專利名稱：改善對稱性和可能提高截止衰減的雙模式表面波濾波器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及到一種有益的最高選擇性的高頻表面波濾波器，這種類型被稱為雙模式表面波(OFW-/SAW-)濾波器(DMS-濾波器)。對此也常使用名稱縱向模式諧振器濾波器。這種表面波濾波器涉及到電子機械的濾波器，其結構元件如變換器和諧振器是定位在壓電基質表面上的。
已知將這種濾波器例如作為單線路濾波器。對于比較高的選擇性也制造和使用濾波器，在其上將兩個這樣的濾波器線路組合成一個濾波器級聯地安排在各自一個基質上。附圖13A和13B表示了已知的單線路-DMS-濾波器和已知的級聯雙線路濾波器，這是由兩個相互錯接的單線路-DMS-濾波器構成的。
涉及到各個表面波線路這兩種實施形式各自有位于末端的諧振器結構/反射器結構和在這之間對于信號輸入和信號輸出各自至少有一個叉指型結構作為變換器。
在附圖13A例子中對于已知單線路濾波器10的第一種變換器用1，兩個其他的(第二種)變換器用21和22和反射器結構用31標志。為了在濾波器上準備產生和準備利用的表面波4及其取向5在這里將兩個變換器21和22作為濾波器的輸入是電并聯的。如在附圖上也說明了，將這些輸入變換器可以對稱或非對稱地驅動，用或者雙邊對稱的信號輸入(輸入對稱/輸入對稱)或單邊接地(輸入接地)非對稱的(輸入非對稱)輸入。在這個圖中使用作為輸出的變換器1的接頭是對稱的(輸出對稱和輸出對稱)輸出。應該指出的是在這樣的濾波器上可以將輸入和輸出交換或者可以交換使用。
附圖13B表示了已知的級聯濾波器，這包括兩個線路或者如表示的相互錯接的單線路濾波器10，110。附圖13A的參考符號也可以使用在這里。在這種級聯濾波器上例如將變換器1安排為有選擇的非對稱/對稱的濾波器輸入。變換器1′是濾波器的輸出。如從錯接上看出來，其余的變換器21，121，22，122在這里是耦合變換器，用其將雙線路10和110相互電耦合。
實際上，按照附圖13A的單線路裝置的變換器1和按照附圖13B的變換器1和1′涉及到與表面波取向5垂直的中間平面M始終構造成為鏡像對稱的和相應的有非偶數相互嚙合的指數。例如這在兩個附圖上各自安排了變換器1和變換器1′的五個叉指型的指數。
本發(fā)明的任務是在非對稱或對稱的輸入信號時還要繼續(xù)達到改善有關的濾波器輸出信號對稱性。
此任務是用權利要求1特征解決的。本發(fā)明的其他結構和擴展結構由從屬權利要求中得知。
本發(fā)明的詳細說明和其變型結構由本發(fā)明公開的


得知。
附圖1表示了一個雙模式單線路濾波器類似于附圖13A上在這里例如安排作為輸入的(第二種)變換器21和22也是兩個電并聯的。將這個輸入可以驅動為對稱輸入或者也可以驅動為非對稱輸入。在這里按照本發(fā)明實施的(第一種)變換器被稱為11，將這個與被驅動的輸出變換器連接成對稱的。例如變換器11按照本發(fā)明在這里有四個指數的偶數的變換器指數。它在本發(fā)明框架內也可以有各種其他(實際上意義重大的)偶數的叉指型相互嚙合的變換器指數和因此原則上區(qū)別于當代技術水平，即與非偶數指數的變換器1是有區(qū)別的。
附圖1的濾波器不僅在對稱的而且在非對稱的輸入信號時也提供對稱的輸出信號，和按照任務具有特別高的對稱性。
附圖2和3每個表示了按照本發(fā)明的雙線路濾波器。這些濾波器按照本發(fā)明與當代技術水平(附圖13B)的重要區(qū)別在于，變換器11和111還是只有偶數的電極指數。在本發(fā)明中第一種變換器涉及到在上面定義的中間平面M(垂直于波傳播方向5)不是鏡像對稱的和因此具有本發(fā)明這種措施的濾波器顯示出改善的對稱性。如在當代技術水平中敘述的(附圖13B)在這里例如變換器11形成選擇非對稱或對稱的輸入和變換器111形成用濾波器的接頭43a，43b對稱的輸出。各自兩個(第二種)變換器21和22以及121和122在這里如已經說明的作為耦合變換器是相互錯接的。按照附圖2的濾波器是雙線路10和110之間具有同節(jié)拍的耦合濾波器。按照附圖3的濾波器是這樣構造的，雙線路10和110之間的耦合是用相反節(jié)拍進行的。這是這樣構成的，耦合變換器22和122與附圖2相比較有相反的極性結構。對于附圖3還要說明的是，在這種濾波器上如已經說明的選擇接地連接是可能的。
附圖2A表示了按照附圖2結構的變型。變型在于，(第一種)被稱為111作為輸出的變換器是由兩個電串聯的變換器部分1111和1112組成的，每個有偶數的(表示了每個四個指數)或者也有非偶數的指數。在這種濾波器上從輸入(輸入)到輸出(輸出)出現1∶4阻抗變換。
按照附圖2，2A和3的這種雙模式濾波器按照本發(fā)明的多線路結構在按照附圖1本發(fā)明濾波器已經帶來的優(yōu)點上有附加的優(yōu)點，更加改善的對稱性。
附圖4A和4B表示了用按照附圖2結構的濾波器相對于按照附圖13B濾波器所達到的改善。用41標明了代表所達到對稱性的測量曲線，在頻率上面畫上用42注明預先規(guī)定的頻帶。測量曲線41反映了信號比。這是當兩個雙門測量時在接頭43a，43b(接地)測量的單個信號的比。其中將各個沒有與測量儀器連接的具有各個測量系統(tǒng)參考波電阻的接頭關閉。如從附圖4A中看出，曲線43(是否指曲線44(？)-譯者注)也就是說幅值比的數量位于接近0dB(在附圖上用44注明)。附圖4B，和還是對于頻帶42，用曲線141表示對稱的輸出信號相位差Δφ的曲線。如從附圖4B中看出相位差在整個頻帶上面很遠位于接近數值180°(被表示的是Δφ-180°)。
在附圖4A和4B上還用虛線畫上對稱性的曲線45和相位差的曲線145，這些是按照附圖13B當代技術水平的濾波器上測出的。從附圖4上明顯看出用本發(fā)明所達到的進步。
附圖5和6各自表示了按照附圖1或者按照附圖3濾波器的擴展結構。按照附圖6的濾波器具有耦合變換器的極性轉換也是按照附圖2濾波器的擴展結構。
附圖5表示了多層的聲機械耦合的具有線路510的單線路濾波器具有在濾波器上在這個線路上存在的變換器，這些各自都有偶數的變換器指數。因此按照本發(fā)明的理論也滿足了附圖5的濾波器。在附圖5的濾波器上安排了很多并聯的(第一種)變換器11a，11b，...11n，這些相當于附圖1的第一種變換器11。在附圖5上例如也將這些變換器連接成對稱的輸出。用21a，21b，...，21n+1安排了(n+1)(第二種)變換器具有同樣偶數的指數，這些相當于附圖1的變換器21或者22和在附圖5上也相互并聯成濾波器的輸入。用31標志所屬的反射器結構。用按照附圖5這樣的結構特別是可以達到比較大的帶寬。
用類似方法將附圖6的濾波器構成為相當于附圖2或者附圖3的雙線路濾波器的擴展結構具有線路610和6110。線路610在結構上對應于附圖5濾波器的線路510和附圖2濾波器的線路10.作為擴展結構的線路610一方面還包括變換器11a，11b，...，11n和另外一方面還包括變換器21a，21b，...，21n+1。則如何將這些變換器各自相互并聯，是按照從附圖6中獲悉的錯接將這些還用于線路610上作為輸入變換器和作為輸出變換器。這相應地也適合于具有變換器111a，111b，...，111n；121a，121b，...，121n+1的附圖6濾波器的第二種線路6110和具有本發(fā)明擴展結構或者按照附圖2或者附圖3濾波器的擴展結構的附圖6的雙線路濾波器的各個其他的變換器11，111。用這些措施可以(也)改善預先規(guī)定帶寬之外的截止衰減。
附圖7表示了本發(fā)明的一個擴展結構，用這個可以達到(附加地)雙模式濾波器的比較高的阻塞選擇性。
按照附圖7濾波器的新原理包括(第一種)變換器11′，111和在這里附加變換器11″的始終偶數的指數。
按照附圖7的新原理與按照附圖2濾波器相比較，將這個濾波器在那里的線路10在這里分布在兩個線路10′和10″上，每個具有(中間)線路110′的一半大的口徑。在附圖7濾波器上變換器11′的接頭a是與變換器11″的接頭a和變換器11′的接頭b是與變換器11″的接頭b相連接的。兩個(第一種)變換器11′和11″則是電并聯的。兩個線路10′和10″的(第二種)變換器(在附圖2和附圖7上是耦合變換器)是相互連接的，即一方面變換器21′和22′和另外一方面21″和22″與線路110′的變換器221或者222是從附圖7產生的。在這里如同附圖2一樣出現同節(jié)拍-電路。反射器結構31′，31″是將線路10的反射器結構31分布在線路10′和10″產生的。線路110′的反射器被稱為31。
線路110′的(第二種)耦合變換器221和222是本發(fā)明擴展實施形式的其他特征。如從附圖中看出，它們是分成部分的。如從附圖中看出，耦合變換器221是由兩個部分2211和2212構成的，即兩個叉指型的變換器，將這些通過結構措施形成一個統(tǒng)一體。其中在變換器221或者222內的聲波區(qū)的相位各自恒定地垂直于波傳播方向。接頭之間的阻抗差別為四倍或者四分之一。同樣適合于耦合變換器111和其接頭2221和2222。
按照附圖7的濾波器的工作方式如下通過分解構成兩個輸入濾波器線路10′和10″，將這些對稱地插入在濾波器結構中。包含在其中的每個第一種和第二種變換器11′，21′，22′和11″，21″，22″的阻抗由于半個口徑是變換器11，21和22的兩倍。因為變換器11′和11″是并聯的，如同附圖2和如同在線路110上的濾波器存在同樣大的輸入阻抗。變換器21′和21″以及22′和22″各自在被表示的線路中是串聯的。因此單個變換器的阻抗四倍高于附圖2的變換器21，22。因為被分開的變換器221(和同樣變換器222)是由前后連接的變換器部分組成的，其(221，222)阻抗相比較同樣是四倍高。
按照附圖7本發(fā)明的這個擴展結構在結構上輸入邊和輸出邊有同樣大的阻抗，如同附圖1至附圖3濾波器的情況一樣和如同一般來說在實際中所要求的。
附圖7的濾波器由于結構措施已經有高的對稱特性。這從附圖8A和8B中對稱性測量曲線41和相位曲線141可以看出。為了繼續(xù)說明這些附圖應該參考附圖4A和4B的說明。附圖7的濾波器由于其涉及到對稱性還進一步改善的結構措施在這種濾波器的基質表面有特別高的信號對稱性和還有，如已經敘述過的，改善的截止衰減。附圖9A和9B表示了濾波器信號對稱性曲線41和在預先規(guī)定的濾波器帶寬42之外區(qū)域上所屬的相位曲線141，在這里頻率范圍為2至6GHz。在附圖上的虛線45和145表示當代技術水平濾波器的比較值。
附圖10表示了按照附圖7具有兩個電并聯的第一個線路10′，10″和第三個線路110′的濾波器的傳輸性能。按照附圖7的這種濾波器有不平衡功能。曲線E表示按照附圖7濾波器的傳輸性能和曲線St表示按照附圖13B當代技術水平的雙線路濾波器的曲線。
附圖11表示按照附圖7本發(fā)明擴展結構的實施例，這原則上類似于按照附圖1至3實施例的按照附圖6的擴展結構(和因此也按照附圖5)。在那里的說明在意義上也適合于按照附圖11的實施例。到目前為止附圖上使用的參考符號相應地也適合于附圖11。第一種)變換器還是具有按照本發(fā)明的偶數指數和第一種線路10′的點對稱結構是用11′a，11′b，...標志的。相應地也適合于另外線路10″的(第一種)變換器11″a，11″b，...，。在這里還是將線路10′和10″與雙線路濾波器的線路10相比較。在附圖11上中間的，第三個線路的變換器111a，111b，...，同樣是這樣的第一種變換器。線路10′，10″和110′的第一種變換器在各自的線路內是相互電連接的。其中線路10′和10″的并聯連接又是相互并聯的，即通過各自與接頭a和b的連接。在附圖11上這個并聯連接是，也就是說將接頭a和b宣布作為濾波器的輸入(輸入)。在每個線路10′和10″上安排了n倍的(第一種)變換器。在加上(n+1)倍數目上安排了使用作為耦合變換器的線路10′和10″的(第二種)變換器21′a，21′b，...，21′n+1和21″a，21″b，...，21″n+1和安排了線路110的變換器221a，221b，...，221n+1。這些(第二種)變換器在各自的線路上也是相互電并聯的，如從附圖中獲悉。此外這些(第二種)變換器，如在附圖11上表示的，在單個的線路之間是相互電連接的，即在其功能上是作為被表示的三線路濾波器的耦合變換器，由于電錯接這是雙線路濾波器類型的。各個線路其余的反射器是用31′，31″和31標志的。
按照附圖11的這種多線路濾波器與按照附圖7的濾波器具有被提高的而且結構實施的對稱性達到了優(yōu)點，這些優(yōu)點一方面是用例如按照附圖6的濾波器和另外一方面是用按照附圖7的濾波器相對于當代技術水平達到的。
此外附圖11的濾波器表示了如在附圖7上的中間的，第三個線路110′的第二種變換器221a，...，這些是由上面附圖7敘述的部分2211和2212構成的，這些是先后電連接的和聲波的作用是并聯的。
附圖12表示了變換器結構的一些例子，將它們可以使用在本發(fā)明的第一種和第二種變換器上或者使用在被表示的實施類型上，即作為加權的變換器(附圖12A)和/或作為具有阻抗變換的變換器(附圖12B至12D)。附圖12A的這種變換器又各自有偶數的指數。同樣的也適合于附圖12B，12C和12D。附圖12B的變換器有一個阻抗變換比為1∶4(或者4∶1)。附圖12C和12D的變換器是這樣構成的，將它們構成為與整數(有選擇的)不同的阻抗變換比。本發(fā)明重要的共同點還有附圖12A至12D的變換器，涉及到對稱性將它們構成為點對稱的。
權利要求
1.雙模式表面波濾波器，具有對稱/對稱或非對稱/對稱的信號輸入和信號輸出或者信號輸出和信號輸入，具有至少一個濾波器線路(10，110，10′，10″，110′，510，610，6110)，其中在各自一個這樣的濾波器線路上安排了-至少第一種變換器(11，111，11′，11″，11a，11b，...，111a，111b，...，11′a，11′b，...，11″a，11″b，...，111a，111b，...，)-第二種變換器(21，22，121，122，21′，22′，21″，22″，221，222，21a，21b，...，22a，22b，...，121a，121b，...，122a，122b，...，21′a，21′b，...，21″a，21″b，...，221a，221b，...，)和-反射器線路(31)，在其中第一種和第二種變換器是有選擇的輸入(輸入)和輸出(輸出)或者在多線路濾波器上的第二種變換器是濾波器線路的耦合變換器和在其中不僅第二種變換器而且第一種變換器有偶數的變換器指數(附圖1，2，3，5，6，7，11)。
2.按照權利要求1的濾波器，在單線路結構(510)中具有多個電并聯的第一種變換器(11a，11b,...，)和/或具有多個電并聯的第二種變換器(21a，21b,...，)，這些有選擇地一方面使用作為濾波器輸入的并聯電路和另外一方面表示使用作為濾波器輸出的并聯電路(附圖5)。
3.按照權利要求1的濾波器，在多線路結構中，每個線路具有多個電并聯的第一種變換器(11a，11b，...；111a，111b，)作為有選擇地一方面使用作為濾波器輸入和另外一方面使用作為濾波器輸出的并聯電路和具有多個電并聯的第二種變換器(21a，21b，...；121a，121b，...)作為線路(610，6110)的耦合變換器(附圖6)。
4.按照權利要求1的濾波器，在多線路結構中，在其中兩個第一個線路(10′，10″)涉及到濾波器的輸入和輸出是相互電并聯的和按照雙線路濾波器(附圖2，附圖3)的第二個線路的方式安排了第三個濾波器線路(110′)，其中兩個第一個線路(10′，10″)借助于其第二種變換器(21′，22′，21″，22″)是與第三個濾波器線路(110′)的第二種變換器(221，222)電耦合的和其中將第一個線路(10′，10″)與第三個線路(110′)對稱地定位安排在基質的表面上(附圖7)。
5.按照權利要求4的濾波器，其中在每個線路(10′，10″，110′)上各自安排了n倍數相互電并聯的第一種變換器(11a，11b，...；11″a，11″b，...；111a，111b，...)和(n+1)倍數的變換器相互電并聯的第二種變換器(21′a，21′b，...；21″a，21″b，...；221a，221b，...)(附圖11)。
6.按照權利要求4或5的濾波器，在其中各個線路的第一種和/或第二種變換器(111，221，222，221a，221b)是這樣的變換器，作為結構單元每個是由兩個變換器部分(1211和1212，2221和2222)構成的，其中各個變換器的這些部分是構成電串聯和聲波并聯的。(附圖7，11)。
全文摘要
改善對稱性和/或截止衰減的雙模式－OFW－(SAW－)濾波器通過選擇單線路,雙線路結構和用可能被分開的線路(10′,10″),其中第一種變換器(11,111...)和第二種變換器(21,22...),這些作為輸入變換器和/或輸出變換器和/或耦合變換器(當多線路結構時)始終有偶數的指數和是點對稱的。
文檔編號H03H9/00GK1370350SQ00811762
公開日2002年9月18日 申請日期2000年7月26日 優(yōu)先權日1999年8月16日
發(fā)明者G·斯特勞斯 申請人:埃普科斯股份有限公司