抑制兩h橋級(jí)聯(lián)逆變器漏電流的調(diào)制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種單相兩Η橋級(jí)聯(lián)逆變器的調(diào)制方法，尤其是能夠抑制非隔離型兩Η 橋級(jí)聯(lián)并網(wǎng)光伏逆變器漏電流的調(diào)制方法;其適用于光伏并網(wǎng)發(fā)電領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 為保證使用安全，VDE4105標(biāo)準(zhǔn)對(duì)光伏(Ph〇t〇V〇ltaic，PV)并網(wǎng)系統(tǒng)共模電流(漏 電流)有嚴(yán)格限制。采用網(wǎng)側(cè)工頻隔離變壓器可實(shí)現(xiàn)PV和電網(wǎng)的電氣隔離、抑制漏電流，但 是，工頻變壓器體積大、重量重、成本高、系統(tǒng)效率低。若采用高頻變壓器實(shí)現(xiàn)PV和電網(wǎng)的電 氣隔離，可降低系統(tǒng)體積、重量和成本，但功率變換被分成數(shù)級(jí)，且系統(tǒng)效率并沒(méi)有明顯改 善。而并網(wǎng)逆變器的變換效率與光伏發(fā)電系統(tǒng)的發(fā)電效率密切相關(guān)。因此，效率高、體積小、 重量輕和成本低的非隔離光伏并網(wǎng)逆變器有明顯優(yōu)勢(shì)。但省去變壓器使得光伏電池板和電 網(wǎng)之間有了電氣連接，漏電流可能會(huì)大幅增加，并帶來(lái)傳導(dǎo)和輻射干擾，增加并網(wǎng)電流諧波 以及損耗，甚至危及設(shè)備和人員安全。故抑制非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流成為了研究 熱點(diǎn)之一。
[0003] 目前已有非隔離型單相光伏并網(wǎng)逆變器成功應(yīng)用于商業(yè)途徑，如SMA公司的Sunny MiniCentral系列光伏逆變器。但這些結(jié)構(gòu)都是基于單Η橋的改進(jìn)型拓?fù)?，只適用于小功率 場(chǎng)合。而下一代光伏逆變器需要達(dá)到更高的功率等級(jí)和效率，因此多電平逆變器成為了主 要研究對(duì)象。級(jí)聯(lián)Η橋多電平逆變器具有模塊化易拓展、成本低及輸出電壓質(zhì)量高的特點(diǎn)， 并且其直流側(cè)能夠由光伏電池板獨(dú)立供電，使其獨(dú)立最大功率點(diǎn)跟蹤(ΜΡΡΤ)控制成為可 能，因而級(jí)聯(lián)Η橋結(jié)構(gòu)成為了最具前景的光伏逆變器結(jié)構(gòu)。同時(shí)，級(jí)聯(lián)Η橋光伏并網(wǎng)逆變器的 漏電流也成為了一個(gè)重要問(wèn)題。
[0004]目前級(jí)聯(lián)Η橋光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流抑制已有一些成果，如題為"Analysisand suppressionofleakagecurrentincascaded-multilevel-inverterbasedPV systems,^Υ.ZhouandH.Li,((IEEETrans.PowerElectron.)), 2014 ? 29( 10) ? 5265-5277 ("級(jí)聯(lián)多電平光伏逆變器漏電流分析與抑制"，《IEEE學(xué)報(bào)-電力電子期刊》，2014年第29卷 第10期5265-5277頁(yè)）的文章；該文提出兩種漏電流抑制方案，是在直流側(cè)和交流側(cè)分別采 用不同的無(wú)源濾波器，但該方案存在以下不足：
[0005] 1)無(wú)源濾波器主要由電感及電容組成，應(yīng)用在電路中會(huì)增加逆變器的體積、重量 及成本，同時(shí)降低逆變器的電能轉(zhuǎn)換效率；
[0006] 2)漏電流諧波范圍較廣，且受環(huán)境因素影響，使濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)過(guò)程較為復(fù)雜；
[0007] 3)級(jí)聯(lián)Η橋逆變器實(shí)際工作頻率較低，其漏電流的主要諧波頻率也較低，導(dǎo)致濾波 器的漏電流抑制效果并不理想。
[0008] 題為"HybridMulticarrierModulationtoReduceLeakageCurrentina TransformerlessCascadedMultilevelInverterforPhotovoltaicSystems'，， RajasekarSelvamuthukumaran，AbhishekGarg，andRajeshGupta，〈〈IEEETransactions onPowerElectron》，2015,30(4) ,1779-1783( "減小非隔離型光伏逆變器漏電流的混合調(diào) 制策略"，《IEEE學(xué)報(bào)-電力電子期刊》，2015年第30卷第4期1779-1783頁(yè)）的文章；該文提出 了一種基于兩個(gè)載波實(shí)現(xiàn)的兩Η橋級(jí)聯(lián)逆變器的調(diào)制策略，該方法的不足如下：
[0009] 1)該調(diào)制方法不能抑制流入電網(wǎng)的漏電流，無(wú)法改善并網(wǎng)電流質(zhì)量；
[0010] 2)該方法使用了兩個(gè)同相的層疊載波，但每隔半個(gè)工頻周期載波需要移相180°， 這無(wú)疑增加了硬件實(shí)現(xiàn)難度。
[0011]由此可見(jiàn)，現(xiàn)有技術(shù)并不能在不增加額外成本及不影響并網(wǎng)電流質(zhì)量下，較好的 解決橋級(jí)聯(lián)Η橋逆變器的漏電流問(wèn)題。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0012] 本發(fā)明要解決的技術(shù)問(wèn)題為克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的問(wèn)題，提出一種不需要額外的 硬件，能夠消除流入電網(wǎng)的漏電流，并抑制單模塊漏電流，且實(shí)現(xiàn)方式簡(jiǎn)單易行的抑制兩Η 橋級(jí)聯(lián)逆變器漏電流的調(diào)制方法。
[0013]為了完成本發(fā)明的目的，本發(fā)明提出了一種抑制兩Η橋級(jí)聯(lián)逆變器漏電流的調(diào)制 方法，包括開(kāi)關(guān)順序選擇;本調(diào)制方法的主要步驟如下：
[0014] 步驟1，設(shè)兩Η橋級(jí)聯(lián)逆變器的兩個(gè)模塊直流電壓相同，并記為Vdc，計(jì)算兩Η橋級(jí)聯(lián) 逆變器所有16種開(kāi)關(guān)狀態(tài)(Sal\Sbl\Sa2\Sb2)的輸出電壓Uo、模塊1寄生電容電壓VN1C1、模塊2寄 生電容電壓VN2C)及總寄生電容電壓VNtCl值，
[0015]U〇= Vdc(Sal_Sbl + Sa2_Sb2)，
[001 6] VN10= _0.5vdc(Sal+Sbl_Sa2+Sb2)j
[001 7] VN20=_0.5vdc(Sal_Sbl+Sa2+Sb2)j
[0018] VNtO=VN10+VN20；
[0019] 其中，Sal為模塊1中與總輸出端相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sbl為模塊1中與模塊2相 連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sa2為模塊2中與模塊1相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sb2為模塊2中與總輸 出端相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)且滿(mǎn)足：
[0021] 步驟2,根據(jù)步驟1計(jì)算得到的結(jié)果，選擇總寄生電容電壓vNtQ為-Vd。的所有開(kāi)關(guān)狀 態(tài)，其中Vd。為每個(gè)模塊直流電壓；
[0022] 步驟3,根據(jù)步驟2選擇的結(jié)果，按照輸出最多電平、減小開(kāi)關(guān)應(yīng)力及平衡模塊輸出 功率的要求，組成以下兩種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合：
[0023] 第一種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合：1〇1〇-1〇〇〇-11〇〇-〇〇11-〇〇〇1-〇1〇1;
[0024] 第一種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合：1010-1110-1100-0011-0111-0101;
[0025]步驟4,對(duì)步驟3所得到兩種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合，分別選擇以下方法得到PWM信號(hào)：
[0026]第一種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合，實(shí)現(xiàn)方法為調(diào)制波與兩個(gè)層疊三角載波比較得到P麗信號(hào)； [0027]第二種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合，實(shí)現(xiàn)方法為調(diào)制波與兩個(gè)層疊三角載波比較得到P麗信號(hào)。
[0028]優(yōu)選的，步驟3中所述開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合的方法為：
[0029] 在調(diào)制波正半周，選擇開(kāi)關(guān)狀態(tài)1100輸出0電平，選擇開(kāi)關(guān)狀態(tài)1000或1110輸出+ Vd。電平，選擇開(kāi)關(guān)狀態(tài)1010輸出+2vd。電平；
[0030] 在調(diào)制波負(fù)半周，選擇開(kāi)關(guān)狀態(tài)0011輸出0電平，選擇開(kāi)關(guān)狀態(tài)0001或0111輸出-Vdc電平，選擇開(kāi)關(guān)狀態(tài)0101輸出-2vdc電平；
[0031] 開(kāi)關(guān)狀態(tài)0011與1100只在調(diào)制波過(guò)零點(diǎn)進(jìn)行切換。
[0032] 優(yōu)選的，步驟4中所述第一種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合的PWM信號(hào)產(chǎn)生方式為：
[0033] (1)當(dāng)調(diào)制波Vref處于正半周期，S卩Vref2 0，則Sal=1，Sb2= 0;Sbl由調(diào)制波與載波Vc2 比較得到，若VrWVd，Sbl=0，否則Sbl=1;Sa2由調(diào)制波與載波V。^較得到，若VrWVd，Sa2=1，否則sa2 =0;
[0034] (2)當(dāng)調(diào)制波Vref處于負(fù)半周期，S卩Vref〈0,則Sal = 0，Sb2=l;為了使載波與調(diào)制波 進(jìn)行比較，將調(diào)制波加1得到修正后的調(diào)制波Vref*，即Vref* =Vref+l;Sb^調(diào)制波Vref*與載波 Vc2比較得到，若VrefSVd，Sbl = 0，否則Sbl = 1 ;Sa2由調(diào)制波VrZ與載波V。^較得到，若VreZ> Vci，Sa2=l，否則Sa2 = 0;
[0035] 其中，Sal為模塊1中與總輸出端相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sbl為模塊1中與模塊2相 連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sa2為模塊2中與模塊1相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sb2為模塊2中與總輸 出端相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，為兩個(gè)層疊三角載波，且Vca2Vc2 2 0。
[0036] 優(yōu)選的，步驟4中所述第二種開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合的PWM信號(hào)產(chǎn)生方式為，
[0037] (1)當(dāng)調(diào)制波Vref處于正半周期，S卩Vref2 0，則Sal= 1，Sb2= 0;Sbl由調(diào)制波與載波Vcl 比較得到，若VrWVd，Sbl=0，否則Sbl=1;Sa2由調(diào)制波與載波Vc2比較得到，若VrWVd，Sa2=1，否則sa2 =0;
[0038] (2)當(dāng)調(diào)制波Vref處于負(fù)半周期，S卩Vref〈0,則Sal = 0，Sb2=l;為了使載波與調(diào)制波 進(jìn)行比較，將調(diào)制波加1得到修正后的調(diào)制波Vref*，即Vref* =Vref+l;Sb^調(diào)制波Vref*與載波 Vcl比較得到，若VreftVca，Sbl = 0，否則Sbl = 1 ;Sa2由調(diào)制波Vref*與載波Vil：較得到，若Vref*> Vc2，Sa2=l，否則Sa2 = 0;
[0039] 其中，Sal為模塊1中與總輸出端相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sbl為模塊1中與模塊2相 連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sa2為模塊2中與模塊1相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Sb2為模塊2中與總輸 出端相連的橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，為兩個(gè)層疊三角載波，且Vca2Vc2 2 0。
[0040] 優(yōu)選的，步驟4中所述層疊三角載波為兩個(gè)同相位的層疊三角載波。
[0041]優(yōu)選的，步驟4中所述層疊三角載波為兩個(gè)反相位的層疊三角載波。
[0042] 相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明的有益效果如下：
[0043] 1、不需要額外的硬件，不會(huì)增加