專利名稱：平衡高頻器件，平衡特性的改進方法和采用此類器件的平衡高頻電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及諸如表面聲波濾波器或高頻放大器之類的平衡高頻器件，采用平衡高頻器件的平衡高頻電路，相位電路和平衡特性改進方法。
背景技術：
由于移動通信最近發(fā)展，人們期望提高所使用的器件的性能和小型化。而且，為了改進器件間串擾噪聲特性，用于RF級的濾波器和半導體器件的平衡有了改進，并且要求一種較佳的平衡特性。對濾波器，較廣泛地采用表面聲波濾波器。特別是，在縱向耦合模式表面聲波濾波器情況下，由于IDT電極的配置，可方便地實現(xiàn)平衡—非平衡轉換，人們也期望具有平衡輸入和輸出端的RF級濾波器損耗小，高衰減和較佳的平衡特性。
常規(guī)的平衡高頻器描述于下。圖28示出常規(guī)的平衡高頻器件2801的配置。平衡高頻器件2801由用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN和用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2構成。
而且，在平衡高頻器件情況下，阻抗匹配是必需的。圖29(a)和29(b)分別示出具有匹配電路的常規(guī)的平衡高頻器件。在圖29(a)中，平衡高頻器件2901由用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN和用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2構成。而且，匹配電路2902連接在輸出端OUT1和OUT2之間。而且，在圖29(b)中，平衡高頻器件2903由用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN和用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2構成。此外，匹配電路2904和2905分別連接在輸出端OUT1和OUT2與接地面之間。此類匹配電路用于使平衡高頻器件與平衡輸入/輸出端的特性阻抗相匹配。
作為上述常規(guī)的高頻器件的例子，下面描述了表面聲波濾波器。圖30示出具有平衡輸入/輸出端的表面聲波濾波器3001的方塊圖。在圖30中，表面聲波濾波器3001是在壓電基片3002上由第1，第2和第3叉指型換能器電極(下文分別稱為IDT電極)3003，3004和3005，以及第1和第2反射器電極3006，3007構成。第1IDT電極3003的一面電極指接至輸出端OUT1，而第1IDT電極3003的另一面電極指接至輸出端OUT2。而且，第2和第3IDT電極3004和3005的一面電極指接到輸入端IN，而電極3004和3005的另一面電極指接地。通過使用上述的配置，就可能實現(xiàn)具有非平衡—平衡輸入/輸出端的表面聲波濾波器。而且，在圖30中的表面聲波濾波器中，輸入和輸出端阻抗分別設計為50Ω。
而且，作為具有匹配電路的平衡高頻器件的例子，常規(guī)的表面聲波濾波器描述于下。圖31示出具有匹配電路的表面聲波濾波器3101的方塊圖。在圖31中，表面聲波濾波器3101是在壓電基片3102上由第1，第2和第3叉指型換能器電極(下文分別稱為IDT電極)3103，3104和3105，以及第1和第2反射器電極3106，3107構成。第1IDT電極3103分成兩個分開的IDT電極。第1分開的IDT電極3108的1個電極指接至輸出端OUT1，第2分開的IDT電極3109的1個電極指接至輸出端OUT2，而第1和第2分開的電極的各自另一面電極指在電氣上是連接的。而且，第2和第3IDT電極3104和3105的一面電極指接至輸入端1N，而電極3104和3105的另一面電極指接地。此外，電感器3110接在輸出端之間，作為匹配電路。通過使用上述配置，有可能實現(xiàn)具有非平衡—平衡輸入/輸出端的表面聲波濾波器。此外，在圖31的表面聲波濾波器的情況下，輸入和輸出端的阻抗設計為輸入一側為50Ω；輸出一側為150Ω。因此，該濾波器具有阻抗變換功能。
圖32(a)至32(c)示出圖30所示的900MHz頻帶的常規(guī)的表面聲波濾波器的特性圖。在圖32(a)至32(c)中，圖32(a)示出通過特性，圖32(b)示出通帶中(從925至960MHz)幅度平衡特性，以及圖32(c)示出通帶中相位平衡特性。從圖32中人們可發(fā)現(xiàn)，在各通常中，從-0.67dB至+0.77dB幅度平衡特性大大惡化，以及從-6.3°至+9.4°相位平衡特性大大惡化。
在這情況下，幅度平衡特性表示輸入端IN和輸出端OUT1的信號幅度與輸入端IN和輸出端OUT2的信號幅度之差。當差異為零時，平衡特性就不惡化。此外，相位平衡特性表示輸入端IN和輸出端OUT1的信號相位與輸入端IN和輸出端OUT2的信號相位之間180°相移差。當差異為零時，平衡特性就不惡化。
然而，上述的平衡高頻器件和作為此器件的例子的表面聲波濾波器具有這樣的問題即，作為重要的電氣特性之一的平衡特性大大地惡化。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是通過考慮平衡高頻器件的惡化原因，從而導出平衡特性的改進方法，提供一種具有較佳的平衡特性的平衡高頻器件，一種平衡高頻電路，相位電路和平衡特性改進的方法。
本發(fā)明的第1方面是一種平衡高頻器件，包括具有用于輸入信號的輸入端(IN)和用于輸出信號的輸出端(OUT1，OUT2)的平衡器件(102) 以及相位電路(103)；其中至少所述輸入端(IN)或所述輸出端(OUT1，OUT2)是平衡輸入端或平衡輸出端(OUT1，OUT2)；所述相位電路(103)電氣上是連接在所述平衡輸入端之間或所述平衡輸出端(OUT1，OUT2)之間；以及所述相位電路(103)減少了所述信號的共模信號分量。
本發(fā)明的第2方面是根據第1方面的平衡高頻器件，其中，所述相位電路(103)是在預定的頻率上諧振的諧振電路。
本發(fā)明的第3方面是根據第2方面的平衡高頻器件，其中，所述諧振電路(1201)是對所述信號的共模信號分量對接地面串聯(lián)諧振的串聯(lián)諧振電路。
本發(fā)明的第1方面是根據第2方面的平衡高頻器件，其中，所述諧振電路(901)是對所述信號的差模信號分量對接地面并聯(lián)諧振的并聯(lián)諧振電路。
本發(fā)明的第5方面是根據第2至4任一方面的平衡高頻器件，其中，所述相位電路(2303)包括對所述信號的差模信號分量的匹配電路(2307)。
本發(fā)明的第6方面是根據第2至4任一方面的平衡高頻器件，其中，所述相位電路(603)包括傳輸線(604)。
本發(fā)明的第7方面是根據第6方面的平衡高頻器件，其中，當假設λ是波長以及n是整數時，所述傳輸線(604)的長度范圍在(λ/4+nλ)和(3λ/4+nλ)之間。
本發(fā)明的第8方面是根據第7方面的平衡高頻器件，其中，當假設λ是波長以及n是整數時，所述傳輸線(604)長度范圍在(3λ/8+nλ)和(5λ/8+nλ)之間。
本發(fā)明的第9方面是根據第8方面的平衡高頻器件，其中，所述傳輸線(604)長度等于λ/2。
本發(fā)明的第10方面是根據第9方面的平衡高頻器件，其中，對于所述信號的共模信號分量，所述相位電路(603)按開路λ/4傳輸線的串聯(lián)諧振電路工作，而對于所述信號的差模信號分量，則按短路λ/4傳輸線的并聯(lián)諧振電路工作。
本發(fā)明的第11方面是根據第2至4任一方面的平衡高頻器件，其中，所述相位電路(803)包括至少3個阻抗元件，以及對于所述平衡輸入端或所述平衡輸出端的阻抗與接地面，把所述信號的共模信號分量對接地面的阻抗設置成比所述信號的差模信號分量對接地面的阻抗低。
本發(fā)明的第12方面是根據第11方面的平衡高頻器件，其中，第1阻抗元件(804)連接在所述平衡輸入端的一個接線端與接地面之間或所述平衡輸出端(OUT1，OUT2)的一個接線端與接地面之間，第2阻抗元件(805)連接在所述平衡輸入端的另一個接線端與接地面之間或所述平衡輸出端(OUT1，OUT2)的另一個接線端與接地面之間，第3阻抗元件(806)連接在所述平衡輸入端或所述平衡輸出端(OUT1，OUT2)之間，以及所述第1和第2阻抗元件(804，805)的阻抗的虛部在極性上是與上述第3阻抗元件(806)的阻抗的虛部不同。
本發(fā)明的第13方面是根據第12方面的平衡高頻器件，其中，對于所述信號的差模信號分量，所述第1阻抗元件(902)和所述第3阻抗元件(904)，以及所述第2阻抗元件(903)和所述第3阻抗元件(904)，分別在預定的頻率上形成對接地面的并聯(lián)諧振電路。
本發(fā)明的第14方面是根據第12方面的平衡高頻器件，其中，當假設特性阻抗為Z0時，在所述平衡輸入端的一個接線端與接地面之間或所述平衡輸出端(OUT1，OUT2)的一個接線端與接地面之間的阻抗，以及所述平衡輸入端的另一接線端與接地面或所述平衡輸出端(OUT1，OUT2)另一接線端與接地面之間的阻抗，分別等于或小于2×Z0。
本發(fā)明的第15方面是根據第14方面的平衡高頻器件，其中，當假設特性阻抗為Z0時，所述信號的共模信號分量對接地面的阻抗等于或小于0.5×70。
本發(fā)明的第16方面是根據第11方面的平衡高頻器件，其中，
第1阻抗元件(1104)和第2阻抗元件(1105)串聯(lián)地連接在平衡輸入端之間或平衡輸出端(OUT1，OUT2)之間，所述第1阻抗元件(1104)和所述第2阻抗元件(1105)之間的部分通過第3阻抗元件(1106)接地，以及所述第1和第2阻抗元件(1104，1105)的阻抗的虛部在極性上是與所述第3阻抗元件(1106)的阻抗的虛部不同。
本發(fā)明的第17方面是根據第16方面的平衡高頻器件，其中，所述第1阻抗元件(1202)和所述第3阻抗元件(1204)，以及所述第2阻抗元件(1203)和所述第3阻抗元件(1204)分別在關于所述信號的共模信號分量的預定頻率上形成對接地面的串聯(lián)諧振電路。
本發(fā)明的第18方面是根據第1至4任一方面的平衡高頻器件，其中，所述平衡器件是表面聲波濾波器(1402)，所述表面聲波濾波器(1402)具有壓電基片(1404)和多個IDT電極(叉指型換能器電極)(1405、1406、1407)，這些電極形成在所述壓電基片(1404)上，以及至少一個所述IDT電極(1405)連接至一平衡輸入端或平衡輸出端(OUT1，OUT2)。
本發(fā)明的第19方面是根據第18方面的平衡高頻器件，其中，所述表面聲波濾波器是一種通過至少把第1，第2和第3IDT電極(1405、1406、1407)沿著彈性表面波傳播方向排列而獲得的縱向耦合模式表面聲波濾波器，所述第2和第3 IDT電極(1406、1407)排列在所述第1IDT電極(1405)的兩側，所述第1IDT電極(1405)是平衡型的，構成所述第1IDT電極(1405)的一面電極指和另一面電極指分別接至一平衡輸入端或平衡輸出端(OUT1，OUT2)。
本發(fā)明的第20方面是根據第18方面的平衡高頻器件，其中，所述表面聲波濾波器(2402)是一種通過至少把第1，第2和第3IDT電極(2405、2406、2407)沿著彈性表面波傳播方向排列而獲得的縱向耦合模式表面聲波濾波器，所述第2和第3IDT電極(2406、2407)排列在所述第1IDT電極(2405)的兩側，所述第1IDT電極(2405)由多個分開的IDT電極(2410、2411)構成，以及至少兩個所述分開的IDT電極(2410、2411)分別連接至一平衡輸入端或一平衡輸出端(OUT1，OUT2)。
本發(fā)明的第21方面是根據第18方面的平衡高頻器件，其中，所述表面聲波濾波器(2502)是一種通過至少把第1，第2和第3IDT電極(2505、2506、2507)沿著彈性表面波傳播方向排列而獲得的縱向耦合模式表面聲波濾波器，所述第2和第3IDT電極(2506、2507)排列在所述第1IDT電極(2505)的兩側，所述第2IDT電極(2506)連接至平衡輸入端的一個接線端或平衡輸出端(OUT1，OUT2)的一個接線端，所述第3IDT電極(2507)連接至所述平衡輸入端的另一接線端或所述平衡輸出端(OUT1，OUT2)的另一接線端。
本發(fā)明的第22方面是根據第1至4任一方面的平衡高頻器件，其中，所述平衡器件是半導體器件(2602)。
本發(fā)明的第23方面是根據第22方面的平衡高頻器件，其中，所述半導體器件(2602)是由多個晶體管構成的放大器。
本發(fā)明的第24方面是根據第1至4任一方面的平衡高頻器件，其中，所述相位電路至少一部分構成為包括在通過在多層電介層上形成電極圖案并把所述電介層進行層疊而形成的層疊器件中。
本發(fā)明的第25方面是根據第24方面的平衡高頻器件，其中，所述層疊器件至少有一種電路功能，并且所述平衡高頻器件和層疊器件是復合起來的。
本發(fā)明的第26方面是一種平衡高頻電路，包括第1至第4任一方面所述的平衡高頻器件。
本發(fā)明的第27方面是根據第26方面的平衡高頻電路，其中，構成所述平衡高頻電路的發(fā)射濾波器(2703)和/或接收濾波器(2706)，使用如第18方面所述的平衡高頻器件。
本發(fā)明的第28方面是根據第26方面的平衡高頻電路，其中，
構成所述平衡高頻電路的發(fā)射放大器和/或接收放大器使用如第22方面所述的平衡高頻器件。
本發(fā)明的第29方面是一種平衡高頻電路，包括電路基片；以及對所述電路基片設置的平衡傳輸線，其中，在所述平衡傳輸線之間連接有如第1至第4中任一方面的相位電路。
本發(fā)明的第30方面是一種相位電路，包括具有電氣上連接在一種具有用于輸入信號的輸入端和用于輸出信號的輸出端的平衡器件的平衡輸入端之間或平衡輸出端之間的相位電路部分，其中，至少所述輸入端或所述輸出端是所述平衡輸入端或所述平衡輸出端，以減少所述信號的共模信號分量。
本發(fā)明的第31方面是一種平衡特性改進方法，包括在具有用于輸入信號的輸入端和用于輸出信號的輸出端的一種平衡器件的平衡輸入端之間或平衡輸出端之間，減少信號的同相信號分量的同相信號分量減少步驟，其中至少所述輸入端或所述輸出端是平衡輸入端或平衡輸出端。


圖1是本發(fā)明的實施例1的平衡高頻器件方塊圖。
圖2圖示解釋常規(guī)的表面聲波濾波器平衡特性惡化原因分析。
圖3(a)和圖3(b)是常規(guī)的表面聲波濾波器平衡特性分析的特性圖，其中圖3(a)是幅度平衡特性圖和圖3(b)是相位平衡特性圖。
圖4是圖示解釋本發(fā)明實施例1平衡高頻器件的工作。
圖5是本發(fā)明實施例2的平衡高頻器件方塊圖。
圖6是本發(fā)明實施例3的平衡高頻器件方塊圖。
圖7(a)至7(c)是圖示解釋本發(fā)明實施例3的平衡高頻器件的工作。
圖8是本發(fā)明實施例4的平衡高頻器件方塊圖。
圖9(a)是圖示解釋本發(fā)明實施例4的平衡高頻器件的工作，圖9(b)是圖示示出本發(fā)明實施例4的差模信號分量上相位電路的等效電路和圖9(c)圖示示出本發(fā)明實施例4的共模信號分量上相位電路的等效電路。
圖10(a)圖示解釋本發(fā)明實施例4的平衡高頻器件的工作，圖10(b)圖示示出本發(fā)明實施例4的差模信號分量上相位電路的等效電路，和圖10(c)圖示示出本發(fā)明實施例4的共模信號分量上相位電路的等效電路。
圖11是本發(fā)明實施例5的平衡高頻器件方塊圖。
圖12(a)圖示解釋本發(fā)明實施例5的平衡高頻器件的工作，圖12(b)圖示示出本發(fā)明實施例5的差模信號分量上相位電路的等效電路和圖12(c)圖示示出本發(fā)明實施例5的共模信號分量上相位電路的等效電路。
圖13(a)圖示解釋本發(fā)明實施例5的平衡高頻器件的工作，圖13(b)圖示示出本發(fā)明實施例5的差模信號分量上相位電路的等效電路和圖13(c)圖示示出本發(fā)明實施例5的共模信號分量上相位電路的等效電路。
圖14是本發(fā)明實施例6的平衡高頻器件方塊圖。
圖15(a)是使用相位電路603時平衡高頻器件的通過特性圖，圖15(b)是使用相位電路603時平衡高頻器件的幅度平衡特性圖和圖15(c)是使用相位電路603時平衡高頻器件的相位平衡特性圖。
圖16(a)是使用相位電路603時平衡高頻器件的幅度平衡特性圖和圖16(b)是使用相位電路603時平衡高頻器件的相位平衡特性圖。
圖17(a)是使用相位電路901的平衡高頻器件的通過特性圖，圖17(b)是使用相位電路901時平衡高頻器件的幅度平衡特性圖和圖17(c)是使用相位電路901時平衡高頻器件的相位平衡特性圖。
圖18(a)是使用相位電路901時平衡高頻器件的幅度平衡特性圖和圖18(b)是使用相位電路901時平衡高頻器件的相位平衡特性圖。
圖19(a)是使用相位電路1001時平衡高頻器件的通過特性圖，圖19(b)是使用相位電路1001時平衡高頻器件的幅度平衡特性圖和圖19(c)是使用相位電路1001時平衡高頻器件的相位平衡特性圖。
圖20(a)是使用相位電路1001時平衡高頻器件的幅度平衡特性圖和圖20(b)是使用相位使用相位電路1001時平衡高頻器件的相位平衡特性圖。
圖21(a)是使用相位電路601時阻抗特性圖和圖21(b)是使用相位電路2201時阻抗特性圖。
圖22是相位電路中包括匹配電路的方塊圖。
圖23(a)是本發(fā)明實施例7的平衡高頻器件方塊圖和圖23(b)是具有包括匹配電路的相位電路的平衡高頻器件方塊圖。
圖24是本發(fā)明實施例8的平衡高頻器件方塊圖。
圖25是本發(fā)明實施例9的平衡高頻器件方塊圖。
圖26是本發(fā)明實施例10的平衡高頻器件方塊圖。
圖27是本發(fā)明實施例11的平衡高頻器件方塊圖。
圖28是常規(guī)的平衡高頻器件方塊圖。
圖29(a)和29(b)是包括常規(guī)的平衡高頻器件的匹配電路的方塊圖，其中圖29(a)是匹配電路由一個阻抗元件構成時的方塊圖和圖29(b)是匹配電路由兩個阻抗元件構成時的方塊圖。
圖30是常規(guī)的表面聲波濾波器方塊圖。
圖31是包括常規(guī)的表面聲波濾波器的匹配電路的方塊圖。
圖32(a)是常規(guī)的表面聲波濾波器的通過特性圖，圖32(b)是常規(guī)的表面聲波濾波器的幅度平衡特性圖，和圖32(c)是常規(guī)的表面聲波濾波器的相位平衡特性圖。
符號說明101 平衡高頻器件102 平衡器件103 相位電路201 表面聲波濾波器202 想的表面聲波濾波器203、204 電容元件501 平衡高頻器件502 平衡器件503、504 相位電路601 平衡高頻器件602 平衡器件603 相位電路604 傳輸線801 平衡高頻器件802 平衡器件803 相位電路804、805、806 阻抗元件901 相位電路902、903 電容器904 電感器905 虛接地點1001 相位電路1002、1003 電感器1004 電容器1005 虛接地點1101 平衡高頻器件1102 平衡器件1103 相位電路1104、1105、1106 阻抗元件1201 相位電路1202、1203 電感器1204 電容器1205 連接點1301 相位電路1305、1303 電容器1304 電感器1305 連接點1401 平衡高頻器件1402 表面聲波濾波器1403 相位電路1404 壓電基片1405 第1IDT電極1406 第2IDT電極1407 第3IDT電極1408 第1反射器電極1409 第2反射器電極1601、1801、2001 常規(guī)表面聲波濾波器的幅度平衡特性惡化的最大值1602、1802、2002 常規(guī)表面聲波濾波器的幅度平衡特性惡化的最小值1603、1803、2003 常規(guī)表面聲波濾波器的相位平衡特性惡化的最大值1604、1804、2004 常規(guī)表面聲波濾波器的相位平衡特性惡化的最小值2101、2102 示出帶通頻率附近的區(qū)域2201 相位電路2202 電容器2301 平衡高頻器件2302 相位電路2304、2305 電容器2306 電感器2307 用作為匹配電路的電感器2308 虛接地點2309 組合的電感器2401 平衡高頻器件2402 表面聲波濾波器2403 相位電路2404 壓電基片2405 第1IDT電極2406 第2IDT電極2407 第3IDT電極2408 第1反射器電極2409 第2反射器電極2410 第1分開的IDT電極2411 第2分開的IDT電極2501 平衡高頻器件2502 表面聲波濾波器2503 相位電路2504 壓電基片2505 第1IDT電極2506 第2IDT電極2507 第3IDT電極2508 第1反射器電極2509 第2反射器電極2601平衡高頻器件2602半導體器件2603相位電路2604a、2604b、2605a、2605b 極晶體管2606a、2606b電感器2607隔直流電容器2608旁路電容器2609a、2609b隔直流電容器2610、2611 偏置電路2612a、2612b扼流電感器2701平衡高頻電路2702發(fā)射放大器2703發(fā)射濾波器2704開關2705天線2706接收濾波器2707接收放大器2708、2709 平衡傳輸線2801、2901 平衡高頻器件2902、2904、2905匹配電路2903平衡高頻器件3001表面聲波濾波器3002壓電基片3003第1IDT電極3004第2IDT電極3005第3IDT電極3006第1反射器電極3007第2反射器電極3101表面聲波濾波器3102壓電基片3103第1IDT電極
3104第2IDT電極3105第3IDT電極3106第1反射器電極3107第2反射器電極3108第1分開的IDT電極3109第2分開的IDT電極3110電感器具體實施方式
本發(fā)明的實施例參照附圖描述于下。
(實施例1)本發(fā)明的實施例1的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。圖1示出本發(fā)明實施例1的平衡高頻器件101的配置。在圖1中，平衡高頻器件101由平衡器件102和相位電路103構成。而且，在平衡器件102的情況下，輸入一側的接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，而輸出一側的接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2。此外，相位電路103接在兩個輸出端之間。通過使用上述配置，有可能實現(xiàn)具有非平衡—平衡輸入/輸出端的平衡高頻器件。
首先，通過使用表面聲波濾波器來研究平衡高頻器件的平衡特性惡化原因。圖30所示的常規(guī)的表面聲波濾波器201有一個問題即，平衡特性惡化。在這情況下，平衡特性由圖2所示的配置來分析。在圖2中，表面聲波濾波器201由平衡特性不會惡化的理想的表面聲波濾波器202和電容元件203和204構成。通過把電容元件203和204連接在理想的表面聲波濾波器202輸入端和輸出端之間而來假設由表面聲波濾波器201的寄生元件所引起的組合狀況。
圖3(a)和圖3(b)示出當把這些電容元件203和204設定為0.1pF時的濾波器特性，其中圖3(a)示出通帶內幅度平衡特性，以及圖3(b)示出通帶內相位平衡特性。就平衡特性惡化的趨勢而言，對圖3中分析平衡特性的結果與圖32中所示的常規(guī)的表面聲波濾波器的測得的特性十分一致。因此，平衡器件的輸入端和輸出端組合被考慮為平衡特性惡化的主要因素。
本發(fā)明實施例1的平衡高頻器件的工作參照附圖，描述于下。圖4示出本發(fā)明實施例1的平衡高頻器件101的工作概況。由于輸入端和輸出端之間的寄生分量造成的組合被估計為平衡高頻器件101的平衡特性惡化的主要因素?？紤]到通過共模信號分量和差模信號分量示出流經平衡輸入和輸出端的信號分量，來解釋上述內容。這里，共模信號分量是指同相信號分量，而差模信號分量實質反相信號分量。即，從輸入端IN輸入的信號分量i通過平衡器件102以差模信號分量id1和id2而差動輸出。然而，寄生分量的組合并不由輸出端OUT1和OUT2形成差動，而是重疊為共模信號分量ic1和ic2，而共模信號分量ic1和ic2引起平衡特性惡化。
因此，在本發(fā)明的實施例情況下，當相位電路103作為預定的頻率上的諧振電路工作時，有可能降低同相分量ic1和ic2。以使得從平衡器件102輸出端一側觀察到的共模信號分量ic1和ic2的阻抗低于從平衡器件102輸出端一側觀察到的差模信號分量id1和id2的阻抗。
如上所述，本發(fā)明的平衡高頻器件通過由相位電路103減少共模信號分量ic1和ic2，實現(xiàn)平衡高頻器件極好的平衡特性。
在此實施例情況下，描述輸入一側接線端是用作非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，而輸出一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2，以及相位電路103接在輸出端之間。然而，此實施例并不限于上述情況。還允許輸入一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸入端，而輸出一側接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸出端，以及相位電路103接在輸入端之間。
(實施例2)本發(fā)明實施例2的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。圖5是本發(fā)明實施例2的平衡高頻器件的配置。在圖5中，平衡高頻器件501由平衡器件502以及相位電路503和504構成。而且，在平衡器件502的情況下，輸入一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸入端IN，而輸出一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2。通過使用上述配置，有可能實現(xiàn)具有平衡—平衡輸入/輸出端的平衡高頻器件。
同樣，在本發(fā)明的平衡高頻器件501的情況下，有可能實現(xiàn)平衡特性極好的平衡高頻器件。因為相位電路503作為諧振電路在預定的頻率上工作，并使從平衡器件502輸入端一側觀察到的共模信號分量ic1和ic2的阻抗低于從平衡器件502輸出端一側觀察到的差模信號分量id1和id2的阻抗，以及相位電路504作為諧振電路在預定的頻率上工作，并使從平衡器件502輸出端一側觀察到的共模信號分量ic1和ic2的阻抗低于從平衡器件502輸出端一側觀察到的差模信號分量id1和id2的阻抗，從而減少了共模信號分量ic1和ic2。
(實施例3)本發(fā)明的實施例3的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。下面示出作為相位電路的一個教具體的電路配置。圖6示出本發(fā)明實施例2的平衡高頻器件601的配置。在圖6中，平衡高頻器件601由平衡器件602和相位電路603構成。而且，在平衡器件602的情況下，輸入一側接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，而輸出一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2。此外，相位電路603由傳輸線604構成并置于輸出端之間。傳輸線604長度為λ/2(在此情況下，λ是指波長)，它對應于180°相移。此外，在此情況下，λ等于通帶中或通帶附近的頻率。通過使用上述配置，有可能實現(xiàn)具有非平衡—平衡輸入/輸出端的平衡高頻器件。
平衡高頻器件601的工作參照附圖，描述于下。如圖7(a)所示，當信號分量i從輸入端IN輸入至平衡器件602時，共模信號分量ic1和ic2，和差模信號分量id1和id2從該平衡器件輸出。置于輸出端之間的傳輸線604對共模信號分量ic1和ic2，和差模信號分量id1和id2進行不同的操作。即，如圖7(b)所示，對于共模信號分量ic1和ic2，其配置是這樣實現(xiàn)的，在此配置中，開路的λ/4傳輸線分別接至輸出端OUT1和OUT2，并作為串聯(lián)諧振電路工作，輸出端對接地面的阻抗幾乎是短路，以及共模信號分量ic1和ic2不傳播至輸出端OUT1和OUT2。
而且，對于差模信號分量id1和id2，其配置是這樣實現(xiàn)的，在此配置中，由于設置面是在傳輸線604的中間點形成的，短路的λ/4傳輸線分別接至輸出端OUT1和OUT2，作為并聯(lián)諧振電路工作，輸出端對接地面的阻抗幾乎是開路的，從而，差模信號分量id1和id2傳播至輸出端OUT1和OUT2。
如上所述，本發(fā)明實施例3的平衡高頻器件通過使用傳輸線604作為相位電路，就有可能減少共模信號分量，并從而有可能實現(xiàn)平衡特性極好的平衡高頻器件。
在此實施例中，相位電路由傳輸線構成。然而，相位電路的配置不限于上述的配置。使用按相位電路工作的配置，也可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。
而且，允許通過采用傳輸線和芯片元件在電路基片上形成相位電路，或集成在安裝有平衡器件的基片上或以封裝形成。此外，允許在通過多層電介層上形成電極圖案并層疊這些電介層而構成的層疊器件中形成相位電路的一部分。此外，通過構成層疊器件以便具有另一種電路功能，以及把層疊器件與本發(fā)明的平衡高頻器件加以集成為復合器件，就有可能實現(xiàn)多功能小型化平衡高頻器件。
在此實施例中，輸入端描述為非平衡型的，輸出端描述為平衡型的。然而，允許輸入端是平衡型的，輸出端是非平衡型的。而且，輸入端和輸出端都是平衡型的也可以。
(實施例4)本發(fā)明的實施例4的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。下面示出作為相位電路的一個較具體的電路配置。圖8示出本發(fā)明的實施例4的平衡高頻器件的配置。在圖8中，平衡高頻器件801由平衡器件802和相位電路803構成。在平衡器件802情況下，輸入一側接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，輸出一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2。
相位電路803由阻抗元件803，805和806構成。在此情況下，輸出端OUT1和OUT2是通過阻抗元件804和805而接地的，阻抗元件806接在輸出端之間，相位電路而接在輸出端之間。在此情況下，阻抗元件804和805基本上具有同樣的阻抗，而阻抗元件806的阻抗的虛部在極性上是與阻抗元件804和805的阻抗虛部相反的。通過使用上述配置，可獲得具有非平衡—平衡輸入和輸出端的平衡高頻器件。
然后，通過使用具體的阻抗元件來描述本發(fā)明實施例4的平衡高頻器件的工作。圖9(a)和圖9(b)圖示解釋本發(fā)明實施例4的平衡高頻器件的工作。如圖9(a)所示，相位電路901由電容器902和903以及電感器904構成。如圖9(a)所示，當信號分量i從輸入端IN輸入至平衡器件802時，共模信號分量ic1和ic2，和差模信號分量id1和id2從該平衡器件輸出。在此情況下，接在輸出端之間的電感器904在差模信號分量id1和id2上形成虛接地點905。
圖9(b)示出在差模信號分量id1和id2上相位電路901的等效電路。因為電感器904在差模信號分量id1和id2上形成虛接地點905，電容器902和電感器904的一部分在輸出端OUT1上形成對接地面的并聯(lián)諧振電路，電容器903和電感器904的一部分在輸出端OUT2上形成對接地面的并聯(lián)諧振電路。通過設計并聯(lián)諧振電路的并聯(lián)諧振頻率，使它保持在通帶中成通帶附近，在預定的頻率上，差模信號分量id1和id2對接地面的阻抗接近無限，并傳送至輸出端，而不會對接地面短路。即，在差模信號分量上執(zhí)行基本上與圖7(c)所示的相同的工作。圖9(c)示出共模信號分量ic1和ic2上的相位電路的等效電路。OUT1和OUT2在共模信號分量上幾乎具有相等的電位，電感器904不在共模信號分量ic1和ic2上形成虛接地點，OUT1和OUT2基本上是開路的。在此情況下，電感器904的一部分表示到虛接地點905以下的范圍(參照圖9(b))。
這樣，通過把置于平衡輸入/輸出端OUT1和OUT2與接地面之間的作為阻抗元件的電容器902和903的阻抗設計成足夠小的值，共模信號分量ic1和ic2對接地面短路，因此，它們不傳送至平衡輸入/輸出端。
而且，允許本發(fā)明實施例4的相位電路具有圖10所示的配置。圖10(a)至圖10(c)圖示的解釋本發(fā)明實施例4的平衡高頻器件的工作。如圖10(a)所示，相位電路1001由電感器1002和1003，和電容器1004構成。如圖10(a)所示，當信號分量i由輸入端IN輸入至平衡器件802時，共模信號分量ic1和ic2，和差模信號分量id1和id2從該平衡器件輸出。在此情況下，接在輸出端之間的電容器1004在差模信號分量id1和id2上形成虛接地點1005。
圖10(b)示出在差模信號分量id1和id2上相位電路1001的等效電路。如圖10(b)所示，因為電容器1004在差模信號分量id1和id2上形成虛接地點1005，所以，電感器1002和電容器1004的一部分在輸出端OUT1上形成對接地面的并聯(lián)諧振電路，以及電容器1003和電容器1004的一部分在輸出端OUT2上形成對接地面的并聯(lián)諧振電路。因此，通過設計并聯(lián)諧振電路的并聯(lián)諧振頻率，使它們保持在通帶中或通帶附近，在所希望的頻率上差模信號分量id1和id2對接地面的阻抗接近無限，信號分量傳送至輸出端，而不會對接地面短路，即，在差模信號分量id1和id2上執(zhí)行基本上與圖7(c)所示相同的工作。圖10(c)示出在共模信號分量上的相位電路1001的等效電路。OUT1和OUT2在共模信號分量具有幾乎相等的電位，電容器1004在共模信號分量ic1或ic2上不形成虛接地點，OUT1和OUT2基本上是開路的。在此情況下，電容器1004的一部分表示到虛接地點以下的范圍(參照圖10(b))。
因此，通過把置于平衡輸入/輸出端OUT1和OUT2與接地面之間的用作為阻抗元件的電感器1002和1003的阻抗設計成足夠小的值，共模信號分量ic1和ic2對接地面短路，因而，它們不會傳送至平衡輸入端。
如上所述，在本發(fā)明實施例4的平衡高頻器件的情況下，通過使用3個阻抗元件作為相位電路，就有可能減少共模信號分量，從而實現(xiàn)平衡特性極好的平衡高頻器件。
在此實施例情況下，作為構成相位電路的阻抗元件的電感器和電容器的數量和配置不受限于上述情況。而且，雖然阻抗元件804和805的器件值基本上相互相等，但也不總是需要它們是相等的。按電路配置來最優(yōu)地選擇。通過使用作為相位電路工作的配置，可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。
而且，允許采用傳輸線和芯片元件在電路基片上形成相位電路，或在安裝有平衡器件的基片上集成或封裝。此外，允許在通過在多層電介層上形成電極圖案并層疊這些電介層而構成的層疊器件中形成相位電路的一部分。此外，通過構成層疊器件以致具有另一種電路功能，以及把層疊器件與本發(fā)明的平衡高頻器件集成為一復合器件，有可能實現(xiàn)多功能的小型化的平衡高頻器件。
此外，在此實施例情況下，描述輸入端是非平衡型的而輸出端是平衡型的。然而，允許輸入端是平衡型的，輸出端是非平衡型的。此外，允許輸入端和輸出端兩者都是平衡型的。
(實施例5)本發(fā)明實施例5的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。下面示出作為相位電路的一種較具體的電路配置。圖11示出本發(fā)明實施例5的平衡高頻器件1101的配置。在圖11中，平衡高頻器件1101由平衡器件1102和相位電路1103構成。而且，在平衡器件1102的情況下，輸入一側接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，而輸出一側接線端是用作為平衡端的輸出端OUT1和OUT2。
相位電路1103由阻抗元件1104，1105和1106構成。阻抗元件1104和1105串聯(lián)地接在輸出端之間，阻抗元件1104和1105之間的中間點通過阻抗元件1106接地，相位電路1103接在輸出端之間。在此情況下，阻抗元件1106的阻抗虛部在極性上與阻抗元件1104和1105的阻抗虛部是相反的。而且，阻抗元件1104和1105基本上具有相同的值。通過使用上述配置，有可能獲得具有非平衡—平衡輸入/輸出端的平衡高頻器件。
然后，通過使用具體的阻抗元件來描述本發(fā)明的平衡高頻器件的工作。圖12(a)至12(c)圖示地解釋本發(fā)明的平衡高頻器件的工作。如圖12(a)所示，相位電路1201由電感器1202和1203，以及電容器1204構成。如圖12(a)所示，當信號分量i從輸入端IN輸入至平衡器件1102時，共模信號分量ic1和ic2，和差模信號分量id1和id2從該平衡器件1102輸出。如圖12(b)所示，電感器1202和1203之間的接點1205用作為差模信號分量id1和id2上的虛接地點。因此，通過足夠地增加電感器1202和1203的值，就可能提高對接地面的阻抗，差模信號分量id1和id2傳送至輸出端OUT1和OUT2。
而且，圖12(c)示出在共模信號分量上相位電路1201的等效電路。如圖12(c)所示，電感器1202和1203之間的連接點1205不作為共模信號分量ic1和ic2上的虛接地點。因此，通過設計電感器1202和電容器1204的一部分，以及電感器1203和電容器1204的一部分，使得它們可以在預定的頻率上形成串聯(lián)諧振電路，共模信號分量對接地面短路，因此，它們不傳送至輸出端OUT1和OUT2。在此情況下，電容器1204的一部分表示等效地成為并聯(lián)連接的一面(參照圖12(c))。
此外，允許本發(fā)明的相位電路具有圖13(a)至13(c)所示的配置。圖13(a)至13(c)圖示地解釋本發(fā)明的平衡高頻器件的工作。如圖13(a)所示，相位電路1301由電容器1302和1303，以及電感器1304構成。如圖13(a)所示，當信號分量i從輸入端IN輸入至平衡器件1102時，共模信號分量ic1和ic2，和差模信號分量id1和id2從該平衡器件1102輸出。圖13(b)示出在差模信號分量id1和id2上的相位電路1301的等效電路。如圖13(b)所示，電容器1302和1303之間的連接點用作為在差模信號分量id1和id2上的虛接地點。因此，通過足夠地降低電容器1302和1303的值，就有可能增加對接地面的阻抗，差模信號分量傳送至輸出端OUT1和OUT2。
圖13(c)示出在共模信號分量ic1和ic2上的相位電路1301的等效電路。如圖13(c)所示，電容器1302和1303之間的連接點并不作為共模信號分量ic1和ic2上的虛接地點。因此，通過設計電容器1302和電感器1304的一部分，以及電容器1303和電感器1304的一部分，使得它們在預定的頻率上分別形成串聯(lián)諧振電路，共模信號分量對接地面短路，并因此，它們不傳送至輸出端OUT1或OUT2。在此情況下，電感器1304的一部分表示等效地成為并聯(lián)連接的一面(參照圖13(c))。
如上所述，本發(fā)明實施例5的平衡高頻器件通過使用3個阻抗元件作為相位電路可減少共模信號分量，并因此，有可能實現(xiàn)平衡特性極好的平衡高頻器件。
而且，在此實施例中，作為構成相位電路的阻抗元件的電感器和電容器的數量和配置不限于上述情況。此外，雖然阻抗元件1104和1105的值相互之間基本上是相等的，但也不總是需要這些器件值相互之間是相等的，但要按照電路的配置，選擇最佳值。因此，通過采用作為相位電路工作的配置，就能獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。
此外，允許采用傳輸線和芯片元件在電路基片上形成相位電路，或在安裝有平衡器件的基片上集成或封裝。此外，允許在通過在多層電介層上形成電極圖案并層疊這些電介層而構成的層疊器件中形成相位電路的一部分。此外，通過構成層疊器件以致具有另一種電路功能，以及把層疊器件與本發(fā)明的平衡高頻器件集成為一復合器件，有可能實現(xiàn)多功能的小型化的平衡高頻器件。
此外，在此實施例情況下，描述輸入端是非平衡型的而輸出端是平衡型的。然而，允許輸入端是平衡型的，輸出端是非平衡型的。此外，允許輸入端和輸出端兩者都是平衡型的。
(實施例6)然后，本發(fā)明實施例6的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。下面在使用表面聲波濾波器作為平衡器件的情況下描述一種平衡高頻器件的具體配置。圖14示出本發(fā)明平衡器件的配置。在圖14中，平衡高頻器件1401由表面聲波濾波器1402和相位電路1403分別作為平衡器件而構成的。而且，在表面聲波濾波器1402中，輸入一側的接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，輸出一側的接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2。而且，相位電路接地在輸出端之間。
此表面聲波濾波器1402是在壓電基片1404上由第1，第2和第3叉指型換能器電極(下文分別稱為IDT電極)1405，1406和1407，以及第1和第2反射器電極1408和1409構成。第1IDT電極1405的一面電極指連接至輸出端OUT1，第1IDT電極1405的另一面電極指接至輸出端OUT2。而且，第2和第3IDT電極1406和1407的一面電極指接到輸入端IN，而它們的另一面電極指接地。通過采用上述配置，就有可能獲得具有非平衡—平衡輸入/輸出端的平衡高頻器件。
然而，本實施例的平衡高頻器件的具體特性描述于下。圖15(a)至15(c)示出當使用如圖6所示的相位電路603作為相位電路1403時的平衡高頻器件1401的特性。在此情況下，構成相位電路603的傳輸線具有長度為λ/2，對應于180°相移。圖15(a)示出通過特性，圖15(b)示出通帶的幅度平衡特性，以及圖15(c)示出通帶的相位平衡特性。與圖31示出的常規(guī)的特性相比較，圖15(b)和15(c)中的平衡特性大大地得到改進，并幾乎接拉于理想的特性。而且，在通過特性的情況中，高通帶一側的衰減改善了約5dB。
然后，再評估改變傳輸線604長度的情況。圖16(a)和16(b)示出當傳輸線604長度變化時的平衡特性。圖16(a)示出幅度平衡特性，圖16(b)示出相位平衡特性。而且，符號1601和1602表示本實施例表面聲波濾波器通帶中幅度平衡特性中惡化的最大值和最小值。符號1603和1604表示本實施例表面聲波濾波器通帶中相位平衡特性中惡化的最大值和最小值。此外，虛線示出常規(guī)的表面聲波濾波器平衡特性中惡化的最大值和最小值。從圖16(a)和16(b)中人們發(fā)現(xiàn)，當傳輸線長度在λ/4和3λ/4之間范圍內時，平衡特性得到改進。而且，人們發(fā)現(xiàn)，當幅度平衡特性范圍在-5dB和+5dB之間，相位平衡特性范圍在-0.5°和+0.5°之間時，通過把相位角保持在3λ/8和5λ/8之間的范圍內，就獲得較佳的平衡特性。
然后，示出使用另一種配置的相位電路時的特性。圖17(a)至圖17(c)示出當使用示于圖9的相位電路901作為相位電路1403的平衡高頻器件1401的特性。在此情況下，電容器902和903的電容Cg1和Cg2相互之間基本上是相等的，使得電容器902和903的阻抗在通帶中的頻率上分別為3Ω。而且，電感器904的電感Lb設計成使得在Cg1和Lb/2之間，以及Cg2和Lb/2之間的并聯(lián)諧振頻率保持在通帶中。
圖17(a)示出通過特性，圖17(b)示出通帶的幅度平衡特性，圖17(c)示出通帶的相位平衡特性。與圖31的特性相比，平衡特性有了大大的改進，并幾乎接近理想的狀態(tài)。而且，在通過特性情況中，高通帶一側的衰減改善了約5dB。
然后，對電容器902和903的阻抗變化的情況進行評估。圖18(a)和18(b)示出把電容器902和903的阻抗除以接線端的特性阻抗而獲得的標準化阻抗的平衡特性。在此情況中，因為平衡輸出端的特性阻抗等于50Ω，所以假設各接線端的特性阻抗等于25Ω。圖18(a)示出幅度平衡特性，圖18(b)示出相位平衡特性。而且，符號1801和1802表示本實施例表面聲波濾波器通帶中幅度平衡特性的惡化最大值和最小值，符號1803和1804表示本實施例表面聲波濾波器通帶中相位平衡特性中惡化最大值和最小值。從圖18(a)和18(b)中人們發(fā)現(xiàn)，當標準化阻抗等于2或小于2時，平衡特性得到改善。
然后，下面描述使用另一種配置的相位電路時的特性。圖19(a)至19(c)示出當使用圖10示出的相位電路1001作為相位電路1403時平衡高頻器件1401的特性。在此情況下，電感器1002和1003的電感值Lg1和Lg2相互之間基本上是相等的，電感器1002和1003設計成使得電感器阻抗在通帶的頻率上分別等于3Ω。而且，電容器1004的電容Cb設計成使得Lg1和2Cb之間以及Lg2和2Cb之間的并聯(lián)諧振頻率保持在通帶內。
圖19(a)示出通過特性，圖19(b)示出通帶的幅度平衡特性和圖19(c)示出通帶的相位平衡特性。與圖31所示的常規(guī)的特性相比，此平衡特性大大地得以改善，并幾乎接近于理想的狀態(tài)。而且，在通過特性情況中，在高通帶的一側的衰減改善了約5dB。
然后，對電感器1002和1003的阻抗變化的情況作了評估。圖20(a)和20(b)示出通過把電感器1002和1003的阻抗除以一接線端的特性阻抗而得出的標準化阻抗的平衡特性。在此情況下，因為平衡輸出端的特性阻抗等于50Ω，所以各接線端的特性阻抗設定為25Ω。圖20(a)示出幅度平衡特性，圖20(b)示出相位平衡特性。而且，符號2001和2002表示本實施例表面聲波濾波器通帶中幅度平衡特性惡化的最大值和最小值，符號2003和2004表示本實施例表面聲波濾波器通帶中相位平衡特性惡化的最大值和最小值。
從圖20中人們發(fā)現(xiàn)，當標準化阻抗是2或更小些時，相位平衡特性得到改善。而且，當標準化阻抗是0.5或小些時，幅度平衡特性得到改善。因此，較佳地把標準化阻抗保持在2或更小些。更好的是，較佳地把標準化阻抗保持在0.5或小，就有可能改善平衡特性。
如上所述，在本發(fā)明實施例6的平衡高頻器件1401的情況下，通過使用3個阻抗元件作為相位電路，就有可能減少共模分量，并從而實現(xiàn)平衡特性極好的平衡高頻器件。
而且，雖然通過使用傳輸線作為相位電路來描述本實施例，但傳輸線長度最好是λ/2。這是因為當傳輸線長度偏移λ/2時，相位電路常常作為電感器或電容器工作，并且當從輸出端一側觀察平衡器件時，通帶頻率的阻抗2102是偏離匹配狀態(tài)的。例如，當傳輸線長度等于3λ/8時，通帶的阻抗2101成為如圖21(a)所示的電感性的。在此情況下，如圖22所示，就只要把作為相位電路的傳輸線604和用作為在相位電路2201輸出端之間的匹配電路的電容器2202進行并聯(lián)連接。如圖21(b)所示，通過使用上述配置，當從輸出端一側觀察平衡器件時，通帶附近的阻抗2102成為史密斯圓圖的中心，這就可能實現(xiàn)阻抗匹配。這樣，允許構成的相位電路包括用于阻抗匹配的匹配電路。
而且傳輸線長度等于3λ/8等效于相位角是135°，以及通過添加上述匹配電路而接近180°，傳輸線長度基本上接近λ/2。因此，通過添加匹配電路，就有可能減少傳輸線長度，使配置呈小型化。
在此實施例中，采用用傳輸線或3個阻抗元件構成相位電路。然而，相位電路的配置并不限于上述情況。而且，作為阻抗元件的電感器和電容器的數量和配置也不限于上述情況。通過采用作為相位電路工作的配置，可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。
而且，允許使用傳輸線和芯片元件在電路基片上形成相位電路。也允許在安裝有平衡器件的基片上或以封裝形式來構成相位電路。而且在通過在多層電介層上形成電極圖案，并把這些電介層進行層迭而構成的層疊器件中形成相位電路的一部分。此外，通過構成層疊器件以便具有另一種電路功能，以及把本發(fā)明平衡高頻器件與層疊器件進行集成為復合器件，就有可能實現(xiàn)多功能小型化平衡高頻器件。
在本實施例情況中，雖然描述輸入端是非平衡型的，輸出端是平衡型的，但是允許輸入端是平衡型的，輸出端是非平衡型的或輸入端和輸出端兩者都可平衡型的。
(實施例7)本發(fā)明實施例7的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。下面描述相位電路中包括匹配電路時的一種具體配置。圖23(a)示出本發(fā)明實施例7的平衡高頻器件的配置。在圖23(a)中，平衡高頻器件2301由平衡器件2302和相位電路2303構成。而且，在平衡器件2302中，輸入一側接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，輸出一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2。而且，相位電路接在輸出端之間。
相位電路由作為阻抗元件的電容器2304和2305以及電感器2306，以及用作為匹配電路的電感器2307構成。在此情況下，輸出端OUT1和OUT2分別通過電容器2304和2305而接地，電感器2306接在輸出端之間，相位電路2303接在輸出端之間。用作為匹配電路的電感器2307包括在相位電路2303中。
電感器2306在差模信號分量上形成虛接地點2308。因此，電容器2304和電感器2306的一部分在輸出端OUT1上對接地面形成并聯(lián)諧振電路，而電容器2305和電感器2306的一部分在輸出端OUT2上對接地面形成并聯(lián)諧振電路。通過設計并聯(lián)諧振電路的并聯(lián)諧振頻率，使得它們保持在通帶中或通帶附近，在預定的頻率上差模信號分量對接地面的阻抗接近無限，并傳送至輸出端，而不會對接地面短路。即，在差模信號分量上執(zhí)行基本上與圖7(c)所示相同的工作。
而且，電感器2306在共模信號分量上不形成虛接地點。因此，通過把作為阻抗元件安置在平衡輸入/輸出端OUT1和OUT2與接地面之間的電容器2304和2305的阻抗設計成足夠小的值，共模信號分量對接地面短路，從而不傳送至平衡輸入/輸出端。
如上所述，在本實施例相位電路2303的情況下，在預定頻率上的諧振電路由電容器2304和2305，和電感器2306構成，并包括用作為匹配電路的電感器2307。同樣在此情況中，共模信號分量減少了，并且有可能實現(xiàn)具有極好平衡特性的平衡高頻器件。
而且，有可能把電感器2307結合于電感器2306中。即，使用電感器2306和2307的組合電感2309就足夠了。在此情況中，因為電感器2306和2307是并聯(lián)連接的，所以當假設電感器2306和2307和組合電感器2309的電感分別為Lb，Lm和Lt時，實現(xiàn)公式Lt＝(Lb×Lm)/(Lb+Lm)。這樣，就可能降低電感值。而且，可能減少器件數量和使電路配置小型化。
然而，在此情況中，預定頻率的含義是不同的。即，當假設電容器2304和2305的電容為Cg1和Cg2時，在由電容器2304和2305和電感器2306所形成的匹配狀態(tài)中在各輸出端上的差模信號分量的并聯(lián)諧振頻率f1和f2成為f1=1/{2π×(Lb/2)×(Cg1)}]]>和f2=1/{2π×(Lb/2)×(Cg2)}]]>。在此情況中，通過包括電感器2307作為匹配電路，整個并聯(lián)諧振頻率f1t和f2t成為f1t=1/{2π×(Lt/2)×(Cg1)}]]>和f2t=1/{2π×(Lt/2)×(Cg2)}]]>，這樣它們很明顯地偏離預定的頻率。
即，相位電路2303的整個并聯(lián)諧振頻率以相當于電感器Lm的值偏離通帶或通帶附近。然而，當電容器2304和電感器2306的一部分在輸出端OUT1上對接地面形成并聯(lián)諧振電路，以及電容器2305和電感器2306的一部分在匹配狀態(tài)中對接地面形成并聯(lián)諧振電路時，以及電容器2304和2305對接地面的阻抗足夠小時，其減少共模信號分量的作用是一樣的。在此情況中，電感器2306的一部分表示到虛接地面以下的范圍。
然而，本實施例的電路配置不限于上述情況。只要匹配電路的工作和諧振電路的工作基本上與本發(fā)明的情況一樣，就有可能實現(xiàn)與本發(fā)明情況類似的具有極好平衡特性的平衡高頻器件。
而且，雖然作為阻抗元件的電容器的值Cg1和Cg2假設為基本上相同的，以及作為阻抗元件的電感器的值Lg1和Lg2假設為基本上相同，但并不總是有必要這些值是相同的，但它們是按照電路配置而最優(yōu)選擇的。
(實施例8)本發(fā)明實施例8的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。下面在使用表面聲波濾波器作為平衡器件的情況下來描述平衡高頻器件的具體特性。圖24示出本發(fā)明平衡高頻器件2401的配置。在圖24中，平衡高頻器件2401由作為平衡器件的表面聲波濾波器2402和相位電路2403構成。而且，在表面聲波濾波器2402中，輸入一側接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，輸出一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2。而且，相位電路2403接在輸出端之間。
此表面聲波濾波器2402是在壓電基片2404上用第1，第2和第3叉指型換能器電極(下文分別稱為IDT電極)2405，2406和2407，以及第1和第2反射器電極2408和2409構成。第1IDT電極2405分為兩個分開的IDT電極，第1和第2分開的IDT電極2410和2411的一面電極指接至輸出端OUT1和OUT2。第1和第2分開的IDT電極2410和2411的另一面電極指在電氣上是相連接的，并為虛接地。而且，第2和第3IDT電極2406和2407的一面電極指接至輸入端IN，以及它們的另一面電極指接地。通過采用上述配置，就有可能獲得具有非平衡—平衡輸入/輸出端的平衡高頻器件。
同樣，在本發(fā)明實施例8的平衡高頻器件2401的情況中，通過采用相位電路2403有可能減少共模信號分量，以及實現(xiàn)平衡特性極好的平衡高頻器件。
在此實施例中，允許采用傳輸線或3個阻抗元件來構成相位電路。而且，相位電路的配置不限于上述情況。通過采用作為相位電路工作的配置，可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。而且，作為阻抗元件的電感器和電容器的數量和配置也不限于上述情況。通過采用作為相位電路工作的配置，可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。
而且，允許采用傳輸線和芯片元件在電路基片上形成相位電路，或在安裝有平衡器件的基片上或以封裝形式形成相位電路。此外，允許在通過在多層電介層上形成電極圖案并把這些電介層進行層疊而構成的層疊器件中來形成相位電路的一部分。此外，通過構成層疊器件，以便具有另一種電路功能，以及把層疊器件與本發(fā)明的平衡高頻器件集成為復合器件，就有可能實現(xiàn)多功能小型化平衡高頻器件。
雖然在本實施例中，描述了輸入端是非平衡型的，輸出端是平衡型的。但允許輸入端是平衡型的，輸出端是非平衡型的。而且，允許輸入端和輸出都是平衡型的。
(實施例9)本發(fā)明實施例9的平衡高頻器件參照附圖，描述于下。下面在采用表面聲波濾波器作為平衡器件的情況下來描述平衡高頻器件的具體特性。圖25示出本發(fā)明實施例9平衡高頻器件2501的配置。在圖25中，平衡高頻器件2501由作為平衡器件的表面聲波濾波器2502和相位電路2503構成。而且，在表面聲波濾波器2502中，輸入一側接線端是用作為非平衡輸入/輸出端的輸出端IN，而輸出一側接線端是用作為平衡端的輸出端OUT1和OUT2。此外，相位電路2503接在輸出端之間。
此表面聲波濾波器2502是在壓電基片2504上采用第1，第2和第3叉指型換能器電極(下文分別稱為IDT電極)2505，2506和2507，以及第1和第2反射器電極2508和2509構成。第1IDT電極的一面電極指接至輸入端IN，而另一面電極指接地。第2和第3IDT電極2506和2507的一面電極指接至輸出端OUT1和OUT2，而它們的另一面電極指接地。通過使用上述配置，可獲得具有非平衡—平衡輸入/輸出端的平衡高頻器件。
同樣在本發(fā)明平衡高頻器件2501的情況下，通過采用相位電路2503，就有可能減少共模信號分量，并因此實現(xiàn)平衡特性極好的平衡高頻器件。
在此實施例中，通過采用傳輸線或3個阻抗元件來提供相位電路。而且，此相位電路的配置不限于上述情況。通過采用作為相位電路工作的配置，就可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。此外，作為阻抗元件的電感器和電容器的數量和配置不限于上述情況。通過采用作為相位電路工作的配置，就可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。
此外，可通過采用傳輸線和芯片元件在電路基片上形成相位電路，或在安裝有平衡器件的基片上或以封裝形式來集成相位電路。此外，在通過在多層電介層上形成電極圖案并把這些電介層層疊在一起而構成的層疊器件中形成一部分相位電路。此外，通過構成層疊器件，以便具有另一種電路功能，并把本發(fā)明的平衡高頻器件與層疊器件集成為復合器件，就有可能實現(xiàn)多功能小型化平衡高頻器件。
雖然在本實施例中描述了輸入端是非平衡型的，輸出端是平衡型的，但輸入端可以是平衡型的而輸出端是非平衡型的。而且，輸入端和輸出端兩者都可以是平衡型的。
(實施例10)本發(fā)明實施例10的平衡高頻器件參照附圖描述于下。圖26示出本發(fā)明實施例10的平衡高頻器件2601的配置。對于圖26，在使用半導體器件作為平衡器件的情況下描述平衡高頻器件的具體特性。在圖26中，平衡高頻器件2601由作為平衡器件的半導體器件2602和相位電路2603和2608構成。而且，在半導體器件2602中，輸入一側接線端是用作為平衡輸入/輸出端的輸入端IN1和IN2，而輸出一側接線端是作為平衡端的輸出端OUT1和OUT2。此外，相位電路2603接在輸入端之間，而相位電路2608接在輸出端之間。
然后，半導體器件2602的配置描述于下。符號2604，2604b，2605a和2605b表示雙極晶體管，2606a和2606b表示電感器。輸入端IN1通過隔直流電容器2607a連接至雙極晶體管2604a的基板，輸入端IN2通過隔直流電容器2607b連接至雙極晶體管2604b的基板上。雙極晶體管2604a和2604b的集電極分別接至雙極晶體管2605a和2605b的發(fā)射極，而雙極晶體管2605a和2605b的集電極通過隔直流電容器2609a和2609b分別接至輸出端0UT1和0UT2。雙極晶體管2604a和2604b的發(fā)射極分別通過電感器2606a和2606b而接地。偏置電路2610對雙極晶體管2604a和2604b的基板提供偏置電流。偏置電路2611對雙極晶體管2605a和2605b的基板提供偏置電流。電源電壓Vcc通過扼流圈電感器2612a和2612b分別供至雙極晶體管2605a和2605b的集電極。通過使用上述配置，平衡半導體器件作為放大器工作。
同樣，在本發(fā)明實施例10的平衡高頻器件2601的情況中，通過采用相位電路2603和2608有可能減少共模信號分量，并因此實現(xiàn)平衡特性極好的平衡高頻器件。
在此實施例中，通過使用傳輸線或3個阻抗元件可構成相位電路。而且，相位電路的配置不限于上述情況。通過使用作為相位電路工作的配置，可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。此外，作為阻抗元件的電感器和電容器的數量和配置不限于上述情況。通過使用作為相位電路工的配置，就可獲得與本發(fā)明相同的優(yōu)點。
通過使用傳輸線或芯片元件，可在電路基片上形成相位電路，或把相位電路集成在安裝有平衡器件的基片上，或以封裝方式形成。而且，可在通過在多層電介層上形成電極圖案并把這些電介層層疊在一起而組成的層疊器件中形成相位電路的一部分。此外，通過構成層疊器件，以便具有另一種電路功能，并把本發(fā)明平衡高頻器件與層疊器件集成為復合器件，就有可能實現(xiàn)多功能小型化平衡高頻器件。
此外，在此實施例中，描述可輸入端和輸出端都是平衡型的。然而，輸入端和輸出端中任一個可以是非平衡型的，而它們的另一端是平衡型的。
此外，在本實施例中，半導體器件是由4個雙極晶體管構成。然而，半導體器件的配置不限于上述情況。
此外，對于此實施例，描述了半導體器件2602是放大器的情況。然而，半導體器件2602不限于是放大器。半導體器件2602可以是混頻器或振蕩器。簡言之，只要它是具有平衡端的半導體器件，此半導體器件2602就是許可的。
(實施例11)本發(fā)明實施例11的平衡高頻電路參照附圖，描述于下。圖27是使用本發(fā)明平衡器件的平衡高頻電路2701的框圖。在圖27中，發(fā)射電路輸出的輸出信號通過發(fā)射放大器2702，發(fā)射濾波器2703的開關2704，從天線2705發(fā)射出去。而且，通過天線2705收到的輸入信號通過開關2704，接收濾波器2706和接收放大器2707，而輸入至接收電路。在此情況下，因為發(fā)射放大器2702是平衡型的，而開關2704是非平衡型的，所以發(fā)射濾波器2703構成為具有不平衡—平衡輸入/輸出端。此外，因為接收放大器2707是平衡型的，開關2704是非平衡型的，所以接收濾波器2706構成為非平衡—平衡輸入/輸出端。
通過把本發(fā)明平衡器件應用于平衡高頻電路2701的發(fā)射濾波器2703或接收濾波器2706，以及把本發(fā)明平衡高頻器件應用于發(fā)射放大器2702或接收放大器2707，就可能防止在傳輸時由于平衡特性惡化而致的調制精度惡化，以及在接收時由于平衡特性惡化而致的靈敏度惡化，以及可實現(xiàn)高性能平衡高頻電路。
而且，當開關2704是平衡型，發(fā)射放大器2702或接收放大器2707是非平衡型時，通過把發(fā)射濾波器2703或接收濾波器2706的平衡型和非平衡型輸入/輸出端相互之間加以更換，也可獲得同樣的優(yōu)點。
雖然通過在平衡高頻電路2701中采用開關2704來描述發(fā)射和接收的切換裝置，但是該裝置可使用一種共享單元。
而且，在本實施例的平衡高頻電路情況下，可在電路基片上形成本發(fā)明的相位電路。例如，在圖27中，通過在電路基片上平衡傳輸線2708和2709之間形成相位電路，就有可能防止由于共模信號分量串擾而致的平衡特性惡化，和實現(xiàn)極好的平衡高頻電路。
此外，本發(fā)明的諸實施例是通過采用表面聲波濾波器或半導體器件作為平衡高頻器件而加以描述的。然而本發(fā)明不僅可應用在上述情況，而且也可應用在進行平衡工作的其他器件上。
此外，在處理高頻信號的器件上，寄生分量隨頻率升高而增加，由于串擾，共模信號分量增加，平衡特性的惡化也就增加。因此，當頻率升高時，本發(fā)明平衡高頻器件的優(yōu)點也就增多，就有可能使形成相位電路的傳輸線和阻抗元件小型化。
如上所述，本發(fā)明使得提供具有較佳的平衡特性的平衡高頻器件，平衡高頻電路，相位電路和平衡特性改進方法成為可能。
權利要求
1.一種平衡高頻器件，包括具有用于輸入信號的輸入端和用于輸出信號的輸出端的平衡器件；以及相位電路；其特征在于至少所述輸入端或所述輸出端是平衡輸入端或平衡輸出端；所述相位電路電氣上是連接在所述平衡輸入端之間或所述平衡輸出端之間；以及所述相位電路減少了所述信號的共模信號分量。
2.如權利要求1所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述相位電路是在預定的頻率上諧振的諧振電路。
3.如權利要求2所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述諧振電路是對所述信號的共模信號分量對接地面串聯(lián)諧振的串聯(lián)諧振電路。
4.如權利要求2所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述諧振電路是對所述信號的差模信號分量對接地面并聯(lián)諧振的并聯(lián)諧振電路。
5.如權利要求2至4任一項所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述相位電路包括對所述信號的差模信號分量的匹配電路。
6.如權利要求2至4任一項所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述相位電路包括傳輸線。
7.如權利要求6所述的平衡高頻器件，其特征在于，當假設λ是波長以及n是整數時，所述傳輸線的長度范圍在(λ/4+nλ)和(3λ/4+nλ)之間。
8.如權利要求7所述的平衡高頻器件，其特征在于，當假設λ是波長以及n是整數時，所述傳輸線長度范圍在(3λ/8+nλ)和(5λ/8+nλ)之間。
9.如權利要求8所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述傳輸線長度等于λ/2。
10.如權利要求9所述的平衡高頻器件，其特征在于，對于所述信號的共模信號分量，所述相位電路按開路λ/4傳輸線的串聯(lián)諧振電路工作，而對于所述信號的差模信號分量，則按短路λ/4傳輸線的并聯(lián)諧振電路工作。
11.如權利要求2至4任一項所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述相位電路包括至少3個阻抗元件，以及對于所述平衡輸入端或所述平衡輸出端的阻抗與接地面，把所述信號的共模信號分量對接地面的阻抗設置成比所述信號的差模信號分量對接地面的阻抗低。
12.如權利要求11所述的平衡高頻器件，其特征在于，第1阻抗元件連接在所述平衡輸入端的一個接線端與接地面之間或所述平衡輸出端的一個接線端與接地面之間，第2阻抗元件連接在所述平衡輸入端的另一個接線端與接地面之間或所述平衡輸出端的另一個接線端與接地面之間，第3阻抗元件連接在所述平衡輸入端或所述平衡輸出端之間，以及所述第1和第2阻抗元件的阻抗的虛部在極性上是與上述第3阻抗元件的阻抗的虛部不同。
13.如權利要求12所述的平衡高頻器件，其特征在于，對于所述信號的差模信號分量，所述第1阻抗元件和所述第3阻抗元件，以及所述第2阻抗元件和所述第3阻抗元件，分別在預定的頻率上形成對接地面的并聯(lián)諧振電路。
14.如權利要求12所述的平衡高頻器件，其特征在于，當假設特性阻抗為Z0時，在所述平衡輸入端的一個接線端與接地面之間或所述平衡輸出端的一個接線端與接地面之間的阻抗，以及所述平衡輸入端的另一接線端與接地面或所述平衡輸出端另一接線端與接地面之間的阻抗，分別等于或小于2×Z0。
15.如權利要求14所述的平衡高頻器件，其特征在于，當假設特性阻抗為Z0時，所述信號的共模信號分量對接地面的阻抗等于或小于0.5×Z0。
16.如權利要求11所述的平衡高頻器件，其特征在于第1阻抗元件和第2阻抗元件串聯(lián)地連接在平衡輸入端之間或平衡輸出端之間，所述第1阻抗元件和所述第2阻抗元件之間的部分通過第3阻抗元件接地，以及所述第1和第2阻抗元件的阻抗的虛部在極性上是與所述第3阻抗元件的阻抗的虛部不同。
17.如權利要求16所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述第1阻抗元件和所述第3阻抗元件，以及所述第2阻抗元件和所述第3阻抗元件分別在關于所述信號的共模信號分量的預定頻率上形成對接地面的串聯(lián)諧振電路。
18.如權利要求1至4任一項所述的平衡高頻器件，其特征在于所述平衡器件是表面聲波濾波器，所述表面聲波濾波器具有壓電基片和多個IDT電極(叉指型換能器電極)，這些電極形成在所述壓電基片上，以及至少一個所述IDT電極連接至一平衡輸入端或平衡輸出端。
19.如權利要求18所述的平衡高頻器件，其特征在于所述表面聲波濾波器是一種通過至少把第1，第2和第3IDT電極沿著彈性表面波傳播方向排列而獲得的縱向耦合模式表面聲波濾波器，所述第2和第3IDT電極排列在所述第1IDT電極的兩側，所述第1IDT電極是平衡型的，構成所述第1IDT電極的一面電極指和另一面電極指分別接至一平衡輸入端或一平衡輸出端。
20.如權利要求18所述的平衡高頻器件，其特征在于所述表面聲波濾波器是一種通過至少把第1，第2和第3IDT電極沿著彈性表面波傳播方向排列而獲得的縱向耦合模式表面聲波濾波器，所述第2和第3IDT電極排列在所述第1IDT電極的兩側，所述第1IDT電極由多個分開的IDT電極構成，以及至少兩個所述分開的IDT電極分別連接至一平衡輸入端或平衡輸出端。
21.如權利要求18所述的平衡高頻器件，其特征在于所述表面聲波濾波器是一種通過至少把第1，第2和第3IDT電極沿著彈性表面波傳播方向排列而獲得的縱向耦合模式表面聲波濾波器，所述第2和第3IDT電極排列在所述第1IDT電極的兩側，所述第2IDT電極連接至平衡輸入端的一個接線端或平衡輸出端的一個接線端，所述第3IDT電極連接至所述平衡輸入端的另一接線端或所述平衡輸出端的另一接線端。
22.如權利要求1至4任一項所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述平衡器件是半導體器件。
23.如權利要求22所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述半導體器件是由多個晶體管構成的放大器。
24.如權利要求1至4任一項所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述相位電路至少一部分構成為包括在通過在多層電介層上形成電極圖案并把所述電介層進行層疊而形成的層疊器件中。
25.如權利要求24所述的平衡高頻器件，其特征在于，所述層疊器件至少有一種電路功能，并且所述平衡高頻器件和層疊器件是復合起來的。
26.一種平衡高頻電路，其特征在于包括權利要求1至4任一項所述的平衡高頻器件。
27.如權利要求26所述的平衡高頻電路，其特征在于，構成所述平衡高頻電路的發(fā)射濾波器和/或接收濾波器，使用如權利要求18所述的平衡高頻器件。
28.如權利要求26所述的平衡高頻電路，其特征在于，構成所述平衡高頻電路的發(fā)射放大器和/或接收放大器使用如權利要求22所述的平衡高頻器件。
29.一種平衡高頻電路，包括電路基片；以及對所述電路基片設置的平衡傳輸線，其特征在于，在所述平衡傳輸線之間連接有如權利要求1至4中任一項的相位電路。
30.一種相位電路，其特征在于包括具有電氣上連接在一種具有用于輸入信號的輸入端和用于輸出信號的輸出端的平衡器件的平衡輸入端之間或平衡輸出端之間的相位電路部分，其中，至少所述輸入端或所述輸出端是所述平衡輸入端或所述平衡輸出端，以減少所述信號的共模信號分量。
31.一種平衡特性改進方法，其特征在于，包括在具有用于輸入信號的輸入端和用于輸出信號的輸出端的一種平衡器件的平衡輸入端之間或平衡輸出端之間，減少信號的同相信號分量的同相信號分量減少步驟，其中至少所述輸入端或所述輸出端是平衡輸入端或平衡輸出端。
全文摘要
一種平衡高頻器件，由平衡器件和相位電路構成。平衡器件輸入側連接至用作為非平衡輸入/輸出端的輸入端IN，而其輸出側連接至用作為平衡輸入/輸出端的輸出端OUT1和OUT2。而且，相位電路接在輸出端之間。
文檔編號H03H9/64GK1445926SQ0312167
公開日2003年10月1日 申請日期2003年3月14日 優(yōu)先權日2002年3月15日
發(fā)明者中村弘幸, 中谷俊文, 石崎俊雄 申請人:松下電器產業(yè)株式會社