本發(fā)明涉及三相電力電子逆變器控制方法，尤其涉及基于擾動觀測器的虛擬并網(wǎng)同步逆變器控制方法。

背景技術(shù)：

隨著環(huán)境問題的日益凸顯與化石能源的逐漸枯竭，新能源發(fā)電受到越來越多的關(guān)注，基于可再生能源的發(fā)電單元將會成為電力系統(tǒng)中最重要的電源之一。逆變器作為其中的主要接口裝置，存在的最主要的電能質(zhì)量問題就是電壓和頻率的偏移問題。低性能的逆變器會危及負(fù)載設(shè)備的安全和影響用戶用電的正常使用。早期接入電網(wǎng)的分布式電源容量較小，對電力系統(tǒng)的影響較弱，因此當(dāng)時的并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)并不要求分布式電源參與電力系統(tǒng)的功率調(diào)節(jié)。隨著分布式電源接入電網(wǎng)的容量越來越大，上述控制方式會對電力系統(tǒng)的穩(wěn)定性、安全性造成較大影響。

根據(jù)同步發(fā)電機理論提出的虛擬同步發(fā)電機概念，當(dāng)負(fù)載發(fā)生突變的情況時，功率的輸出會跟著負(fù)載進(jìn)行突然的變化，這大大影響了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。尤其在干擾嚴(yán)重的環(huán)境下，上述問題更為突出，難以滿足電網(wǎng)穩(wěn)定運行的控制要求。

擾動觀測技術(shù)是通過將外部擾動及模型攝動造成的實際對象和標(biāo)稱模型(名義模型)輸出的差異等效到控制輸入端,然后在控制中引入等效補償，實現(xiàn)對干擾的抑制。從已有文獻(xiàn)來看，擾動觀測方法作為一種抑制擾動的工具，在直流伺服電機控制、磁盤驅(qū)動、機器人、數(shù)控等領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用。同時，擾動觀測技術(shù)由于計算量小、不需要安裝額外的傳感器等特點，非常適用于提高控制系統(tǒng)的抗干擾能力。然而此方法在系統(tǒng)的運行過程中遇到突變擾動時，例如突加負(fù)載，基于虛擬同步設(shè)計的并網(wǎng)逆變器電路很難保證輸出電壓跟蹤的精確性，且恢復(fù)到期望值需要較長時間。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為解決以上問題，本發(fā)明提供了一種基于擾動觀測的虛擬并網(wǎng)同步逆變器控制方法，其包括以下步驟：

S1：從接有三相逆變器的三相電路實時采集三相電壓和電流；

S2：將所述三相電壓和電流進(jìn)行坐標(biāo)的3/2變換，通過功率的計算公式得出有功功率和無功功率；

S3：從所述有功功率和無功功率通過VSG控制算法得出三相調(diào)制波信號；

S4：通過所述三相電壓和電流計算干擾補償量；

S5：所述三相調(diào)制信號減去所述干擾補償量得到補償后的控制信號；

S6：將所述補償后的控制信號與三角載波進(jìn)行比較，產(chǎn)生SPWM波控制所述三相逆變器的工作狀態(tài)。

進(jìn)一步地，S2中所述的功率計算公式為

其中，v_α和v_β為逆變器濾波后αβ坐標(biāo)系下的的電壓表達(dá)式，i_α和i_β為濾波后在αβ坐標(biāo)系下的電流表達(dá)式。

進(jìn)一步地，S3中所述VSG控制算法將模擬同步發(fā)電機特性，其其數(shù)學(xué)方程為

P_set、Q_set為有功和無功功率給定；D_p、D_q為有功-頻率和無功-電壓下垂系數(shù)；Δω為電角速度差，Δω＝ω_n-ω；ω_n、ω為額定電角速度和實際電角速度；Δ_u為輸出電壓差，Δ_u＝u_n-u_o；u_n、u_o為額定電壓有效值和輸出電壓有效值；J為轉(zhuǎn)動慣量；K為慣性系數(shù)；

進(jìn)一步地，所述干擾補償量通過將Gd^-1(s)*Q(s)的輸出信號和Q(s)的輸出信號求和得到，Gd(s)＝G_n(s)＝K_pwm/LCs²+Ls/R+1，Q(s)＝1/(Ts+1)²,T＝10^-5，其中K_pwm為PWM增益，L為濾波電感，C為濾波電容，R為負(fù)載電阻，T為時間常數(shù)。

本發(fā)明還提供了一種基于擾動觀測的虛擬并網(wǎng)同步逆變器控制系統(tǒng)，其包括采集模塊、功率計算模塊、VSG控制算法模塊、擾動觀測器模塊、PWM調(diào)制模塊；

所述采集模塊采集三相電壓和電流，并將所述三相電壓和電流傳遞給功率計算模塊；

所述功率計算模塊所述三相電壓和電流進(jìn)行坐標(biāo)的3/2變換，通過功率的計算公式得出有功功率和無功功率；

所述VSG控制算法模塊從所述有功功率和無功功率通過VSG控制算法得出三相調(diào)制波信號；

所述擾動觀測器模塊所述三相調(diào)制信號減去所述干擾補償量得到補償后的控制信號；

所述PWM調(diào)制模塊將所述補償后的控制信號與三角載波進(jìn)行比較，產(chǎn)生SPWM波控制所述三相逆變器的工作狀態(tài)。

進(jìn)一步地，所述擾動觀測器模塊由二階低通濾波器模塊、二階低通濾波環(huán)節(jié)與二階微分電路串聯(lián)模塊和比較模塊組成。

本發(fā)明提出的控制方法與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下有益效果：

1、本發(fā)明提供了一種基于擾動觀測的虛擬同步逆變器控制方法，該方法可用于解決并網(wǎng)運行時遇到的干擾和模型攝動的問題。在運行過程中，假設(shè)發(fā)生負(fù)載大小改變，輸入電壓波動的干擾時，可以通過干擾觀察、控制信號補償?shù)姆椒ǎ皶r調(diào)整控制信號，提高輸出電壓精確度，縮短調(diào)節(jié)時間。

2、將擾動觀測技術(shù)應(yīng)用到基于虛擬同步設(shè)計的并網(wǎng)逆變器控制中，不需要增加電壓或者電流的采集節(jié)點，就可以很方便的消除外部擾動對電路造成的影響。其本身具有結(jié)構(gòu)相對簡單，運算量較小，便于實現(xiàn)等優(yōu)點，并兼顧系統(tǒng)的穩(wěn)定性、動態(tài)性能與對功率脈動抑制能力的要求。

附圖說明

圖1為基于擾動觀測的虛擬并網(wǎng)同步逆變器的控制框圖；

圖2為電壓型逆變器并網(wǎng)原理圖；

圖3為虛擬并網(wǎng)同步逆變器的控制框圖；

圖4為擾動觀測器的控制框圖；

具體實施方式

以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的原理和特征進(jìn)行描述，所舉實例只用于解釋本發(fā)明，并非用于限定本發(fā)明的范圍。

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說明。

基于擾動觀測器的虛擬并網(wǎng)同步逆變器控制框圖如圖1所示，所述虛擬并網(wǎng)同步逆變器包括：Q₁～Q₆組成三相逆變橋，逆變器側(cè)電感L₁、濾波電容C和網(wǎng)側(cè)電感L₂構(gòu)成LCL型濾波器，功率計算模塊、VSG控制算法、擾動觀測器模塊、PWM調(diào)制器模塊。利用傳感器測量逆變器電路網(wǎng)側(cè)輸出三相電壓和電流，經(jīng)過線電壓(電流)與相電壓(電流)變換、3/2坐標(biāo)變換得到兩個子系統(tǒng)模型，然后重新構(gòu)造狀態(tài)，設(shè)計擾動觀測器(D_O)對擾動進(jìn)行估計，利用得到的估計值和構(gòu)造的虛擬同步設(shè)計的狀態(tài)，得出三相參考正弦波信號，再通過SPWM調(diào)制產(chǎn)生PWM信號控制逆變器開關(guān)管的開通和關(guān)斷。它包括如下步驟：

步驟1，將濾波之后的電壓(電流)經(jīng)過3/2坐標(biāo)變換，得出v_α、v_β和i_α、i_β。輸出的有功功率P_e和無功功率Q_e通過瞬時功率理論計算得到，即：

其中v_α和v_β為逆變器濾波之后的電壓的基波在αβ坐標(biāo)系下的表達(dá)式，i_α和i_β為逆變器濾波后的電流在αβ坐標(biāo)系下的表達(dá)式。

步驟2，如圖2所示，逆變器并網(wǎng)時對電網(wǎng)輸出的有功功率和無功功率為：

其中，V_s為逆變器輸出的電壓幅值，R₁為線路等效阻抗，X₁為線路等效感抗，E為網(wǎng)側(cè)電壓幅值，δ為網(wǎng)測電壓與逆變器輸出電壓相位的差值。由于在高壓電網(wǎng)中，電阻值R₁比感抗值X₁小的多，因此可以將其忽略，則上式可以寫成：

由于相位差角δ一般很小，所以可以取sinδ≈δ,cosδ≈1。代入上式，可以整理得到：

由上式我們可以知道，在高壓輸電線路中，有功功率P_set主要受相位差角δ影響，而無功功率Q_set主要受電壓幅值V_s的影響。因此，如圖3所示，我們可以得到下垂控制的關(guān)系式如下：

式中：f_n為網(wǎng)側(cè)電壓頻率額定值；k_p為有功功率下垂系數(shù)；P_n為有功功率額定值；V_n為網(wǎng)側(cè)電壓幅值額定值；k_Q為無功功率下垂系數(shù)；Q_n為無功功率額定值。

將下垂控制和VSG算法相結(jié)合，其有功環(huán)的輸出作為逆變器調(diào)制波的頻率和相位，無功環(huán)的輸出作為逆變器的幅值如圖3所示，數(shù)學(xué)模型為

P_set、Q_set為有功和無功功率給定；D_p、D_q為有功-頻率和無功-電壓下垂系數(shù)；Δω為電角速度差，Δω＝ω_n-ω；ω_n、ω為額定電角速度和實際電角速度；Δ_u為輸出電壓差，Δ_u＝u_n-u_o；u_n、u_o為額定電壓有效值和輸出電壓有效值；J為轉(zhuǎn)動慣量；K為慣性系數(shù)；

步驟3，并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

根據(jù)方程組可以得到：

因此可以推出網(wǎng)側(cè)電壓V(s)和逆變器輸出電壓V_i(s)之間的傳遞函數(shù)G(s)：

雙極性SPWM調(diào)制時，V_i可以表示為V_i＝E(2s-1)，其中S為開關(guān)函數(shù)。當(dāng)S₁導(dǎo)通時，S＝1；當(dāng)S₂導(dǎo)通時，S＝0。顯然，由于開關(guān)函數(shù)S的存在，使V_i不連續(xù)。對其求開關(guān)周期平均，得到<V_i>_Ts＝E(2<s>_Ts-1)，其中<V_i>_Ts表示V_i的開關(guān)周期平均值。而S的開關(guān)周期平均值為<s>_Ts＝D(t)。其中D(t)為占空比。D＝(1+v_m/V_tri)/2，其中v_m參考正弦波信號；V_tri為三角載波峰值。根據(jù)上述式子，得出<V_i>_Ts＝Ev_m/V_tri，

因此，從調(diào)制器輸入至逆變橋輸出的傳遞函數(shù)為：

K_pwm＝Vi(s)/V_m(s)＝E/V_tri

最終可得到調(diào)制器輸入至逆變器輸出的傳遞函數(shù)：

G_n(s)＝V(s)/V_i(s)＝E/V_tri(LCs²+Ls/R+1)

步驟4，如圖4所示框圖，搭建出擾動觀測器的原理圖。為了簡化電路，減少運算的數(shù)量，將標(biāo)稱模型的逆與二階低通濾波器相串聯(lián)，另一方面，通過同樣的二階低通濾波器,其輸入為下垂控制模塊的輸出e_m。然后將這兩個二階低通濾波器輸出信號相減，得到干擾估計信號

在得到干擾估計信號后，再通過一個減法電路，將下垂控制算法模塊輸出電壓e_m與干擾估計信號相減，得到補償后的控制信號。

步驟5，將控制信號與PWM控制器中的三角載波電壓信號進(jìn)行比較，產(chǎn)生SPWM信號控制逆變器開關(guān)管的開通和關(guān)斷，完成整個閉環(huán)系統(tǒng)的工作過程，實現(xiàn)更優(yōu)質(zhì)的逆變器并網(wǎng)控制。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。