一種基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法
【專利摘要】本發(fā)明提出了一種基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法，所述虛擬復(fù)阻抗由虛擬負(fù)電感和虛擬正電阻所組成。逆變器輸出通過LC濾波器濾除高頻毛刺，再由線路連接到輸出交流母線上。由于濾波電感的存在，逆變器輸出阻抗呈感性，但并非純感性。加入所述虛擬復(fù)阻抗后，能夠抵消濾波電感產(chǎn)生的感性，從而使逆變器等效輸出阻抗呈阻性。此控制策略適用于低電壓微電網(wǎng)的多逆變器并聯(lián)控制系統(tǒng)。
【專利說明】
一種基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于電力電子控制技術(shù)，尤其涉及低壓微電網(wǎng)孤島運行時的多逆變器并聯(lián) 控制方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 微電網(wǎng)以其對分布式電源的有效利用及靈活、智能的控制特點，成為許多國家未 來若干年電力發(fā)展戰(zhàn)略的重點之一。由于微電網(wǎng)中大多數(shù)分布式電源需通過逆變器并入微 電網(wǎng)，因此，逆變器的穩(wěn)定并聯(lián)運行將極大提高微電網(wǎng)系統(tǒng)的整體容量和可靠性。
[0003] 目前，逆變器并聯(lián)運行控制策略一般采用主從控制法以及下垂控制法等方法。主 從控制法在控制上需要互聯(lián)線，會限制并聯(lián)分布式電源之間的距離，同時也可能引入噪聲， 因而其應(yīng)用有一定的局限性。下垂控制法是一種無聯(lián)絡(luò)信號線的獨立控制技術(shù)，通過借鑒 同步發(fā)電機的自同步和電壓下垂特性，實現(xiàn)單元間無信號線的并聯(lián)技術(shù)。它不需要逆變器 間的互聯(lián)信號線，只需要采集各逆變器的輸出、依賴其內(nèi)部控制策略，即可實現(xiàn)并聯(lián)多逆變 器的同步、均流運行。相比其它控制方式而言，下垂控制可使得系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)簡單、功能冗余， 安裝維修快捷，系統(tǒng)擴(kuò)容方便，成本低，并聯(lián)運行更加可靠。
[0004] 傳統(tǒng)下垂法認(rèn)為各并聯(lián)逆變器的系統(tǒng)阻抗(包括逆變器本身輸出阻抗、線路阻抗 等)呈純感性，有功對功角(ρ-φ)和無功對電壓(q-e )具有近似解耦關(guān)系。然而，實際系統(tǒng)中， 特別是低壓場合，由于線路阻抗以阻性為主，使逆變器的系統(tǒng)阻抗大多呈現(xiàn)阻感復(fù)阻抗的 特性，功率耦合加強，使系統(tǒng)控制性能變差。采用虛擬阻抗技術(shù)可以靈活地將系統(tǒng)阻抗設(shè)計 為感性、阻感性、阻性、甚至容性。此外，現(xiàn)有虛擬阻抗方法大都不同程度地加大了系統(tǒng)等效 輸出阻抗，加重了母線電壓降落。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 本發(fā)明的目的在于，提出一種基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法，采用 "虛擬負(fù)電感"抵消系統(tǒng)阻抗中的感性成分，降低功率耦合;采用虛擬正電阻使逆變器的等 效輸出阻抗呈阻性，并減小線路阻抗對系統(tǒng)的影響。
[0006] 為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)：
[0007] 步驟1，采樣逆變器輸出端電壓和電流，得到逆變器輸出的有功和無功功率；
[0008] 步驟2,利用所得到的有功和無功功率結(jié)合下垂控制求出參考電壓幅值和角頻率， 進(jìn)而合成參考電壓；
[0009] 步驟3,在逆變器輸出電流和參考電壓信號間串入一個逆變器虛擬復(fù)阻抗Zvir(s)， 使逆變器等效輸出阻抗由原來的Z(s)變?yōu)閆 v(s)，將逆變器虛擬復(fù)阻抗Zvir(s)等效為下垂 系數(shù)，使逆變器輸出電流通過虛擬復(fù)阻抗Z vir(s)反饋到的逆變器輸出電壓參考上，其過程 為將逆變器輸出電流與虛擬復(fù)阻抗做乘法，再在逆變器輸出電壓參考中減去此乘積，得 到修正后的逆變器輸出電壓參考信號u ref;
[0010] 步驟4,將上述修正后的逆變器輸出電壓參考信號uref與逆變器輸出電壓u。的反饋 信號相減后，經(jīng)過逆變器電壓環(huán)的比例積分控制器(PI)調(diào)節(jié)得到電流環(huán)參考信號iref;將電 流環(huán)參考信號iref與電感電流反饋信k相減后，經(jīng)過逆變器電流環(huán)的比例控制器(P)調(diào)節(jié)， 得到所述逆變器的調(diào)制信號；
[0011] 步驟5,將得到的逆變器調(diào)制信號經(jīng)拉普拉斯逆變換得到時域的調(diào)制信號，與載波 信號比較，得到逆變器需要的PWM信號。PWM信號驅(qū)動逆變器的功率開關(guān)管，最終得到所需的 逆變器輸出電壓。
[0012] 進(jìn)一步，所述虛擬復(fù)阻抗，其表達(dá)式如式(2)所示。
[0014] 虛擬復(fù)阻抗由虛擬正電阻和虛擬負(fù)電感相加得到，式中的低通濾波器用于濾除高 頻諧波，其截止頻率為《 V;RV為虛擬電阻值;Lv為虛擬電感值，前面取負(fù)號表示為虛擬負(fù)電 感;s為復(fù)變參量。
[0015] 進(jìn)一步，所述步驟3中，使逆變器等效輸出阻抗由原來的Z(s)變?yōu)閆v(s)的具體過 程為:首先以縱軸為虛數(shù)、橫軸為實數(shù)繪制一個正交坐標(biāo)系，然后繪制原輸出阻抗相應(yīng)的向 量Z (s);再繪制改變量所對應(yīng)的向量;應(yīng)用矢量合成的方法將原輸出阻抗相應(yīng)的向量與改 變量所對應(yīng)的向量進(jìn)行合成，合成后所得的向量即為加入虛擬復(fù)阻抗Z vir(s)后逆變器等效 輸出阻抗所對應(yīng)的向量Zv( s)。
[0016] 本發(fā)明有益的效果是：與現(xiàn)有虛擬阻抗策略總是加大了原系統(tǒng)阻抗不同，本發(fā)明 提出"虛擬復(fù)阻抗"的控制策略:采用"虛擬負(fù)電感"抵消系統(tǒng)阻抗中的感性成分，降低功率 耦合;采用虛擬正電阻使逆變器的等效輸出阻抗呈阻性，并減小線路阻抗對系統(tǒng)的影響。
[0017] 由于LC濾波器的濾波電感的存在，逆變器輸出阻抗呈感性，但并非純感性。加入虛 擬負(fù)電感后，能夠抵消濾波電感產(chǎn)生的感性，但這會大大減小逆變器的等效輸出阻抗，從而 使線路阻抗占主導(dǎo)。為此，再引入虛擬正電阻，從而使逆變器等效輸出阻抗呈阻性并且大于 線路阻抗。由此得到的逆變器輸出阻抗為純阻性，能夠使逆變器輸出的有功和無功功率解 耦，進(jìn)而通過下垂控制方法使并聯(lián)逆變器實現(xiàn)有功功率均分和無功功率均分。
【附圖說明】
[0018]圖1是逆變器孤島運行時的并聯(lián)等效電路；
[0019] 圖2是單個單相全橋逆變器主電路；
[0020] 圖3是不加虛擬復(fù)阻抗時的電壓電流雙閉環(huán)控制框圖；
[0021 ]圖4是逆變器原輸出阻抗的伯德圖；
[0022]圖5是加入了虛擬復(fù)阻抗時的電壓電流雙閉環(huán)控制框圖；
[0023]圖6為加入虛擬復(fù)阻抗時的矢量圖和伯德圖；（a)是加入虛擬復(fù)阻抗時的矢量圖； (b)是加入虛擬復(fù)阻抗時的伯德圖；
[0024] 圖7是帶負(fù)載突變的單相全橋逆變器并聯(lián)控制框圖；
[0025] 圖8為采用基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法下，并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行 時的電流波形圖和電壓波形圖；（a)是采用基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法下， 并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行時的電流波形圖；（b)是采用基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制 方法下，并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行時的電壓波形圖；
[0026] 圖9是采用基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法下，并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行 時兩逆變器之間的環(huán)流波形圖；
[0027] 圖10是采用基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法下，并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行 時兩逆變器輸出有功功率波形圖；
[0028] 圖11是采用基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法下，并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行 時兩逆變器輸出無功功率波形圖。
【具體實施方式】
[0029]下面結(jié)合附圖和【具體實施方式】進(jìn)一步描述本發(fā)明。
[0030] 微電網(wǎng)中兩臺逆變器并聯(lián)運行的等效電路圖如圖1所示。其中，每臺逆變器的輸出 阻抗與連線阻抗之和為2"2011(1 1=1，2)，每臺逆變器的輸出電壓分別為￡^%(11 = 1，2)，輸 出電流分別為1。11(11=1，2)，兩臺逆變器間環(huán)流為工111，公共負(fù)載端電壓為1]。20，負(fù)載端電 流為I。。
[0031] 逆變器向交流母線注入的功率可表示為 [0034]由于當(dāng)輸出阻抗與連線阻抗之和為純阻性時，
[0037]分別對上兩式作微分，得到微分形式：
[0038] AQn ?-(U0 /Ζη)(ΑΕαφη +ΕαΑφα+ΑΕηΑφη) (7)
[0039] 由于從數(shù)值的大小上來講，相位差灼要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于幅值Εη，
[0040] 所以，
[0041 ] Α〇η^~(υ〇/Ζη)ΕηΑφη (8)
[0042] 同理，
[0043] ΔΡη^(υ〇/Ζη) ΔΕη (9)
[0044] 因此，Εη變化時，有功和無功都變化;而％變化時，有功不變，無功變化。
[0045] 由此可以看出，當(dāng)逆變器輸出阻抗為純阻性時，有功功率和無功功率能夠?qū)崿F(xiàn)解 親。
[0046] 采用本發(fā)明控制方法的步驟如下：
[0047] 步驟1:采樣逆變器輸出端電壓和電流，得到逆變器輸出的有功和無功功率；
[0048] 步驟2:利用所得到的有功和無功功率結(jié)合下垂控制求出參考電壓幅值和角頻率， 進(jìn)而合成參考電壓
[0049] 下垂控制公式為
[0051] 式中，ωη為逆變器工作角頻率，為額定角頻率，m為下垂系數(shù)，Qn為逆變器輸出 的無功功率，Ε η*逆變器的工作電壓，S〔為額定電壓，η為下垂系數(shù)，Pn為逆變器輸出的有功 功率。
[0052] 則合成的參考電壓為
[0053] = ￡'nsimfjJ ( 11 )
[0054] 根據(jù)圖2所示的單相全橋逆變器主電路繪制相應(yīng)的電壓電流雙閉環(huán)控制框圖，如 圖3所示。電流內(nèi)環(huán)為電感電流反饋，采用P調(diào)節(jié)器，K P為電流環(huán)的比例系數(shù)，這里設(shè)為 0.07272。當(dāng)開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于逆變器輸出的基波頻率時，逆變器可等效為一比例放大環(huán)節(jié) Kpwmo
[0055] Kpwm=Us/Ut (12)
[0056] 式中，Us為直流母線電壓，這里設(shè)為350V;Ut為三角載波的電壓幅值，這里設(shè)為IV。 因此，Kp碰為350〇
[0057] 電壓外環(huán)為輸出電壓反饋，采用ΡΙ調(diào)節(jié)器，KVP為電壓環(huán)的比例系數(shù)，這里設(shè)為 0.05 ;KV1為電壓環(huán)的積分系數(shù)，這里設(shè)為200。
[0058] 采用SPWM調(diào)制逆變器的輸出電壓會在開關(guān)頻率處產(chǎn)生諧波，因此必須設(shè)計控制效 果良好的濾波器，采用LC濾波器是一種較好的選擇。LC濾波器設(shè)計的一般原則如式(13)、式 (14)所示。
[0059] 10fn^fc^fs/10 (13)
[00611式中，fc為LC濾波器的諧振頻率;fn為調(diào)制波頻率即逆變器交流側(cè)基波頻率;f s為 SPWM的載波頻率?；谝陨显瓌t，取濾波電感Lf為3mH，濾波電容Cf為9.259μΗ。
[0062] 根據(jù)圖2所示的電壓電流雙閉環(huán)控制框圖可得出相應(yīng)的傳遞函數(shù)，如式(15)所示。
[0063] u0 = Ginv(s)uref-Z(s)i。 （15)
[0064] 式中，GInv(s)和Z(s)分別為電感電流反饋控制下逆變器的閉環(huán)傳遞函數(shù)和等效輸 出阻抗，u。為逆變器的輸出電壓，i。為逆變器的輸出電流，iw為逆變器的參考電壓。
[0067] 由此傳遞函數(shù)可繪制相應(yīng)的輸出阻抗的伯德圖，如圖4所示。
[0068] 圖中可以看到，由于濾波電感的存在使得逆變器的輸出阻抗在基頻處偏感性，但 不是純感性。
[0069] 步驟3:如圖5所示，在逆變器輸出電流和參考電壓信號間串入一個逆變器虛擬復(fù) 阻抗Z vir(s)，使逆變器等效輸出阻抗由原來的Z(s)變?yōu)閆v(s)，將逆變器虛擬復(fù)阻抗Zvir(s) 等效為下垂系數(shù)，使逆變器輸出電流通過虛擬復(fù)阻抗Z vir(s)反饋到的逆變器輸出電壓參考 上，其過程為將逆變器輸出電流與虛擬復(fù)阻抗做乘法，再在逆變器輸出參考電壓中減去 此乘積，得到修正后的逆變器輸出電壓參考信號uref;
[0070]所述虛擬復(fù)阻抗，其表達(dá)式如式(18)所示。
[0072] 虛擬復(fù)阻抗由虛擬正電阻和虛擬負(fù)電感相加得到，式中的低通濾波器用于濾除高 頻諧波，其截止頻率為《V;R V為虛擬電阻值;Lv為虛擬電感值，前面取負(fù)號表示為虛擬負(fù)電 感;s為復(fù)變參量。
[0073] 步驟4:將上述修正后的逆變器輸出電壓參考信號uref與逆變器輸出電壓u。的反饋 信號相減后，經(jīng)過逆變器電壓環(huán)的比例積分控制器(PI)調(diào)節(jié)得到電流環(huán)參考信號iref;將電 流環(huán)參考信號i ref與電感電流反饋信k相減后，經(jīng)過逆變器電流環(huán)的比例控制器(P)調(diào)節(jié)， 得到所述逆變器的調(diào)制信號；
[0074]引入虛擬復(fù)阻抗后，根據(jù)圖5所示的電壓電流雙閉環(huán)控制框圖可得出相應(yīng)的傳遞 函數(shù)，如式(19)所示。
[0076] 即引入虛擬阻抗后逆變器的等效輸出阻抗為
[0077] Zv(s) =Glnv(s)Zvir(s)+Z(s) (20)
[0082] 基頻處等效輸出阻抗為
[0083] 取電阻Rv= 1.1145 Ω，電感Lv = 4.85mH。
[0084] Z( j ω ) ^Ζ?ην( j ω )-(〇. 2475+jl.484) + (1.105-j0.067) (24)
[0085] 由此可繪制相應(yīng)的矢量圖，如圖6(a)所示。首先以縱軸為虛數(shù)、橫軸為實數(shù)繪制一 個正交坐標(biāo)系，然后繪制原輸出阻抗相應(yīng)的向量，即圖6(a)中的向量Z;再繪制改變量所對 應(yīng)的向量，即繪制所減去的感性稍弱于原輸出阻抗的偏感性阻抗，此阻抗稍小于原輸出阻 抗，即圖6 (a)中的向量Zviri，由于是減去此阻抗，因此取反向，即為圖6(a)中的向量Z' Viri;然 后再繪制圖6 (a )中的向量Zvir2。應(yīng)用矢量合成的方法將向量Z' virl和向量Zvir2進(jìn)行合成，即 為Zvir，這里的Zvir就是改變量所對應(yīng)的向量;最后，應(yīng)用矢量合成的方法將向量Z和向量Z vir 進(jìn)行合成，即圖6(a)中的向量Zv。這里的向量Zv即為加入虛擬復(fù)阻抗后，逆變器基頻處的等 效輸出阻抗所對應(yīng)的向量。
[0086]由圖6(a)可以清晰地看到，加入虛擬復(fù)阻抗后，逆變器基頻處的等效輸出阻抗小 于原輸出阻抗，且基本為純阻性。
[0087]此結(jié)論能夠在圖6(b)相應(yīng)的伯德圖中得到驗證。圖中，Z為逆變器原輸出阻抗;Zv 為加入虛擬復(fù)阻抗后的逆變器等效輸出阻抗。
[0088] 步驟5:將得到的逆變器調(diào)制信號經(jīng)拉普拉斯逆變換得到時域的調(diào)制信號，與載波 信號比較，得到逆變器需要的PWM信號。PWM信號驅(qū)動逆變器的功率開關(guān)管，最終得到所需的 逆變器輸出電壓。
[0089] 為觀察加入虛擬復(fù)阻抗后，兩個逆變器并聯(lián)運行的情況，如圖7所示。
[0090] 1、在0.1s時閉合開關(guān)，即負(fù)載由20Ω-10Ω ;
[0091] 2、在0.2s時突減幅值20V的電壓；
[0092] 3、在0.3s時突加0.2rad/s的角頻率。
[0093] 圖8是采用基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法下，并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行 時的電壓和電流波形圖。由圖可以看到，當(dāng)0.1s時負(fù)載突變，系統(tǒng)能夠維持輸出端電壓基本 不變，電流近似變?yōu)樵瓉淼膬杀丁?br>[0094] 圖9是此控制方法下并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行時兩逆變器之間的環(huán)流波形圖。由圖可 以看到，兩逆變器間的環(huán)流非常小。
[0095] 圖10是此控制方法下并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行時兩逆變器輸出有功功率波形圖。由圖 可以看到，兩逆變器的有功功率能夠?qū)崿F(xiàn)均分，并且在〇.2s時突減幅值20V的參考電壓，使 得有功功率降低;在〇. 3s時突加0.2rad/s的角頻率，有功功率基本不變。這表明，逆變器等 效輸出阻抗為純阻性時，有功功率和無功功率能夠?qū)崿F(xiàn)解耦。
[0096] 圖11是此控制方法下并聯(lián)逆變器穩(wěn)態(tài)運行時兩逆變器輸出無功功率波形圖。由圖 可以看到，兩逆變器的無功功率能夠?qū)崿F(xiàn)均分，并且在〇.2s時突減幅值20V的參考電壓，無 功功率基本不變。這同樣表明，逆變器等效輸出阻抗為純阻性時，有功功率和無功功率能夠 實現(xiàn)解耦。
[0097] 與現(xiàn)有虛擬阻抗策略總是加大了原系統(tǒng)阻抗不同，本發(fā)明提出"虛擬復(fù)阻抗"的控 制策略:采用"虛擬負(fù)電感"抵消系統(tǒng)阻抗中的感性成分，降低功率耦合;采用虛擬正電阻使 逆變器的等效輸出阻抗呈阻性，并減小線路阻抗對系統(tǒng)的影響。
[0098] 在本說明書的描述中，參考術(shù)語"一個實施例"、"一些實施例"、"示意性實施例"、 "示例"、"具體示例"、或"一些示例"等的描述意指結(jié)合該實施例或示例描述的具體特征、結(jié) 構(gòu)、材料或者特點包含于本發(fā)明的至少一個實施例或示例中。在本說明書中，對上述術(shù)語的 示意性表述不一定指的是相同的實施例或示例。而且，描述的具體特征、結(jié)構(gòu)、材料或者特 點可以在任何的一個或多個實施例或示例中以合適的方式結(jié)合。
[0099]盡管已經(jīng)示出和描述了本發(fā)明的實施例，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以理解:在不 脫離本發(fā)明的原理和宗旨的情況下可以對這些實施例進(jìn)行多種變化、修改、替換和變型，本 發(fā)明的范圍由權(quán)利要求及其等同物限定。
【主權(quán)項】
1. 一種基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法，其特征在于，所述虛擬復(fù)阻抗由 虛擬負(fù)電感和虛擬正電阻所組成。主要步驟如下： 步驟1，采樣逆變器輸出端電壓和電流，得到逆變器輸出的有功和無功功率； 步驟2,利用所得到的有功和無功功率結(jié)合下垂控制求出參考電壓幅值和角頻率，進(jìn)而 合成參考電壓； 步驟3，在逆變器輸出電流和參考電壓信號間串入一個逆變器虛擬復(fù)阻抗c，使逆變器 等效輸出阻抗由原來的Z(S)變?yōu)閆v(S)，將逆變器虛擬復(fù)阻抗Zvir(S)等效為下垂系數(shù)，使逆 變器輸出電流通過虛擬復(fù)阻抗Z vir(S)反饋到的逆變器輸出電壓參考上，其過程為將逆變器 輸出電流與虛擬復(fù)阻抗做乘法，再在逆變器輸出參考電壓中減去此乘積，得到修正后的 逆變器輸出電壓參考信號Urrf ; 步驟4,將上述修正后的逆變器輸出電壓參考信號Uref與逆變器輸出電壓U。的反饋信號 相減后，經(jīng)過逆變器電壓環(huán)的比例積分控制器PI調(diào)節(jié)得到電流環(huán)參考信號iref;將電流環(huán)參 考信號iref與電感電流反饋信k相減后，經(jīng)過逆變器電流環(huán)的比例控制器P調(diào)節(jié)，得到所述 逆變器的調(diào)制信號； 步驟5,將得到的逆變器調(diào)制信號經(jīng)拉普拉斯逆變換得到時域的調(diào)制信號，與載波信號 比較，得到逆變器需要的PWM信號;PWM信號驅(qū)動逆變器的功率開關(guān)管，最終得到所需的逆變 器輸出電壓。2. 權(quán)利要求1所述的一種基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法，其特征在于，虛 擬復(fù)阻抗，其表達(dá)式為：虛擬復(fù)阻抗由虛擬正電阻和虛擬負(fù)電感相加得到，式中的低通濾波器用于濾除高頻諧 波，其截止頻率為ω v;Rv為虛擬電阻值;Lv為虛擬電感值，前面取負(fù)號表示為虛擬負(fù)電感;s 為復(fù)變參量。3. 權(quán)利要求1所述的一種基于虛擬復(fù)阻抗的單相逆變器并聯(lián)控制方法，其特征在于，所 述步驟3中，使逆變器等效輸出阻抗由原來的Z(S)變?yōu)閆 v(S)的具體過程為:首先以縱軸為 虛數(shù)、橫軸為實數(shù)繪制一個正交坐標(biāo)系，然后繪制原輸出阻抗相應(yīng)的向量Z(s);再繪制改變 量所對應(yīng)的向量;應(yīng)用矢量合成的方法將原輸出阻抗相應(yīng)的向量與改變量所對應(yīng)的向量進(jìn) 行合成，合成后所得的向量即為加入虛擬復(fù)阻抗Z vir(S)后逆變器等效輸出阻抗所對應(yīng)的向 量Zv(S)。
【文檔編號】H02M7/5387GK106026744SQ201610330309
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年5月18日
【發(fā)明人】劉國海, 姜宇珺, 陳兆嶺, 姜宇琦
【申請人】江蘇大學(xué)