一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明公開(kāi)了一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)，包括逆變器模塊、PMSM模塊、第一Clark變換模塊、Park變換模塊、第二Clark變換模塊、卡爾曼觀測(cè)器模塊、第一比較器模塊、第一PI調(diào)節(jié)模塊、第二比較器模塊、第二PI調(diào)節(jié)模塊、第三比較器模塊、第三PI調(diào)節(jié)模塊、Park反變換模塊和SVPWM模塊，采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器來(lái)估算轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子位置，并通過(guò)估算轉(zhuǎn)子的位置和轉(zhuǎn)子速度來(lái)控制電機(jī)的調(diào)速。本發(fā)明利用無(wú)速度傳感器控制算法代替機(jī)械傳感器，用來(lái)獲取電機(jī)轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速信息，以減少閉環(huán)反饋信息中的誤差，同時(shí)給與滑模觀測(cè)器控制方法計(jì)算量小，易于工程上的實(shí)現(xiàn)。
【專利說(shuō)明】
一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明涉及無(wú)速度傳感器測(cè)速技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種基于采用卡爾曼濾波器的 滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)。
【背景技術(shù)】
[0002] 永磁同步電機(jī)因其結(jié)構(gòu)緊湊、性能可靠而在風(fēng)力發(fā)電、電動(dòng)汽車、船舶驅(qū)動(dòng)等領(lǐng)域 得到了廣泛的應(yīng)用。因永磁同步電機(jī)的控制通常在轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下完成，所以為了完成 永磁同步電機(jī)的控制，需要獲取其轉(zhuǎn)子的角度和速度。其中，采用角度和速度傳感器來(lái)獲取 這一信息是一種直接的方式，然而在很多應(yīng)用中，安裝角度和速度傳感器增加了安裝、維護(hù) 成本，同時(shí)由于現(xiàn)場(chǎng)環(huán)境較為惡劣，傳感器的精度容易受到震動(dòng)、灰塵和油污的影響，使得 系統(tǒng)易受外部環(huán)境干擾，降低了系統(tǒng)的可靠性。
[0003] 無(wú)速度傳感器的控制系統(tǒng)無(wú)需檢測(cè)硬件，免去了速度傳感器帶來(lái)的種種麻煩，提 高了系統(tǒng)的可靠性，降低了系統(tǒng)的成本;另一方面，使得系統(tǒng)的體積減小，重量變輕，而且減 少了電機(jī)與控制器的連線。而基于無(wú)速度傳感器的永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子角度、轉(zhuǎn)速估計(jì)方 法只需檢測(cè)電機(jī)的定子電流、電壓，結(jié)合電機(jī)的模型，即可從中提取轉(zhuǎn)子的角度和速度信 息，從而省去了角度和速度傳感器，達(dá)到提高了系統(tǒng)的可靠性，降低成本的目的。
【發(fā)明內(nèi)容】
[0004] 為了克服現(xiàn)有技術(shù)中的不足，本發(fā)明提出了一種易于工程實(shí)現(xiàn)的基于采用卡爾曼 濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)來(lái)估算轉(zhuǎn)子的位置和轉(zhuǎn)子速度，并用于矢量 控制閉環(huán)系統(tǒng)中，避免在一些特殊的工作環(huán)境下機(jī)械傳感器提供的信息不準(zhǔn)確。
[0005] 為了達(dá)到上述發(fā)明目的，解決其技術(shù)問(wèn)題所采用的技術(shù)方案如下：
[0006] -種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)，包括逆變器 模塊、PMSM模塊、第一 Clark變換模塊、Park變換模塊、第二Clark變換模塊、卡爾曼觀測(cè)器模 塊、第一比較器模塊、第一 PI調(diào)節(jié)模塊、第二比較器模塊、第二PI調(diào)節(jié)模塊、第三比較器模 塊、第三PI調(diào)節(jié)模塊、Park反變換模塊和SVPWM模塊，其中：
[0007] 所述PMSM模塊，用于檢測(cè)輸出三相電流Ia、I b和I c;
[0008] 所述第一 Clark變換模塊，用于將所述PMSM模塊輸出的三相電流Ia、Ib和I。通過(guò) Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電流ia和
[0009] 所述Park變換模塊，用于將所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和if!通 過(guò)Park變換后輸出兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q下的兩相電流Id和I q;
[0010] 所述第二Clark變換模塊，用于將所述逆變器模塊輸出的三相電壓Ua、Ub和Uc經(jīng)過(guò) Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電壓ua和up;
[0011] 所述卡爾曼觀測(cè)器模塊，用于將所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia 和ie和所述第二Clark變換模塊輸出的兩相定子電壓ua和ue進(jìn)行估算處理，估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速 的估計(jì)值和轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值& ;
[0012] 所述第一比較器模塊，用于將所述卡爾曼觀測(cè)器模塊中估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值 6^乘以一常數(shù)得到估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n，并將估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速η與實(shí)際的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速η*進(jìn)行作 差運(yùn)算；
[0013] 所述第一 ΡΙ調(diào)節(jié)模塊，用于將所述第一比較器模塊比較的差值通過(guò)ΡΙ調(diào)節(jié)后輸出 q軸參考電流4. 9
[0014] 所述第二比較器模塊，用于將所述第一 PI調(diào)節(jié)模塊調(diào)節(jié)后輸出q軸參考電流·/:與 所述Park變換模塊輸出的兩相電流"進(jìn)行作差運(yùn)算；
[0015] 所述第二PI調(diào)節(jié)模塊，用于將所述第二比較器模塊比較的差值通過(guò)PI調(diào)節(jié)后輸出 q軸參考電壓％ ,
[0016] 所述第三比較器模塊，用于將d軸參考電流與所述Park變換模塊輸出的電流Id進(jìn) 行作差運(yùn)算；
[0017] 所述第三PI調(diào)節(jié)模塊，用于將所述第三比較器模塊比較的差值通過(guò)PI調(diào)節(jié)后輸出 d軸參考電壓
[0018] 所述Park反變換模塊，用于將所述第二PI調(diào)節(jié)模塊輸出的q軸參考電壓 < 和所述 第三PI調(diào)節(jié)模塊輸出的d軸參考電壓< 通過(guò)Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下 的兩相控制電壓<和％;
[0019] 所述SVP麗模塊，用于將兩相控制電壓<和|4進(jìn)行空間矢量脈寬調(diào)制，輸出Ρ麗波 形至所述逆變器模塊，所述逆變器模塊向所述PMSM模塊輸入三相電壓U a、Ub和Uc，從而控制 所述PMSM模塊。
[0020] 具體的，所述卡爾曼觀測(cè)器模塊具體包括SM0優(yōu)化算法子模塊、第四比較器子模 塊、飽和函數(shù)計(jì)算子模塊、滑模增益子模塊、低通濾波器子模塊、卡爾曼濾波器子模塊、轉(zhuǎn)速 估算子模塊、位置補(bǔ)償子模塊、位置估算子模塊和求和模塊，其中：
[0021] 所述SM0優(yōu)化算法子模塊，用于將所述第二Clark變換模塊輸出的兩相定子電壓Ua 和ue與所述滑模增益模塊處理后輸出的反電動(dòng)勢(shì)ea和ee經(jīng)過(guò)SM0優(yōu)化算法計(jì)算后輸出電流 估算值4和& ;
[0022] 所述第四比較器子模塊，用于將所述SM0優(yōu)化算法子模塊輸出的電流估算值?和& 與所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和b進(jìn)行作差運(yùn)算，得到邱軸上的電流誤 差值/^和/# ;
[0023] 所述飽和函數(shù)計(jì)算子模塊，用于將所述第四比較器子模塊輸出的邱軸上的電流誤 差值&和&經(jīng)過(guò)飽和函數(shù)運(yùn)算及所述滑模增益模塊處理后得到反電動(dòng)勢(shì)ea和ee;
[0024] 所述低通濾波器子模塊，用于將所述滑模增益模塊處理后輸出的反電動(dòng)勢(shì)θα和ee 通過(guò)低通濾波后得到滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值I和0;
[0025] 所述卡爾曼濾波器子模塊，用于將所述低通濾波器子模塊低通濾波后得到的滑模 觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值^和#經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的反電 動(dòng)勢(shì)估計(jì)值L和
[0026] 所述轉(zhuǎn)速估算子模塊，用于將所述卡爾曼濾波器子模塊卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò) 卡爾曼濾波后的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值通過(guò)轉(zhuǎn)速估算得到轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值;
[0027] 所述位置估算子模塊，用于將所述卡爾曼濾波器子模塊卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò) 卡爾曼濾波后的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值&和0通過(guò)位置估算得到轉(zhuǎn)子位置未補(bǔ)償前的估計(jì)值 Λ 心. 9
[0028] 所述位置補(bǔ)償子模塊，用于通過(guò)對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ)償，得出經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的 相位補(bǔ)償量. .，
[0029] 所述求和模塊，用于將所述位置估算子模塊得到的轉(zhuǎn)子位置未補(bǔ)償前的估計(jì)值 和所述位置補(bǔ)償子模塊得到的相位補(bǔ)償量進(jìn)行求和，得到轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值
[0030] 作為一實(shí)施例，所述SM0優(yōu)化算法子模塊中的SM0優(yōu)化算法具體包括以下計(jì)算步 驟：
[0031] 首先，建立交流永磁同步電機(jī)在兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中的數(shù)學(xué)模型：
[0034]其中，^為電流i在〇軸上的電流值iα的導(dǎo)數(shù)，&為電流i在β軸上的電流值iβ的導(dǎo) 數(shù)，Rs為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測(cè)器在α軸上的反電動(dòng)勢(shì)，ee為滑模觀測(cè) 器在β軸上的反電動(dòng)勢(shì)，ua為電壓U在α軸上的電壓值，ue為電壓U在β軸上的電壓值；
[0035]其次，代入反電動(dòng)勢(shì)方程：
[0036] ea = -itf ω rsin9 (3)
[0037] Θβ = Φ? ω rcos0 (4)
[0038] 其中，Φ?為轉(zhuǎn)子上永磁體產(chǎn)生的磁鏈，cor為同步轉(zhuǎn)速，θ為轉(zhuǎn)子角位置；
[0039] 再者，交流永磁同步電機(jī)在兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中的SM0優(yōu)化計(jì)算方程為：
[0042] 其中，&分別為ia、ifs的估算值，k為滑模切換增益；
[0043] 最后，由上述可得電流估計(jì)誤差方程：
[0046] 其中，.為α軸上的電流誤差值，_&為β軸上的電流誤差值。
[0047] 作為一實(shí)施例，所述第四比較器子模塊中的電流誤差值?和&的計(jì)算方程為：
[0048] （9)
[0049] (1〇)
[0050] 其中，&、'和ia為α軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，&和ie為β軸 上的電流誤差值、電流估算值和電流值。
[0051] 作為一實(shí)施例，所述飽和函數(shù)計(jì)算子模塊中的反電動(dòng)勢(shì)ea和ee的計(jì)算過(guò)程分別包 括以下步驟：
[0052] 首先，選取sat為飽和函數(shù)進(jìn)行飽和函數(shù)運(yùn)算，即：
[0054] 其次，選取李雅普諾夫函數(shù)：
對(duì)V求導(dǎo)，當(dāng)k>max( | ea |，| eg | )時(shí)，貝lj F < 0，V>0，由李雅普諾夫穩(wěn)定性定理知，電流滑模觀測(cè)器是穩(wěn)定的；
[0055] 再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當(dāng)進(jìn)入滑動(dòng)模態(tài)時(shí)，有1=0，/,=0和
[0056] e. = ksal{iu) (12)
[0057] c^ksaKi,,) (13)
[0058] 其中，ea和ee為滑模觀測(cè)器的反電動(dòng)勢(shì)，Ζ·β為α軸上的電流誤差值，&為β軸上的電 流誤差值，k為滑模切換增益。
[0059] 作為一實(shí)施例，所述低通濾波器子模塊中通過(guò)低通濾波器得到滑模觀測(cè)器估算的 反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值&和#的計(jì)算過(guò)程包括：
[0060] 使用低通濾波器，將不連續(xù)的開(kāi)關(guān)信號(hào)轉(zhuǎn)換為等效的連續(xù)信號(hào)，相應(yīng)計(jì)算公式如 下：
[0063] 其中，和#為滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值，《。為低通濾波器的截止頻 率，s為拉普拉斯算子，e。和ee為滑模觀測(cè)器的反電動(dòng)勢(shì)。
[0064] 作為一實(shí)施例，所述低通濾波器子模塊中還包括以下計(jì)算步驟：
[0065] 首先，轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值通過(guò)以下公式求得：
[0067] 其中，&為轉(zhuǎn)子位置的估算值，^和^為滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)；
[0068] 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ) 償，其相位補(bǔ)償量為：
[0070] 其中，是相位補(bǔ)償量，ω為穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速，ω。為低通濾波器的截止頻率；
[0071] 再者，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值通過(guò)以下公式求得：
[0073] 其中，@為轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速估算值，^和^為滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)，如為轉(zhuǎn)子上永 磁體產(chǎn)生的磁鏈。
[0074] 作為一實(shí)施例，所述卡爾曼濾波器子模塊中采用卡爾曼濾波器將得到的&和#濾 波后的反電動(dòng)勢(shì)&和人隨機(jī)噪聲信號(hào)中得到最優(yōu)觀測(cè)，卡爾曼濾波器的狀態(tài)方程如下：
[0078]其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，欲為卡爾曼濾波器的轉(zhuǎn)子電角速度估算值，1和 q為反電動(dòng)勢(shì)ea和ee通過(guò)低通濾波器得到滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值，I和^為滑 模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值^和^經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的反 電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值。
[0079]作為一實(shí)施例，所述轉(zhuǎn)速估算子模塊中經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值通 過(guò)以下公式求得：
[0081] 其中，.為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速估算值，&和q為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的 滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)，為轉(zhuǎn)子上永磁體產(chǎn)生的磁鏈。
[0082] 作為一實(shí)施例，所述位置估算子模塊中經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值通 過(guò)以下公式求得：
[0084] 其中，^為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子位置的估算值，I和@為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后 的滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)。
[0085] 作為一實(shí)施例，所述位置補(bǔ)償子模塊中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定 的滯后性，須對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ)償，經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的相位補(bǔ)償量為：
[0087] 其中，Δ&是相位補(bǔ)償量，ω為穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速，ω。為低通濾波器的截止頻率。
[0088] 本發(fā)明由于采用以上技術(shù)方案，使之與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有以下的優(yōu)點(diǎn)和積極效 果：
[0089] 1、本發(fā)明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)，實(shí) 現(xiàn)了永磁同步電機(jī)的高精度無(wú)速度傳感器控制，代替了傳統(tǒng)的機(jī)械傳感器，減少了系統(tǒng)的 體積和成本，增加了系統(tǒng)的可靠性，并擴(kuò)展永磁同步電機(jī)的應(yīng)用范圍；
[0090] 2、本發(fā)明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)，能 有效抑制滑膜變結(jié)構(gòu)控制引入的高頻抖振，同時(shí)兼有滑模變結(jié)構(gòu)控制響應(yīng)迅速、無(wú)需系統(tǒng) 辨識(shí)等優(yōu)點(diǎn)以及擴(kuò)展卡爾曼濾波抗隨機(jī)干擾和噪聲能力強(qiáng)、可實(shí)時(shí)參數(shù)更新等優(yōu)點(diǎn)；
[0091] 3、本發(fā)明對(duì)永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型的精度要求不高，對(duì)系統(tǒng)參數(shù)不確 定性、外界擾動(dòng)有著自適應(yīng)性和較強(qiáng)的魯棒性，在對(duì)永磁同步電機(jī)控制中有著優(yōu)良的動(dòng)、靜 態(tài)特性；
[0092] 4、本發(fā)明中的卡爾曼濾波器不僅對(duì)由于電機(jī)參數(shù)誤差造成的估算誤差，有著很好 的消除作用，而且可以濾除反電動(dòng)勢(shì)中的紋波分量，具有較強(qiáng)的魯棒性，使得永磁同步電機(jī) 的控制系統(tǒng)有更好的穩(wěn)態(tài)效果和動(dòng)態(tài)響應(yīng)；
[0093] 5、本發(fā)明具有低成本、控制算法簡(jiǎn)單、轉(zhuǎn)速及位置的估算速度及精度高等優(yōu)點(diǎn)。
【附圖說(shuō)明】
[0094] 為了更清楚地說(shuō)明本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案，下面將對(duì)實(shí)施例描述中所需要使用 的附圖作簡(jiǎn)單的介紹。顯而易見(jiàn)，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實(shí)施例，對(duì)于本領(lǐng) 域技術(shù)人員來(lái)講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。附 圖中：
[0095] 圖1是本發(fā)明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng) 中滑模變結(jié)構(gòu)控制系統(tǒng)的運(yùn)動(dòng)過(guò)程圖；
[0096] 圖2是本發(fā)明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng) 中無(wú)速度傳感器控制框圖；
[0097] 圖3是本發(fā)明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng) 中卡爾曼觀測(cè)器結(jié)構(gòu)圖；
[0098] 圖4是本發(fā)明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng) 所對(duì)應(yīng)的系統(tǒng)仿真圖；
[0099] 圖5是本發(fā)明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng) 中轉(zhuǎn)速突變時(shí)的仿真波形圖；
[0100] 圖6是本發(fā)明一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng) 中轉(zhuǎn)矩突變時(shí)的仿真波形圖。
[0101] 【主要符號(hào)標(biāo)記】
[0102] 1-逆變器模塊；
[0103] 2-PMSM 模塊；
[0104] 3-第一 Clark變換模塊；
[0105] 4-Park 變換模塊；
[0106] 5-第二Clark變換模塊；
[0107] 6-卡爾曼觀測(cè)器模塊；
[0108] 7-第一比較器模塊；
[0109] 8-第一 PI調(diào)節(jié)模塊；
[0110] 9-第二比較器模塊；
[0111] 10-第二PI調(diào)節(jié)模塊；
[0112] 11-第三比較器模塊；
[0113] 12-第三PI調(diào)節(jié)模塊；
[0114] 13-Park反變換模塊；
[0115] 14-SVPWM 模塊；
[0116] 61-SM0優(yōu)化算法子模塊；
[0117] 62-第四比較器子模塊；
[0118] 63-飽和函數(shù)計(jì)算子模塊；
[0119] 64-滑模增益子模塊；
[0120] 65-低通濾波器子模塊；
[0121] 66-卡爾曼濾波器子模塊；
[0122] 67-轉(zhuǎn)速估算子模塊；
[0123] 68-位置補(bǔ)償子模塊；
[0124] 69-位置估算子模塊；
[0125] 610-求和模塊。
【具體實(shí)施方式】
[0126] 以下將結(jié)合本發(fā)明的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整的描述 和討論，顯然，這里所描述的僅僅是本發(fā)明的一部分實(shí)例，并不是全部的實(shí)例，基于本發(fā)明 中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒(méi)有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下所獲得的所有其他實(shí)施 例，都屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。
[0127] 參見(jiàn)圖1，本發(fā)明專利中的現(xiàn)在考慮一般的情況，存在一個(gè)切換面s(X) = s(X1， X2, · · ·，Xn)=0,它將X = f(X)(xeRn)這個(gè)系統(tǒng)的狀態(tài)空間分成上下兩個(gè)部分s>0和S〈0。 如圖1所示，在切換面上有3種情況的運(yùn)動(dòng)點(diǎn)。點(diǎn)A為通常點(diǎn)，當(dāng)?shù)竭_(dá)切換面S = 0附近時(shí)，運(yùn)動(dòng) 點(diǎn)穿越點(diǎn)A而過(guò);點(diǎn)B為起始點(diǎn)，當(dāng)?shù)竭_(dá)切換面s = 0附近時(shí)，運(yùn)動(dòng)點(diǎn)從切換面兩邊離開(kāi)點(diǎn)B;點(diǎn) C為終止點(diǎn)，當(dāng)?shù)竭_(dá)切換面s = 0附近時(shí)，運(yùn)動(dòng)點(diǎn)從切換面兩邊趨近于點(diǎn)C。
[0128] 在滑模變結(jié)構(gòu)中，終止點(diǎn)有著特殊的意義，而起始點(diǎn)與通常點(diǎn)基本沒(méi)有什么意義。 當(dāng)運(yùn)動(dòng)點(diǎn)在切換面上的某一段區(qū)域內(nèi)都是終止點(diǎn)的時(shí)候，且一旦趨向于該區(qū)域時(shí)就會(huì)在此 區(qū)域內(nèi)運(yùn)動(dòng)。此時(shí)，稱此區(qū)域?yàn)?滑動(dòng)模態(tài)"區(qū)即"滑模"區(qū)，系統(tǒng)在此區(qū)域的運(yùn)動(dòng)叫做"滑模 ?動(dòng)。
[0129] 結(jié)合圖2,本發(fā)明公開(kāi)了一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感 器控制系統(tǒng)，包括逆變器模塊l、PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor，永磁同步電 機(jī))模塊2、第一 Clark變換模塊3、Park變換模塊4、第二Clark變換模塊5、卡爾曼觀測(cè)器模塊 6、第一比較器模塊7、第一 PI調(diào)節(jié)模塊8、第二比較器模塊9、第二PI調(diào)節(jié)模塊10、第三比較器 模塊11、第三PI調(diào)節(jié)模塊12、Park反變換模塊13和SVPWM(Space Vector Pulse Width Modu lat i on，空間矢量脈寬調(diào)制)模塊14，其中：
[0130] 所述PMSM模塊2,用于檢測(cè)輸出三相電流Ia、Ib和Ic;
[0131] 所述第一 Clark變換模塊3,用于將所述PMSM模塊2輸出的三相電流Ia、Ib和1。通過(guò) Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電流ia和
[0132] 所述Park變換模塊4,用于將所述第一 Clark變換模塊3輸出的兩相定子電流ia和ie 通過(guò)Park變換后輸出兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q下的兩相電流Id和Iq;
[0133] 所述第二Clark變換模塊5,用于將所述逆變器模塊1輸出的三相電壓Ua、U b和Uc經(jīng) 過(guò)Clark變換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電壓ua和up;
[0134] 所述卡爾曼觀測(cè)器模塊6,用于將所述第一Clark變換模塊3輸出的兩相定子電流 ia和ie和所述第二Clark變換模塊5輸出的兩相定子電壓ua和ue進(jìn)行估算處理，估算出轉(zhuǎn)子 轉(zhuǎn)速的估計(jì)值6&和轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值;
[0135] 所述第一比較器模塊7,用于將所述卡爾曼觀測(cè)器模塊6中估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì) 值^^乘以一常數(shù)得到估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n，并將估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速η與實(shí)際的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速η*進(jìn)行作 差運(yùn)算；
[0136] 所述第一 ΡΙ調(diào)節(jié)模塊8,用于將所述第一比較器模塊7比較的差值通過(guò)ΡΙ調(diào)節(jié)后輸 出q軸參考電流4 . 9
[0137] 所述第二比較器模塊9,用于將所述第一PI調(diào)節(jié)模塊8調(diào)節(jié)后輸出q軸參考電流< 與所述Park變換模塊4輸出的兩相電流^進(jìn)行作差運(yùn)算；
[0138] 所述第二PI調(diào)節(jié)模塊10,用于將所述第二比較器模塊9比較的差值通過(guò)PI調(diào)節(jié)后 輸出q軸參考電壓. 9
[0139] 所述第三比較器模塊11，用于將d軸參考電流與所述Park變換模塊4輸出的電流 Id進(jìn)行作差運(yùn)算；
[0140]所述第三PI調(diào)節(jié)模塊12,用于將所述第三比較器模塊11比較的差值通過(guò)PI調(diào)節(jié)后 輸出d軸參考電壓〃f/ . $
[0141] 所述Park反變換模塊13,用于將所述第二PI調(diào)節(jié)模塊10輸出的q軸參考電壓《;和 所述第三PI調(diào)節(jié)模塊12輸出的d軸參考電壓乂通過(guò)Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系 下的兩相控制電壓w〔和〃 \
[0142] 所述SVPWM模塊14，用于將兩相控制電壓< 和<進(jìn)行空間矢量脈寬調(diào)制，輸出PWM 波形至所述逆變器模塊1，所述逆變器模塊1向所述PMSM模塊2輸入三相電壓Ua、Ub和Uc，從而 控制所述PMSM模塊2。
[0143] 在所述第一Clark變換模塊3中，將三相電流Ia、Ib和I。經(jīng)過(guò)Clark變換，輸出兩相靜 止直角坐標(biāo)系下的兩相定子電流和ie具體涉及的換算公式如下：
[0145]在所述Park變換模塊4中，將兩相定子電流ia和經(jīng)過(guò)Park變換，輸出兩相同步旋 轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q下的兩相電流Id和Iq具體涉及的換算公式如下：
[0147] 其中，|為估算的轉(zhuǎn)子角。
[0148] 在所述第二Clark變換模塊5中，將所述逆變器模塊1輸出的三相電壓Ua、Ub和Uc經(jīng) 過(guò)Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電壓u a和ue具體涉及的換算公式 如下：
[0150] 進(jìn)一步的，結(jié)合圖3,所述卡爾曼觀測(cè)器模塊6具體包括SM0(Sliding mode observer，滑模觀測(cè)器)優(yōu)化算法子模塊61、第四比較器子模塊62、飽和函數(shù)計(jì)算子模塊63、 滑模增益子模塊64、低通濾波器子模塊65、卡爾曼濾波器子模塊66、轉(zhuǎn)速估算子模塊67、位 置補(bǔ)償子模塊68、位置估算子模塊69和求和模塊610，其中：
[0151] 所述SM0優(yōu)化算法子模塊61，用于將所述第二Clark變換模塊5輸出的兩相定子電 壓Ua和Ue與所述滑模增益模塊64處理后輸出的反電動(dòng)勢(shì)ea和e e經(jīng)過(guò)SMO優(yōu)化算法計(jì)算后輸 出電流估算值&和& ;
[0152]所述第四比較器子模塊62,用于將所述SM0優(yōu)化算法子模塊61輸出的電流估算值 4和&與所述第一 Clark變換模塊3輸出的兩相定子電流ia和ie進(jìn)行作差運(yùn)算，得到αβ軸上 的電流誤差值?和&
[0153]所述飽和函數(shù)計(jì)算子模塊63,用于將所述第四比較器子模塊62輸出的邱軸上的電 流誤差值t和^經(jīng)過(guò)飽和函數(shù)運(yùn)算及所述滑模增益模塊64處理后得到反電動(dòng)勢(shì)ea和ee;
[0154] 所述低通濾波器子模塊65,用于將所述滑模增益模塊64處理后輸出的反電動(dòng)勢(shì)& 和ee通過(guò)低通濾波后得到滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值&和4 :
[0155] 所述卡爾曼濾波器子模塊66,用于將所述低通濾波器子模塊65低通濾波后得到的 滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值&和#經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的 反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值L和Ο;
[0156]所述轉(zhuǎn)速估算子模塊67,用于將所述卡爾曼濾波器子模塊66卡爾曼濾波后得到了 經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值和通過(guò)轉(zhuǎn)速估算得到轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值;
[0157] 所述位置估算子模塊69,用于將所述卡爾曼濾波器子模塊66卡爾曼濾波后得到了 經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值&和^通過(guò)位置估算得到轉(zhuǎn)子位置未補(bǔ)償前的估計(jì) 值 9
[0158] 所述位置補(bǔ)償子模塊68,用于通過(guò)對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ)償，得出經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后 的相位補(bǔ)償量δΙ .
[0159] 所述求和模塊610,用于將所述位置估算子模塊69得到的轉(zhuǎn)子位置未補(bǔ)償前的估 計(jì)值<￡和所述位置補(bǔ)償子模塊68得到的相位補(bǔ)償量進(jìn)行求和，得到轉(zhuǎn)子位置的估計(jì) 值 。
[0160]作為一實(shí)施例，所述SM0優(yōu)化算法子模塊61中的SM0優(yōu)化算法具體包括以下計(jì)算步 驟：
[0161]首先，建立交流永磁同步電機(jī)在兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中的數(shù)學(xué)模型：
*
[0164]其中，/為電流i在α軸上的電流值。的導(dǎo)數(shù)，/為電流i在β軸上的電流值b的導(dǎo) α μ 數(shù)，Rs為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測(cè)器在α軸上的反電動(dòng)勢(shì)，ee為滑模觀測(cè) 器在β軸上的反電動(dòng)勢(shì)，Ua為電壓U在α軸上的電壓值，Uf!為電壓U在β軸上的電壓值；
[0165] 其次，代入反電動(dòng)勢(shì)方程：
[0166] ea = -itf ω rsin9 (3)
[0167] Θβ = Φ? ω rcos0 (4)
[0168] 其中，Φ?為轉(zhuǎn)子上永磁體產(chǎn)生的磁鏈，cor為同步轉(zhuǎn)速，θ為轉(zhuǎn)子角位置；
[0169] 再者，交流永磁同步電機(jī)在兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中的SM0優(yōu)化計(jì)算方程為：
[0172] 其中，/、/分別為ia、ifs的估算值，k為滑模切換增益； (X p
[0173] 最后，由上述可得電流估計(jì)誤差方程：
[0176] 其中，?α.為a軸上的電流誤差值，&為0軸上的電流誤差值。
[0177] 作為一實(shí)施例，所述第四比較器子模塊62中的電流誤差值4和&的計(jì)算方程為： 則 〇 （9)
[0179] ?β=，Ιβ-?β (10)
[0180] 其中，?、￡和^為a軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，b、&和ie為β軸 上的電流誤差值、電流估算值和電流值。
[0181] 作為一實(shí)施例，所述飽和函數(shù)計(jì)算子模塊63中的反電動(dòng)勢(shì)ea和ee的計(jì)算過(guò)程分別 包括以下步驟：
[0182] 首先，選取sat為飽和函數(shù)進(jìn)行飽和函數(shù)運(yùn)算，即：
[0184]其次，選取李雅普諾夫函數(shù)：
，對(duì)V求導(dǎo)，當(dāng)k>max(|ea|，|郎|)時(shí)，則 f <〇，V>0，由李雅普諾夫穩(wěn)定性定理知，電流滑模觀測(cè)器是穩(wěn)定的；
[0185] 再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當(dāng)進(jìn)入滑動(dòng)模態(tài)時(shí)，有/"=0，/,,=0和
[0186] =： Lsai (/,) (12)
[0187] e.^ksaHj,,) (13)
[0188] 其中，ea和ee為滑模觀測(cè)器的反電動(dòng)勢(shì)，?為α軸上的電流誤差值，％為β軸上的電 流誤差值，k為滑模切換增益。
[0189] 作為一實(shí)施例，所述低通濾波器子模塊65中通過(guò)低通濾波器得到滑模觀測(cè)器估算 的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值^和％的計(jì)算過(guò)程包括：
[0190]使用低通濾波器，將不連續(xù)的開(kāi)關(guān)信號(hào)轉(zhuǎn)換為等效的連續(xù)信號(hào)，相應(yīng)計(jì)算公式如 下：
[0193] 其中，^和以.為滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值，ω。為低通濾波器的截止頻 率，S為拉普拉斯算子，ea和ee為滑模觀測(cè)器的反電動(dòng)勢(shì)。
[0194] 作為一實(shí)施例，所述低通濾波器子模塊65中還包括以下計(jì)算步驟：
[0195] 首先，轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值通過(guò)以下公式求得：
[0197] 其中4為轉(zhuǎn)子位置的估算值，&和'為滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)；
[0198] 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ) 償，其相位補(bǔ)償量為：
[0200]其中，是相位補(bǔ)償量，ω為穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速，ω。為低通濾波器的截止頻率；
[0201]再者，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值通過(guò)以下公式求得：
[0203] 其中，μ為轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速估算值，&和#為滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)，為轉(zhuǎn)子上永 磁體產(chǎn)生的磁鏈。
[0204] 由于系統(tǒng)有高頻紋波存在，利用低通濾波器對(duì)反電動(dòng)勢(shì)進(jìn)行濾波，不能很好的濾 除估算誤差和紋波分量，而卡爾曼濾波器不僅對(duì)由于電機(jī)參數(shù)誤差造成的估算誤差，有著 很好的消除作用，而且可以濾除反電動(dòng)勢(shì)中的紋波分量，具有較強(qiáng)的魯棒性，使得永磁同步 電機(jī)的控制系統(tǒng)有更好的穩(wěn)態(tài)效果和動(dòng)態(tài)響應(yīng)。利用一階低通濾波器對(duì)其進(jìn)行低通濾波， 得到連續(xù)的反電動(dòng)勢(shì)為&和2/^在高性能的電機(jī)應(yīng)用中，和#是不能直接利用的，因?yàn)?估算的反電動(dòng)勢(shì)&和2/;中含有測(cè)量噪聲，因而采用卡爾曼濾波器將得到的&和#濾波后 的反電動(dòng)勢(shì)％和人隨機(jī)噪聲信號(hào)中得到最優(yōu)觀測(cè)。作為一實(shí)施例，所述卡爾曼濾波器子 模塊66中采用卡爾曼濾波器將得到的；^和#濾波后的反電動(dòng)勢(shì)&和#從隨機(jī)噪聲信號(hào) W f 中得到最優(yōu)觀測(cè)，卡爾曼濾波器的狀態(tài)方程如下：
[0208] 其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，你為卡爾曼濾波器的轉(zhuǎn)子電角速度估算值，& 和％為反電動(dòng)勢(shì)e。和郎通過(guò)低通濾波器得到滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值，^和&為 滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值&和^經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的 反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值。
[0209] 作為一實(shí)施例，所述轉(zhuǎn)速估算子模塊67中經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值 通過(guò)以下公式求得：
[0211] 其中，為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速估算值，％和#為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的 滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)，為轉(zhuǎn)子上永磁體產(chǎn)生的磁鏈。
[0212] 作為一實(shí)施例，所述位置估算子模塊69中經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值 通過(guò)以下公式求得：
[0214] 其中，為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子位置的估算值，e"和#為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后 的滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)。
[0215] 作為一實(shí)施例，所述位置補(bǔ)償子模塊68中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一 定的滯后性，須對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ)償，經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的相位補(bǔ)償量為：
[0217] 其中，么&是相位補(bǔ)償量，ω為穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速，ω c為低通濾波器的截止頻率。
[0218] 所述第一比較器模塊7中，所述卡爾曼觀測(cè)器模塊6估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值$與 估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速η之間的關(guān)系為：
[0220] 即，所述常數(shù)為9.55。
[0221] 在所述Park反變換模塊13中，將所述第二PI調(diào)節(jié)模塊10中輸出的q軸參考電壓< 和所述第三PI調(diào)節(jié)模塊12中輸出的d軸參考電壓'經(jīng)過(guò)Park反變換，輸出兩相靜止直角坐 標(biāo)系下的兩相控制電壓《1和4具體涉及以下?lián)Q算公式：
[0223] 其中，I為估算的轉(zhuǎn)子角。
[0224] 圖5和圖6是通過(guò)圖4仿真達(dá)到的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明轉(zhuǎn)速突變或負(fù)載突變時(shí) 轉(zhuǎn)角誤差幾乎為〇，轉(zhuǎn)速的誤差在-6.5-3之間，轉(zhuǎn)矩的脈動(dòng)在2.5-3.3之間。表明了該發(fā)明 專利所設(shè)計(jì)的融合卡爾曼的滑模觀測(cè)器在轉(zhuǎn)速突變或在負(fù)載突變的情況下，都能很好跟蹤 電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)角變化，控制精度高，動(dòng)態(tài)性能好，具有一定的實(shí)用性。
[0225] 以上所述，僅為本發(fā)明較佳的【具體實(shí)施方式】，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此， 任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換， 都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求的保護(hù)范圍 為準(zhǔn)。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)，其特征在于， 包括逆變器模塊、PMSM模塊、第一 Clark變換模塊、Park變換模塊、第二Clark變換模塊、卡爾 曼觀測(cè)器模塊、第一比較器模塊、第一 PI調(diào)節(jié)模塊、第二比較器模塊、第二PI調(diào)節(jié)模塊、第三 比較器模塊、第三PI調(diào)節(jié)模塊、Park反變換模塊和SVPffM模塊，其中： 所述PMSM模塊，用于檢測(cè)輸出三相電流Ia、Ib和Ic; 所述第一 Clark變換模塊，用于將所述PMSM模塊輸出的三相電流Ia、Ib和1。通過(guò)Clark變 換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電流ia和ie; 所述Park變換模塊，用于將所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和ip通過(guò) Park變換后輸出兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q下的兩相電流Id和Iq; 所述第二Clark變換模塊，用于將所述逆變器模塊輸出的三相電壓Ua、Ub和Uc經(jīng)過(guò)Clark 變換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系下的兩相定子電壓Ua和up; 所述卡爾曼觀測(cè)器模塊，用于將所述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和和 所述第二Clark變換模塊輸出的兩相定子電壓Ua和up進(jìn)行估算處理，估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì) 值@￡和轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值; 所述第一比較器模塊，用于將所述卡爾曼觀測(cè)器模塊中估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值^^乘 以一常數(shù)得到估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n，并將估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速η與實(shí)際的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速η*進(jìn)行作差運(yùn) 算； 所述第一 PI調(diào)節(jié)模塊，用于將所述第一比較器模塊比較的差值通過(guò)PI調(diào)節(jié)后輸出q軸 參考電流4 . 9 所述第二比較器模塊，用于將所述第一PI調(diào)節(jié)模塊調(diào)節(jié)后輸出q軸參考電流?與所述 Park變換模塊輸出的兩相電流^進(jìn)行作差運(yùn)算； 所述第二PI調(diào)節(jié)模塊，用于將所述第二比較器模塊比較的差值通過(guò)PI調(diào)節(jié)后輸出q軸 參考電壓％. 所述第三比較器模塊，用于將d軸參考電流/〗與所述Park變換模塊輸出的電流Id進(jìn)行作 差運(yùn)算； 所述第三PI調(diào)節(jié)模塊，用于將所述第三比較器模塊比較的差值通過(guò)PI調(diào)節(jié)后輸出d軸 參考電壓?々.:丨 所述Park反變換模塊，用于將所述第二PI調(diào)節(jié)模塊輸出的q軸參考電壓 < 和所述第三 PI調(diào)節(jié)模塊輸出的d軸參考電壓《：：通過(guò)Park反變換后輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩 相控制電壓.M=和％ 所述SVPffM模塊，用于將兩相控制電壓<和^進(jìn)行空間矢量脈寬調(diào)制，輸出PffM波形至所 述逆變器模塊，所述逆變器模塊向所述PMSM模塊輸入三相電壓Ua、Ub和Uc，從而控制所述 PMSM模塊。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)，其特征在于，所述卡爾曼觀測(cè)器模塊具體包括SMO優(yōu)化算法子模塊、第四比較器子 模塊、飽和函數(shù)計(jì)算子模塊、滑模增益子模塊、低通濾波器子模塊、卡爾曼濾波器子模塊、轉(zhuǎn) 速估算子模塊、位置補(bǔ)償子模塊、位置估算子模塊和求和模塊，其中： 所述SMO優(yōu)化算法子模塊，用于將所述第二Clark變換模塊輸出的兩相定子電壓Ua和Ue 與所述滑模增益模塊處理后輸出的反電動(dòng)勢(shì)ea和ee經(jīng)過(guò)SMO優(yōu)化算法計(jì)算后輸出電流估算 值4和V; 所述第四比較器子模塊，用于將所述SMO優(yōu)化算法子模塊輸出的電流估算值4和&與所 述第一 Clark變換模塊輸出的兩相定子電流ia和進(jìn)行作差運(yùn)算，得到邱軸上的電流誤差值 所述飽和函數(shù)計(jì)算子模塊，用于將所述第四比較器子模塊輸出的αβ軸上的電流誤差值 &和$經(jīng)過(guò)飽和函數(shù)運(yùn)算及所述滑模增益模塊處理后得到反電動(dòng)勢(shì)~和ee; 所述低通濾波器子模塊，用于將所述滑模增益模塊處理后輸出的反電動(dòng)勢(shì)ea和ee通過(guò) 低通濾波后得到滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值i和^; 所述卡爾曼濾波器子模塊，用于將所述低通濾波器子模塊低通濾波后得到的滑模觀測(cè) 器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值^和#經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的反電動(dòng)勢(shì) 估計(jì)值％和辦； 所述轉(zhuǎn)速估算子模塊，用于將所述卡爾曼濾波器子模塊卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò)卡爾 曼濾波后的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值％和@通過(guò)轉(zhuǎn)速估算得到轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值 所述位置估算子模塊，用于將所述卡爾曼濾波器子模塊卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò)卡爾 曼濾波后的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值I和^通過(guò)位置估算得到轉(zhuǎn)子位置未補(bǔ)償前的估計(jì)值; 所述位置補(bǔ)償子模塊，用于通過(guò)對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ)償，得出經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的相位 補(bǔ)償量Δ隊(duì)， 9 所述求和模塊，用于將所述位置估算子模塊得到的轉(zhuǎn)子位置未補(bǔ)償前的估計(jì)值.和所 述位置補(bǔ)償子模塊得到的相位補(bǔ)償量Δ?λ進(jìn)行求和，得到轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值。3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)，其特征在于，所述SMO優(yōu)化算法子模塊中的SMO優(yōu)化算法具體包括以下計(jì)算步驟： 首先，建立交流永磁同步電機(jī)在兩相靜止直角坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型：其中，^為電流i在α軸上的電流值ia的導(dǎo)數(shù)，為電流i在β軸上的電流值ie的導(dǎo)數(shù)，Rs 為定子繞組電阻，Ls為等效電感，ea為滑模觀測(cè)器在α軸上的反電動(dòng)勢(shì)，邱為滑模觀測(cè)器在β 軸上的反電動(dòng)勢(shì)，Ua為電壓U在α軸上的電壓值，Ufi為電壓U在β軸上的電壓值； 其次，代入反電動(dòng)勢(shì)方程： ea = -itf ω rsin0 (3) ep = itf ω rcosB (4) 其中，ifc為轉(zhuǎn)子上永磁體產(chǎn)生的磁鏈，wr為同步轉(zhuǎn)速，θ為轉(zhuǎn)子角位置； 再者，交流永磁同步電機(jī)在兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中的SMO優(yōu)化計(jì)算方程為：其中，& " &分別為ia、ie的估算值，k為滑模切換增益； 最后，由上述可得電流估計(jì)誤差方程：其中，1為〇軸上的電流誤差值，&為β軸上的電流誤差值。4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)，其特征在于，所述第四比較器子模塊中的電流誤差值4和&的計(jì)算方程為：其中，?、?和k為a軸上的電流誤差值、電流估算值和電流值，'和ie為β軸上的 電流誤差值、電流估算值和電流值。5. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)，其特征在于，所述飽和函數(shù)計(jì)算子模塊中的反電動(dòng)勢(shì)ea和ee的計(jì)算過(guò)程分別包括 以下步驟： 首先，選取sat為飽和函數(shù)進(jìn)行飽和函數(shù)運(yùn)算，即：其次，選取李雅普諾夫函_:寸V求導(dǎo)，當(dāng)k>max( I ea I，I θβ I )時(shí)，則< O，K > O，由李雅普諾夫穩(wěn)定性定理知，電流滑模觀測(cè)器是穩(wěn)定的： 再者，選取電流誤差為滑模切換面，則當(dāng)進(jìn)入滑動(dòng)模態(tài)時(shí)，有 時(shí)，其中，ea和ee為滑模觀測(cè)器的反電動(dòng)勢(shì)，&為α軸上的電流誤差值，:2#為0軸上的電流誤差 值，k為滑模切換增益。6. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)，其特征在于，所述低通濾波器子模塊中通過(guò)低通濾波器得到滑模觀測(cè)器估算的反 電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值L和Μ的計(jì)算過(guò)程包括： 伸用低誦濾被器,將不連續(xù)的開(kāi)關(guān)信號(hào)轉(zhuǎn)換為等效的連續(xù)信號(hào)，相應(yīng)計(jì)算公式如下：#中，為渭模觀?則K古算:白勺&#云力勢(shì)估i十值，濾波I白勺頻率，S為 拉普拉斯算子，&和邱為滑模觀測(cè)器的反電動(dòng)勢(shì)。7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)，其特征在于，所述低通濾波器子模塊中還包括以下計(jì)算步驟： 首先，轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值通過(guò)以下公式求得：A 其中，I為轉(zhuǎn)子位置的估算值，'和_為滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)； 其次，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定的滯后性，須對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ)償，其 相位補(bǔ)償量為：其中，Δ|是相位補(bǔ)償量，ω為穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速，ω。為低通濾波器的截止頻率； 再者，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值通過(guò)以下公式求得：其中為轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速估算值，1和i為滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)，￥為轉(zhuǎn)子上永磁體 產(chǎn)生的磁鏈。8. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)，其特征在于，所述卡爾曼濾波器子模塊中采用卡爾曼濾波器將得到的^和#濾波 后的反電動(dòng)勢(shì)&和:6\從隨機(jī)噪聲信號(hào)中得到最優(yōu)觀測(cè)，卡爾曼濾波器的狀態(tài)方程如下：其中，Kk為卡爾曼濾波器的增益，_為卡爾曼濾波器的轉(zhuǎn)子電角速度估算值，&和^為 反電動(dòng)勢(shì)ea和ee通過(guò)低通濾波器得到滑模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值，1和^為滑模觀 測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值1和#經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后得到了經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的反電動(dòng) 勢(shì)估計(jì)值。9. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器控 制系統(tǒng)，其特征在于，所述轉(zhuǎn)速估算子模塊中經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值通過(guò) 以下公式求得：其中為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速估算值，和#為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的滑模 觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)，如為轉(zhuǎn)子上永磁體產(chǎn)生的磁鏈。10. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器 控制系統(tǒng)，其特征在于，所述位置估算子模塊中經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值通 過(guò)以下公式求得：其中，纟^(為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的轉(zhuǎn)子位置的估算值，I和#為經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的滑 模觀測(cè)器估算的反電動(dòng)勢(shì)。11. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于采用卡爾曼濾波器的滑模觀測(cè)器的無(wú)速度傳感器 控制系統(tǒng)，其特征在于，所述位置補(bǔ)償子模塊中，由于低通濾波器的使用，其相位具有一定 的滯后性，須對(duì)相位進(jìn)行滯后補(bǔ)償，經(jīng)過(guò)卡爾曼濾波后的相位補(bǔ)償量為：其中，Δ隊(duì)是相位補(bǔ)償量，ω為穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速，ω。為低通濾波器的截止頻率。
【文檔編號(hào)】H02P21/00GK106026817SQ201610631286
【公開(kāi)日】2016年10月12日
【申請(qǐng)日】2016年8月4日
【發(fā)明人】張海剛, 張磊, 葉銀忠, 徐兵, 王步來(lái), 萬(wàn)衡, 華容, 盧建寧
【申請(qǐng)人】上海應(yīng)用技術(shù)學(xué)院