一反饋電路26替代了第一反饋電路25。因此，在圖4中，類似于根據第二實施例的元件將采用相同的標號，并不再對其進行討論。
第一反饋電路26包括電感器201a、201b、和203，以及電容器202a和202b。如同第二實施例，雙極型晶體管101a和101b的發(fā)射極分別連接著電感器201a和201b的一端。而電感器201a和201b的另一端相互連接在一起，它們的連接點Q2通過電感器203接地。電容器202a插入在雙極型晶體管101a的發(fā)射極和基極之間，而電容器202b插入在雙極型晶體管101b的發(fā)射極和基極之間。電感器203用于調整第一反饋電路26的二次諧波的導通相位。
以下參考圖5A至5F，討論圖4所示放大器的工作。第一反饋電路26可提供差分信號。因此，在連接點Q2上，兩個輸入信號是相互抵消的。在該連接點Q2上的電位始終為0，即使輸入信號是交流信號。因此，輸出信號的基波分量的導通相位就不受電感器203的影響。這里，輸出信號的二次諧波分量可以采用角速度來表示，可以將同相信號表示為cos(2t)，以及將反相信號表示為cos(2(t+))＝cos(2t)。因此，很顯然，同相信號和反相信號是同相的。正是由于這一原因，輸出信號的二次諧波分量的導通相位會受到電感器202的影響而延遲。
這里，如同第一實施例，采用以下三種電路來研究導通相位特性圖5A所示電路包括雙極型晶體管101a和101b、電感器201a、201b和203以及電容器202a和202b；圖5B所示電路雙極型晶體管101a、101b、102a和102b、電感器201a、201b和203、電阻301a和301b、以及電容器302a和302b；圖5C所示電路是一個圖5A所示的電路附加電容器202a和202b的電路。
圖5D是顯示圖5A所示電路的輸入信號(基波)和輸出信號(基波和二次諧波)的相位圖。正如圖5D所示，從端點P4+和P4-輸出的反饋信號中所包括的基波S1c超前于輸入端點P3+和P3-的信號中所包括的基波S0相位角c。同樣，在端點P4+和P4-輸出的反饋信號中所包括的二次諧波S2c超前于輸入信號的基波S0相位角2c’(＜2c)。值得注意的是，2c’小于2c，并且反饋信號中所包括的二次諧波S2c滯后于相位超前量為2c的信號。這是因為基波的導通相位是由電感器201a和201b的數值所確定的，而二次諧波的導通相位是由進一步考慮電感器203的這些數值所確定的。
圖5E是顯示圖5B所示電路的輸入信號(基波)和輸出信號(基波和二次諧波)的相位圖。正如圖5E所示，在端點P5+和P5-輸出的反饋信號中所包括的基波S1d滯后于輸入端點P3+和P3-的信號中所包括的基波So相位角d。同樣，在端點P4+和P4-輸出的反饋信號中所包括的二次諧波S2d滯后于輸入信號的基波S0相位角2d’(＜2d)。值得注意的是，2d’小于2d，并且反饋信號中所包括的二次諧波S2d超前于相位超前量為2d的信號。這是因為基波的導通相位是由電感器201a和201b的數值所確定的，而二次諧波的導通相位是由進一步考慮電感器203的這些數值所確定的。
圖5F是顯示圖5C所示電路的輸入信號(基波)和輸出信號(基波和二次諧波)的相位圖。在圖5F中所說明的是矢量相加，用于計算在圖5D和5E所示反饋信號的合成信號(下文稱之為合成反饋信號)。根據圖5F，該合成反饋信號包括作為基波分量的(S1c+S1d)，和作為二次諧波分量的(S2c+S2d)。
圖5C所示的電路具有兩個反饋路徑。其結果是，提供適當選擇電感器201a、201b和203、電容器202a、202b、303a和302b，以及電阻301a和301b的數值，就有可能將合成反饋信號所包括的基波(S1a+S1b)相位和合成反饋信號所包括的二次諧波(S2a+S2b)的相位從輸入信號的基波S0的相位相移大約180度，正如圖5F所示。
于是，如同根據第二實施例的放大器情況，圖4所示的放大器可以將二次諧波負反饋至輸入。此外，三階互調波的頻率接近于基波的頻率。因此，本實施例的放大器可以將三階互調波負反饋至輸入。
這樣，在圖4所示的放大器中，可以通過電感器201a、201b和203以及電容器202a和202b來調整第一反饋電路26的導通相位，以及可以通過電阻301a和301b以及電容器303a和302b來調整第二反饋電路的導通相位。這樣，就有可能采用簡單結構將輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波負反饋至輸入。
此外，與常規(guī)放大器相比較，根據第三實施例的放大器還包括電感器203，可用于單獨調整二次諧波分量。這樣，就有可能采用簡單結構來單獨調整輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的導通相位。因此，就有可能，例如，預先選擇電感器201a和201b的數值，隨后再選擇電感器203的數值，從而優(yōu)化諸如噪聲特性的其它高頻特性。
正如以上所討論的，根據本實施例的放大器，通過提供電感器202，就能夠獲得比第二實施例的放大器更靈活以及具有較寬動態(tài)范圍的高頻負反饋放大器。
(第四實施例)圖6是根據本發(fā)明第四實施例的放大器的電路圖。圖6所示的放大器類似于根據第二實施例的放大器，除了采用第一反饋電路27替代了第一反饋電路25。因此，在圖6中，類似于根據第二實施例的元件將采用相同的標號，并不再對其進行討論。
第一反饋電路27包括電容器202a和202b，以及電感器204。不同于第二實施例，雙極型晶體管101a和101b的發(fā)射極直接相互連接在一起，并且它們的連接點Q3通過電感器204接地。電感器204用于調整放大電路的二次諧波導通相位。
在圖6所示的放大器中，電阻301a和301b以及電容器202a、202b、302a和302b的工作使得基波相移180度反饋至輸入端。即，基波可以負反饋至輸入。同樣，在該放大器中，電感器204的工作使得二次諧波相移180度反饋至輸入端。即，二次諧波可以被負反饋。此外，三階互調波的頻率可以接近于基波頻率。因此，該實施例的放大器可以將三階互調波相移180度反饋至輸入端。即，三階互調波可以負反饋至輸入。
于是，在圖6所示的放大器中，第一反饋電路27的導通相位可以由電容器202a和202b以及電感器203來調整，而第二反饋電路35的導通相位可以由電阻301a和301b以及電容器302a和302b來調整。這樣，就有可能采用一種簡單的結構將輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波負反饋至輸入端。
一般來說，在差分放大器電路中，較佳的是，兩個差分電路形成一個好的差分對，即，作為在差分放大電路中的差分對的這些差分電路的特性(DC和AC特性)是相互接近的。然而，在根據第三實施例的放大器中，使用了電感器201a和201b，由于受到雜散電容和寄生電阻等等的變化的影響，差分電路就不能一直構成很好的差分對。相比較，在圖6所示的放大器中，沒有使用電感器201a和201b。因此，就有可能獲得能夠保持很好差分對的差分電路的效果。
正如以上所討論的，根據本實施例的放大器，由于沒有提供電感器201a和201b，就有可能在差分放大電路中保持很好差分對的差分電路的同時，獲得具有較寬動態(tài)范圍的高頻負反饋放大器。
(第五實施例)圖7是根據本發(fā)明第五實施例的頻率變換器的電路圖。圖7所示的頻率變換器包括放大電路10，第一反饋電路20，第二反饋電路30，頻率變換器電路40，DC隔直電容器501、503a、503b、504a和504b，以及扼流電感器502a和502b。該頻率變換器是通過將頻率變換器電路40附加在根據第一實施例的放大器所構成的。在圖7中，類似于根據第一實施例的元件將采用相同的標號，并不再對其進行討論。
頻率變換器電路40包括雙極型晶體管401和402，偏置電路403，以及電容器404，從而可以變換由放大器電路10所提供的信號頻率。
在圖7所示的頻率變換器中，輸入端P1+通過DC隔直電容器501連接著雙極型晶體管101的基極。雙極型晶體管101的集電極連接著雙極型晶體管102的發(fā)射極。雙極型晶體管102的集電極連接著雙極型晶體管401和402的兩個發(fā)射極。雙極型晶體管401的集電極通過DC隔直電容器503a連接著輸出端P3+，而雙極型晶體管402的集電極通過DC隔直電容器503b連接著輸出端P3-。雙極型晶體管101的發(fā)射極通過電感器201接地。電容器202插入在雙極型晶體管101的基極和發(fā)射極之間。由偏置電路104和105分別向雙極型晶體管101和102的基極提供基極電流。由偏置電路403向雙極型晶體管401和402的各自基極提供基極電流。
電阻301和電容器302以并聯的方式相互連接，以形成一個并聯電路。該并聯電路和DC隔直電容器303以串聯的方式插入在雙極型晶體管101的基極和雙極型晶體管102的集電極之間。雙極型晶體管102的基極通過旁路電容器103接地。分別通過扼流電感器502a和502b向雙極型晶體管401和402的集電極提供電源電壓Vcc。
輸入端P2+通過DC隔直電容器504a連接著雙極型晶體管401的基極，而輸入端P2-通過DC隔直電容器504連接著雙極型晶體管402的基極。電容器404插入在雙極型晶體管401和402的集電極之間，以減小本級信號的二次諧波泄漏到輸出端P3+和P3-。
在正常的使用中，由天線所接受到的RF(無線電頻率)信號隨后由低噪聲放大器放大。由本地振蕩器(LO)提供的LO信號被提供給一對輸入端{P1+，P1-}。由本機振蕩器所產生的LO(本機振蕩器)信號提供給輸入端P2+和P2-。輸出端P3+和P3-所輸出的信號是主要包含中頻的信號的IF(中頻)信號。
如同第一實施例的放大器，圖7所示的頻率變換器可以將輸入端P1所提供的RF信號相移180度之后基波信號和二次諧波反饋。即，將基波信號和二次諧波負反饋至輸入。此外，三階互調波的頻率可以接近于基波頻率f0。因此，頻率變換器可以將三階互調波相移180度反饋至輸入端。即，三階互調波可以負反饋至輸入。
于是，在圖7所示的頻率變換器中，第一反饋電路20的導通相位可以由電感器201和電容器202來調整，而第二反饋電路30的導通相位可以由電阻301和電容器302來調整。這樣，就有可能采用一種簡單的結構將輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波負反饋至輸入端。此外，與常規(guī)放大器相比較，本實施例的頻率變換器并沒有使用帶狀線或縫隙線。因此，即使是在微波頻帶中使用，該頻率變換器也能容易地集成于半導體集成電路。
此外，常規(guī)頻率變換器所存在的缺陷是頻率變換電路中所產生LO信號的二次諧波會影響放大器電路的工作。相比較，在圖7所示的頻率變換器中，可以調整第一反饋電路20，使得在頻率變換器電路40中所產生的LO信號的二次諧波在相位上由第一反饋電路20和放大電路10移相180度后輸出至頻率變換器電路40。其結果是，就有可能減小在頻率變換器電路40中所產生的LO信號的二次諧波的電平。
正如以上所討論的，根據本實施例的頻率變換器，使用第一反饋電路20和第二反饋電路30來適當地調整反饋信號的相位，從而能夠在整個頻率變換器中獲得輸入信號的基波、三階互調波和二次諧波的負反饋。于是，就能夠采用簡單的結構來獲得具有較寬動態(tài)范圍的高頻負反饋放大器。
(第六實施例)圖8是根據本發(fā)明第六實施例的頻率變換器的電路圖。圖8所示的頻率變換器不同于根據第五實施例的頻率變換器，在它的結構上，采用了差分對。頻率變換器的工作和效果類似于根據第五實施例的頻率變換器，因此省略對其進行討論。下文只對電路結構進行討論。
圖8所示的頻率變換器包括放大器電路15，第一反饋電路25，第二反饋電路35，頻率變換器電路45，DC隔直電容器501a、501b、503a、503b、504a和504b，以及扼流電感器502a和502b。放大器電路15，第一反饋電路25和第二反饋電路35是根據第五實施例的放大器電路10，第一反饋電路20和第二反饋電路30的典型變型，各自都是采用差分對所構成的。
放大器電路15，第一反饋電路25和第二反饋電路35類似于根據第二實施例的頻率變換器中的電路，因此省略對其的討論。頻率變換器45包括雙極型晶體管401a、401b、402a和402b，偏置電路403和電容器404，并且變換由放大電路15所輸出的信號的頻率。
在圖8所示的頻率變換器中，輸入端P1+通過DC隔直電容器501a連接著雙極型晶體管101a的基極，而輸入端P1-通過DC隔直電容器501b連接著雙極型晶體管101b的基極。雙極型晶體管101a的集電極分別連接著雙極型晶體管102a的發(fā)射極，而雙極型晶體管101b的集電極連接著雙極型晶體管102b的發(fā)射極。雙極型晶體管102a的集電極連接著雙極型晶體管401a和402a的兩個發(fā)射極，雙極型晶體管102b的集電極連接著雙極型晶體管401b和402b的兩個發(fā)射極。雙極型晶體管401a和401b的集電極在連接點R1相連，而雙極型晶體管402a和402b的集電極在連接點R2相連。連接點R1通過DC隔直電容器503a連接著輸出端P3+，而連接點R2通過DC隔直電容器503b連接著輸出端P3-。雙極型晶體管101a和101b的發(fā)射極分別連接著電感器201a和201b的一端。電感器201a和201b在各自另一端上相互連接在一起，并且它們的連接點Q1接地。電容器202a插入在雙極型晶體管101a的基極和發(fā)射極之間，而電容器202b插入在雙極型晶體管101b的基極和發(fā)射極之間。將偏置電路104的偏置電流提供給雙極型晶體管101a和101b的各自基極。將偏置電路105的偏置電流提供給雙極型晶體管102a和102b的各自基極。將偏置電路403的偏置電流提供給雙極型晶體管401a、401b、402a和402b的各自基極。
電阻301a和電容器302a以并聯的方式相互連接，以形成一個并聯電路。該并聯電路和DC隔直電容器303a以串聯的方式插入在雙極型晶體管101a的基極和雙極型晶體管102a的集電極之間。電阻301b和電容器302b以并聯的方式相互連接，以形成一個并聯電路。該并聯電路和DC隔直電容器303b以串聯的方式插入在雙極型晶體管101b的基極和雙極型晶體管102b的集電極之間。通過扼流電感器502a和502b向連接點R1和R2提供電源電壓Vcc。
輸入端P2+通過DC隔直電容器504a連接著雙極型晶體管401a和402b的各自基極，而輸入端P2-通過DC隔直電容器504b連接著雙極型晶體管401b和402a的各自基極。電容器404插入在連接點R1和連接點R2之間，以減小本級信號的二次諧波泄漏到輸出端P3+和P3-。
(第七實施例)圖9是根據本發(fā)明第七實施例的頻率變換器的電路圖。圖9所示的頻率變換器類似于根據第六實施例的頻率變換器，除了采用第一反饋電路26替代了第一反饋電路25。
圖9所示的頻率變換器的結構和效果等同于根據第一和第三實施例的放大器和根據第五和第六實施例的頻率變換器的上述討論，并因此不再對其進行討論。
根據本實施例的頻率變換器，通過提供電感器203，就能夠采用簡單的結構來獲得具有較寬動態(tài)范圍且比第六實施例的頻率變換器更靈活的高頻負反饋頻率變換器。
(第八實施例)圖10是根據本發(fā)明第六實施例的頻率變換器的電路圖。圖10所示的頻率變換器類似于根據第六實施例的頻率變換器，除了采用第一反饋電路27替代了第一反饋電路25。
圖10所示的頻率變換器的結構和效果等同于根據第一和第四實施例的放大器和根據第五和第六實施例的頻率變換器的上述討論，并因此不再對其進行討論。
根據本實施例的頻率變換器，由于沒有提供電感器201a和201b，就有可能在差分放大電路中保持形成很好差分對的差分電路的同時，獲得具有較寬動態(tài)范圍的高頻負反饋頻率變換器。
(實施例的變型)以下將討論根據第一至第四實施例的放大器和第五至第八實施例的頻率變換器的典型變型。以下所討論的放大器和頻率變換器具有類似于以上所討論的放大器和頻率變換器的效果。
首先，在各個實施例中所顯示的第二反饋電路30和35都可以采用另一種反饋電路來取代。例如，這類反饋電路可以使用圖11A至11C所示的三類電路中的任何一種的兩個電路作為一對來形成。圖11A所示的電路31包括電阻311和電容器312和313。電阻311和電容器312以串聯的方式相互連接，以形成一個串聯電路，并以并聯的方式與電容器313相連接。圖11B所示的電路32包括電容器321和322，以及一個電阻323。電容器321和322以串聯的方式相互連接，并且它們的連接點S1通過電阻323接地。圖11C所示的電路33包括電容器331和332，以及一個電感器333。電容器331和332以串聯的方式相互連接，并且它們的連接點S2通過電感器333接地。
考慮在將圖11A所示的反饋電路用于形成根據第一實施例的放大器的情況。在該情況下，端點P7連接著雙極型晶體管101的基極，而端點P8連接著雙極型晶體管102的集電極。在將圖11A至圖11C所示的任何一個電路用于形成不是第一實施例的其它實施例的放大器的情況下，也是相同的。值得注意的是，由差分對所構成的第二反饋電路可以使用一對兩個電路35來構成，這兩個電路類同于圖11A至11C所示的三個電路中的一個。
同樣，在各個實施例所示的反饋電路中，反饋信號可以根據諸如輸入信號的電平來變化其幅度和相位。例如，可以采用反饋電路中的電容器來取代變容二極管(見圖12)。在圖12所示的放大器中，第一反饋電路29包括一個變容二極管252，而第二反饋電路39包括一個變容二極管352。例如，阻抗控制信號Vct11和Vct12的電壓可以隨著輸入信號的電平而變化。在阻抗控制信號Vct11電壓中的變化會引起變容二極管352的電容數值發(fā)生變化，而在阻抗控制信號Vct12電壓中的變化會引起變容二極管252的電容數值發(fā)生變化。其結果是，反饋信號改變了幅度和相位。這樣，就有可能控制放大電路使之在輸入功率較小時獲得高增益和低IIP3(第三個輸入截止點)，以及控制放大電路使之在輸入功率較大時獲得低增益和高IIP3。
同樣，取代在各個實施例中的級連放大器電路10或15，可以使用具有另一種結構的放大器電路。例如，可以使用單種類型放大電路(參見圖13)。在圖13所說明的放大器中，放大器電路11包括雙極型晶體管101，以及一個偏置電路104。雙極型晶體管101的集電極通過DC隔直電容器503連接著輸出端點P2。除了以上所討論的放大電路結構，圖13所示的放大器類似于根據第一實施例的放大器。采用這類單種類型端放大電路，就能夠獲得具有低噪聲特性的放大器。通過將單和類型放大電路應用于其它實施例中的放大器和頻率變換器，也能夠獲得以上相同的效果。
此外，在各個實施例中所示的雙極型晶體管都可以采用SiGe/Si、AlGaAs/GaAs或者GaInP/GaAs制成的異質結型雙極型晶體管來取代。于是，有可能獲得在高頻具有低噪聲和低失真特性的放大器和頻率變換器。同樣，雙極型晶體管可以采用MOSFET來取代。于是，采用低成本的CMOS工藝，有可能采用低成本的方式來制成根據本實施例的放大器和頻率變換器。值得注意的是，這類可取代的雙極型晶體管可以包括圖1中采用標記101和102，圖3、4和6中采用標記101a、101b、102a和102b，圖7中采用標記101、102、401和402，以及在圖8、9和10中采用標記101a、101b、102a、102b、401a、401b、402a和402b的晶體管。
還有，在上述實施例中，可以采用電感器和電容器來實現第一反饋電路20、25、26和27。另外，也可以采用電感器和電容器相互并聯連接的電路來取代電感器。這樣，就能夠以更加靈活的方式來進行基波和二次諧波的相位控制。值得注意的是，這類可被取代的電感器是圖1和圖7中采用標記201，圖3和8中采用標記201a和201b，圖4和9中采用標記201b和203，以及圖6和10中采用標記204的電感器。
在以上所討論的實施例中，較佳的是，實現多晶硅制成的電阻、MOS電容器或者MIM(金屬絕緣金屬)制成的電容器、以及由鋁、銅或金的引線層所制成的電感器。這樣，根據以上實施例的放大器和頻率變換器可以較容易地集成于半導體集成電路，值得注意的是，較佳的是由多晶硅所實現的這類電阻是在圖1和7中采用標記301，以及圖3、4、6、8、9和10中采用標記301a和301b的電阻。同樣，較佳的是由MOS電容器所實現的這類電容器是在圖1中采用標記103、202、302和303，圖3、4和6中采用標記202a、202b、302a、302b、303a和303b，圖7中采用標記103、202、302、303和404，以及在圖8、9和10中采用標記202a、202b、302a、302b、303a、303b和404的電容器。此外，較佳的是由引線層所實現的這類電感器是在圖1和7采用標記201，圖3和8中采用標記201a和201b，以及在圖4和9中采用標記201a、201b和202，以及在圖6和10中采用標記204的電感器。
還有，在根據上述實施例的放大器和頻率變換器中的反饋信號相位會受到從器件一側所看到的信號源側阻抗和從器件一側所看到的負載側阻抗的影響。因此，當匹配電路用于根據上述實施例的放大器和頻率變換器的輸入或輸出時，第一反饋電路和第二反饋電路是必須根據匹配電路的阻抗來設計，使得在基波和二次諧波的各自輸入信號和反饋信號之間的相位差是180度。
正如以上所討論的，根據第一至第四實施例的放大器，根據第五至第八實施例的頻率變換器，以及上述實施例的典型變型，第一反饋電路的導通相位和第二反饋電路的導通相位都是可以調整的。采用這種調整，就可以在整個放大器和變換器中，將輸入信號的基波、三階互調波，以及二次諧波負反饋至輸入。因此，有可能獲得各自都采用簡單結構且具有寬的動態(tài)范圍的高頻負反饋放大器和高頻負反饋頻率變換器。
(第九實施例)圖14是按照本發(fā)明的第九實施例的無線終端的結構。在同時執(zhí)行發(fā)送和接收的無線終端中，由發(fā)送電路產生的一部分發(fā)送信號在進行發(fā)送時，泄漏到接收電路中。在發(fā)送時，要求接收電路中所包含的放大器和頻率變換器有很寬的動態(tài)范圍。另一方面，在不進行發(fā)送時，要求接收電路中所包含的放大器和頻率變換器所消耗的電流較小。
因此，作為接收電路中所包含的放大器和頻率變換器，按照本發(fā)明的無線終端包括按照本發(fā)明的第一至第四實施例的放大器42及其修改形式，以及按照第五至第八實施例的頻率變換器及其修改形式。同時，無線終端包括用來改變放大器42以及頻率變換器80中的電流消耗的控制部分90。
當從發(fā)送基帶電路12接收到發(fā)送開始消耗時，控制部分90使調制器13和放大器41處于“開啟(ON)”狀態(tài)。結果，從發(fā)送電路泄漏到接收電路的泄漏信號的電平增大。因此，控制部分90執(zhí)行控制，從而在從發(fā)送基帶電路12接收到發(fā)送開始信號時，放大器42和頻率變換器80中的電流信號增大。
放大器42和頻率變換器80分別是負反饋放大器和負反饋頻率變換器。因此，如果電流信號增大，則放大器42和頻率變換器80的增益顯著增大。因此，可以實現具有寬動態(tài)范圍的無線終端，而不會引起無線終端的電平圖結構的大變化。
下面參照圖14描述無線終端的詳細結構。圖14中，發(fā)送基帶電路12、調制器13、放大器41、隔離器50以及濾波器51組成發(fā)送電路，而濾波器52至54、放大器42和70、信號發(fā)生器60、頻率變換器80、解調器21以及接收基帶電路20組成接收電路。從發(fā)送電路泄漏到接收電路的泄漏信號變成接收電路的干擾信號。同時，發(fā)送基帶電路12用作發(fā)送信號發(fā)生部分，而控制部分90用作干擾信號判斷部分和控制部分。
發(fā)送基帶電路12產生發(fā)送信號，而調制器13調制從發(fā)送基帶電路12輸出的發(fā)送信號。解調器21對從濾波器54輸出的接收信號進行解調，而接收基帶電路22執(zhí)行從解調器21輸出的接收信號的預定處理。放大器41、42和70對輸入信號進行放大，而濾波器51至54執(zhí)行對輸入信號的濾波。隔離器50沿一個方向傳送信號。信號發(fā)生器60產生具有預定頻率的信號。頻率變換器80將兩個輸入信號進行混合。天線9進行電波的發(fā)送和接收。
如上所述，當從發(fā)送基帶電路12接收到發(fā)送開始信號時，控制部分90使調制器13和放大器41處于“開啟狀態(tài)，并進行控制，使得放大器42和頻率變換器80中的電流消耗增大。例如，控制部分90執(zhí)行控制，使得如圖1中所示的放大器中所包括的偏置電路的偏置電壓增大，或者使如圖7中所示的頻率變換器中所包括的偏置電路的偏置電壓增大。因此，放大器42和頻率變換器80中的電路消耗增大，并且放大器42和頻率變換器80中的失真水平也提高。這樣，從發(fā)送電路泄漏到接收電路的泄漏消耗的電平也變高，從而控制放大器42和頻率變換器80中的電流消耗也較高。
下面通過描述圖14中所示的無線終端的操作來描述本發(fā)明的無線接收器和無線接收方法。下文中，為了便于讀者理解所進行的描述，將把無線終端的操作劃分為三個部分發(fā)送、接收和控制。注意，實際上，三個部分是同時執(zhí)行的。
(1)發(fā)送發(fā)送基帶電路12產生發(fā)送信號，并向調制器13輸出發(fā)送信號。調制器13對從發(fā)送基帶電路12輸出的發(fā)送信號進行調制，并向放大器41輸出經調制的信號。放大器41對從調制器13輸出的發(fā)送信號進行放大，并向隔離器50輸出經放大的信號。隔離器50向濾波器51輸出從放大器41輸出的發(fā)送信號，并禁止從濾波器51而來的放射信號輸入到放大器41內。濾波器51對從隔離器50輸出的發(fā)送信號進行濾波，并向天線9輸出所得到的信號。天線9采用無線電波發(fā)送從濾波器51輸出的發(fā)送信號。
(2)接收天線9采用無線電波接收接收信號，并向濾波器52輸出接收信號。濾波器52對從天線9輸出的接收信號進行濾波，并向放大器42輸出所得到的信號。放大器42對從濾波器52輸出的接收信號進行放大，并將經放大的信號輸出到濾波器53。濾波器53對從放大器42輸出的接收信號進行濾波。并將所得到的信號輸出到頻率變換器80。頻率變換器80將從濾波器53輸出的接收信號和本地信號(由信號發(fā)生器60產生并由放大器70放大的信號)進行混合，并將所得到的信號輸出到濾波器54。濾波器54對從頻率變換器80輸出的接收信號進行濾波，并將所得到的信號輸出到解調器21。解調器21對從濾波器54輸出的接收信號進行解調，并將經解調的信號輸出到接收基帶電路22。接收基帶電路22對從解調器21輸出的接收信號進行預定的處理。
(3)控制當從發(fā)送基帶電路12接收到發(fā)送開始信號時，控制部分90使調制器13和放大器41處于“開啟”狀態(tài)，并進行控制，使得放大器42和頻率變換器80中的電流消耗增大。同時，當從發(fā)送基帶電路12接收到發(fā)送終止信號時，控制部分90使調制器13和放大器41處于“關閉”狀態(tài)，并進行控制，從而減小放大器42和頻率變換器80中的電流消耗。因此，放大器42和頻率變換器80中的電流消耗受到控制，從而在從發(fā)送電路泄漏到接收電路的泄漏信號較高時增大。
如上所述，按照本發(fā)明的無線終端，即使采用同時進行發(fā)送和接收的通信方案(即，W-CDMA方案)，也可以加大放大器和頻率變換器的動態(tài)范圍，并且同時使電流消耗的增大為最小。因此，可以同時實現動態(tài)范圍較寬，而電流消耗降低。
本發(fā)明的放大器和頻率變換器各自都具有寬的動態(tài)范圍且具有簡單的結構。因此，本發(fā)明的放大器和頻率變換器克英應用于各種類型的放大器和頻率變換器，例如，無線通訊系統(tǒng)中的接收機。
在詳細討論本發(fā)明的過程中，上述討論只是各個方面的說明，而不是限制。應該理解的是，可以在不背離本發(fā)明范圍的條件下引申出眾多的其它變型和改進。
權利要求
1.一種適用于為了輸出而放大輸入信號的放大器，該放大器包括放大電路(10、11和15)，設置在輸入端至輸出端的路徑上，用于放大由輸入端所輸入的信號；第一反饋電路(20、25-27和29)，設置在放大電路的輸入和輸出端之間，用于將放大電路的反饋輸出反饋至放大電路的輸入，同時改變通過第一反饋電路的信號的相位；和，第二反饋電路(30-33、35和39)，設置在放大電路的輸入和輸出端之間，用于將放大電路的輸出反饋至放大電路的輸入，同時改變通過第二反饋電路的信號相位；其特征在于在由第一和第二反饋電路反饋的兩個反饋信號中所包含的基波信號的相位組合成與輸入端所輸入的基波信號的相位相移大約180度。
2.如權利要求1所述的放大器，其特征在于，在第一和第二反饋電路反饋的兩個反饋信號中所包含的二次諧波信號的相位組合成與輸入端所輸入的基波信號的相位相移大約180度。
3.如權利要求1所述的放大器，其特征在于，單端信號可以從輸入端輸入；和，所述放大電路(10和11)、第一反饋電路(20和29)和第二反饋電路(30-33，39)各自輸入和輸出單端信號。
4.如權利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第一反饋電路(20)包括電感器(201)，它具有兩端，一端連接著所述反饋端，而另一端接地；和，電容器(202)，它具有兩端，一端連接著所述反饋端，而另一端連連接著輸入端。
5.如權利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第一反饋電路包括由電感器和電容器所構成的電路，其中電感器和電容器相互并聯連接并具有兩端，一端連接著所述反饋端，而另一端接地；和，電容器，它具有兩端，一端連接著所述反饋端，而另一端連連接著輸入端。
6.如權利要求3所述的放大器，其特征在于，所述放大電路(10)包括第一雙極型晶體管(101)，其基極連接著所述放大電路的輸入，而發(fā)射極連接著所述反饋端；和，第二雙極型晶體管(102)，其發(fā)射極連接著所述第一雙極型晶體管的集電極，而集電極連接著所述放大電路的輸出。
7.如權利要求3所述的放大器，其特征在于，所述放大電路(11)包括一個具有基極、發(fā)射極和集電極的雙極型晶體管(101)，其基極連接著所述放大電路的輸入，發(fā)射極連接著所述反饋端，而集電極連接著所述放大電路的輸出。
8.如權利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第二反饋電路(30)包括電阻(301)；第一電容器(302)，它與所述電阻并聯連接以形成一個并聯電路；和，第二電容器(303)，它與所述并聯電路串聯連接。
9.如權利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第二反饋電路(31)包括電阻(311)；第一電容器(312)，它與所述電阻串聯連接以形成一個串聯電路；和，第二電容器(313)，它與所述串聯電路并聯連接。
10.如權利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第二反饋電路(32)包括第一和第二電容器(321和322)，它們相互串聯連接；和，電阻(323)，它設置在所述第一和第二電容器的連接點和地之間。
11.如權利要求3所述的放大器，其特征在于，所述第二反饋電路(33)包括第一和第二電容器(331和332)，它們相互串聯連接；和，電感器(333)，它設置在所述第一和第二電容器的連接點和地之間。
12.如權利要求1所述的放大器，其特征在于，由同相信號和反相信號所組成的差分信號從所述輸入端輸入，所述反饋端包括一個同相反饋端和一個反相反饋端，所述放大電路(15)包括同相放大部分(101a和102a)，該部分具有一個同相輸入端，可對它輸入同相信號，和同相反饋端，并能夠基于同相信號工作；和，反相放大部分(101b和102b)，該部分具有一個反相輸入端，可對它輸入反相信號，和反相反饋端，并能夠基于反相信號工作；所述第一反饋電路(25-27)包括一個或多個反饋部分(201a、202a、201b、202b、203和204)，和，所述第二反饋電路(35)包括基于同相信號工作的同相反饋部分(301a、302a和303a)；和，基于反相信號工作的反相反饋部分(301b、302b和303b)。
13.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述第一反饋電路(25)包括第一和第二反饋部分(201a、202a、201b和202b)，且各自具有三個端點，其中一端是接地的，所述第一反饋部分的另一端連接著所述同相反饋端；所述第一反饋部分的還有一端連接著所述同相輸入端；所述第二反饋部分的另一端連接著所述反相反饋端；和，所述第二反饋部分的還有一端連接著所述反相輸入端。
14.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述第一反饋電路(26)包括第一和第二反饋部分(201a、202a、201b和202b)，且各自具有三個端點，其中一端連接著連接點；還包括第三反饋部分(203)，且具有兩端，其中一端連接著連接點，所述第一反饋部分的另一端連接著所述同相反饋端；所述第一反饋部分的還有一端連接著所述同相輸入端；所述第二反饋部分的另一端連接著所述反相反饋端；所述第二反饋部分的還有一端連接著所述反相輸入端；和，所述第三反饋部分的另一端接地。
15.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反饋端和反相反饋端直接相互連接，所述第一反饋電路(27)包括第一至第三反饋部分(202a、202b和204)，且各自具有兩個端點，其中一端連接著所述同相反饋端和反相反饋端，所述第一反饋部分的另一端連接著所述同相輸入端；所述第二反饋部分的另一端連接著所述反相輸入端；和，所述第三反饋部分的另一端接地。
16.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述反饋部分具有一個電感器(201a、201b、203和204)。
17.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述反饋部分具有一個電感器和電容器相互并聯連接的電路。
18.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反饋部分和反相反饋部分各自包括第一雙極型晶體管(101a和101b)，各自具有基極和發(fā)射極，其基極連接著所述放大部分的輸入，發(fā)射極連接著所述同相反饋端或反相反饋端中的一端；和，第二雙極型晶體管(102a和102b)，其發(fā)射極連接著所述第一雙極型晶體管的集電極，而集電極連接著放大部分的輸出。
19.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反饋部分和反相反饋部分各自包括一個雙極型晶體管(101a和101b)，其具有基極、發(fā)射極和集電極，其基極連接著所述放大部分的輸入，發(fā)射極連接著所述同相反饋端或反相反饋端中的一端；而集電極連接著所述放大部分的輸出。
20.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反饋部分和反相反饋部分各自包括電阻(301a和301b)；第一電容器(302a和302b)，與所述電阻并聯連接，以形成一個并聯電路；和，第二電容器(303a和303b)，以串聯的方式連接著所述并聯電路。
21.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反饋部分和反相反饋部分各自包括電阻；第一電容器與所述電阻串聯連接，以形成一個串聯電路；和，第二電容器，以并聯的方式連接著所述串聯電路。
22.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反饋部分和反相反饋部分各自包括第一和第二電容器相互串聯連接；和，電阻，設置在第一和第二電容器的連接點和地之間。
23.如權利要求12所述的放大器，其特征在于，所述同相反饋部分和反相反饋部分各自包括第一和第二電容器相互串聯連接；和，電感器，設置在第一和第二電容器的連接點和接地之間。
24.如權利要求1所述的放大器，其特征在于，所述第一反饋電路(29)的電抗隨著第一電抗控制信號而變化，以及所述第二反饋電路(39)的電抗隨著第二電抗控制信號而變化。
25.一種適用于放大輸入信號且隨后變換該放大信號的頻率的頻率變換器，該頻率變換器包括放大電路(10、11和15)，設置在輸入端至輸出端的路徑上，用于放大從輸入端所輸入的信號；頻率變換電路(40)，用于變換由放大電路所放大的信號頻率；第一反饋電路(20、25-27和29)，設置在放大電路的輸入和反饋端之間，用于將放大電路的反饋輸出反饋至放大電路的輸入，同時改變通過第一反饋電路的信號相位；和，第二反饋電路(30-33、35和39)，設置在放大電路的輸入和反饋端之間，用于將放大電路的反饋輸出反饋至放大電路的輸入，同時改變通過第二二反饋電路的信號相位；其特征在于在第一和第二反饋電路反饋的兩個反饋信號中所包含的基波信號的相位組合成與輸入端所輸入的基波信號的相位相移大約180度。
26.如權利要求25所述的頻率變換器，其特征在于，在第一和第二反饋電路反饋的兩個反饋信號中所包含的二次諧波信號的相位組合成與輸入端所輸入的基波信號的相位相移大約180度。
27.如權利要求25所述的頻率變換器，其特征在于，單端信號可以從輸入端輸入；和，所述放大電路(10和110)、第一反饋電路(20和29)和第二反饋電路(30-33，39)各自輸入和輸出單端信號。
28.如權利要求27所述的頻率變換器，其特征在于，所述第一反饋電路(20)包括電感器(201)，它具有兩端，一端連接著所述反饋端，而另一端接地；和，電容器(202)，它具有兩端，一端連接著所述反饋端，而另一端連連接著輸入端。
29.如權利要求27所述的頻率變換器，其特征在于，所述第一反饋電路(20)包括由電感器和電容器所構成的電路，其中電感器和電容器相互并聯連接并具有兩端，一端連接著所述反饋端，而另一端接地；和，電容器，它具有兩端，一端連接著所述反饋端，而另一端連連接著輸入端。
30.如權利要求25所述的頻率變換器，其特征在于，由同相信號和反相信號所組成的差分信號從所述輸入端輸入，所述反饋端包括一個同相反饋端和一個反相反饋端，所述放大電路(15)包括同相放大部分(101a和102a)，該部分具有一個同相輸入端，可對它輸入同相信號，和同相反饋端，并能夠基于同相信號工作；和，反相放大部分(101b和102b)，該部分具有一個反相輸入端，可對它輸入反相信號，和反相反饋端，并能夠基于反相信號工作；所述第一反饋電路(25-27)包括一個或多個反饋部分(201a、202a、201b、202b、203和204)，和，所述第二反饋電路(35)包括基于同相信號工作的同相反饋部分(301a、302a和303a)；和，基于反相信號工作的反相反饋部分(301b、302b和303b)。
31.如權利要求30所述頻率變換器，其特征在于，所述第一反饋電路(25)包括第一和第二反饋部分(201a、202a、201b和202b)，且各自具有三個端點，其中一端是接地的，所述第一反饋部分的另一端連接著所述同相反饋端；所述第一反饋部分的還有一端連接著所述同相輸入端；所述第二反饋部分的另一端連接著所述反相反饋端；和，所述第二反饋部分的還有一端連接著所述反相輸入端。
32.如權利要求30所述頻率變換器，其特征在于，所述第一反饋電路(26)包括第一和第二反饋部分(201a、202a、201b和202b)，且各自具有三個端點，其中一端連接著連接點；還包括第三反饋部分(203)，且具有兩端，其中一端連接著連接點，所述第一反饋部分的另一端連接著所述同相反饋端；所述第一反饋部分的還有一端連接著所述同相輸入端；所述第二反饋部分的另一端連接著所述反相反饋端；所述第二反饋部分的還有一端連接著所述反相輸入端；和，所述第三反饋部分的另一端接地。
33.如權利要求30所述頻率變換器，其特征在于，所述同相反饋端和反相反饋端直接相互連接，所述第一反饋電路(27)包括第一至第三反饋部分(202a、202b和204)，且各自具有兩個端點，其中一端連接著所述同相反饋端和反相反饋端，所述第一反饋部分的另一端連接著所述同相輸入端；所述第二反饋部分的另一端連接著所述反相輸入端；和，所述第三反饋部分的另一端接地。
34.如權利要求30所述頻率變換器，其特征在于，所述反饋部分具有一個電感器(201a、201b、203和204)。
35.如權利要求30所述頻率變換器，其特征在于，所述反饋部分具有一個電感器和電容器相互并聯連接的電路。
36.如權利要求25所述頻率變換器，其特征在于，所述第一反饋電路(29)的電抗隨著第一電抗控制信號而變化，以及所述第二反饋電路(39)的電抗隨著第二電抗控制信號而變化。
37.一種無線接收器，其特征在于，它包含用來放大由天線接收的接收信號的按照權利要求1所述的放大器(42)；用來變換所述放大器的輸出的頻率的按照權利要求25所述的頻率變換器(80)；用來對所述接收信號的干擾信號作出判斷的干擾信號判斷部分(90)；以及根據所述干擾信號判斷部分中的判斷結果來改變所述放大器和頻率變換器中的電流消耗的控制部分(90)。
38.如權利要求37所述的無線接收器，其特征在于，所述控制部分(90)在作出干擾信號水平較高的判斷時增大所述放大器和所述頻率變換器中的電流消耗。
39.如權利要求38所述的無線接收器，其特征在于，它還包含用來產生要從所述天線發(fā)送的發(fā)送信號的發(fā)送信號生成部分(10)，其中，所述干擾信號判斷部分(90)根據是否產生所述發(fā)送信號作出判斷。
全文摘要
放大電路(10)放大從輸入端(P1)所輸入的信號。第一反饋電路(20)設置在雙極型晶體管(101)的發(fā)射極和放大電路(10)的輸入之間。第二反饋電路(30)設置在放大電路(10)的輸入和輸出之間，用于將放大電路(10)的輸出反饋至其輸入。反饋電路的相位變化量是由電感器和電容器的數值所確定的。選擇這些器件的數值，使得在兩個反饋信號中所包括的基波信號的相位組合成與輸入信號的基波相位相移大約為180度。
文檔編號H03F3/45GK1801606SQ200410082660
公開日2006年7月12日 申請日期2004年9月24日 優(yōu)先權日2003年9月24日
發(fā)明者中谷俊文, 伊藤順治, 中野秀夫 申請人:松下電器產業(yè)株式會社