本發(fā)明屬于分布式光伏發(fā)電控制技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)控制策略。

背景技術(shù)：

隨著經(jīng)濟(jì)的發(fā)展，人們對(duì)能源的需求量越來(lái)越大，能源與環(huán)境問(wèn)題日益凸現(xiàn)，傳統(tǒng)的化石能源的大量使用不僅消耗了大量的資源儲(chǔ)備而且也造成了嚴(yán)重的環(huán)境污染，已經(jīng)無(wú)法滿(mǎn)足人類(lèi)社會(huì)可持續(xù)發(fā)展的需要。

作為一種典型的可再生能源，太陽(yáng)能因其具有分布廣泛、無(wú)污染以及使用靈活等優(yōu)點(diǎn)而成為符合社會(huì)可持續(xù)發(fā)展理念的理想綠色能源。分布式光伏發(fā)電是太陽(yáng)能開(kāi)發(fā)利用的一種主要手段，正逐漸在人類(lèi)社會(huì)發(fā)展中占據(jù)越來(lái)越重要的地位。

傳統(tǒng)電力系統(tǒng)的絕大部分電能是由同步發(fā)電機(jī)提供的，同步發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子具有機(jī)械轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，在這種運(yùn)行方式下，當(dāng)電力系統(tǒng)有擾動(dòng)或者發(fā)生故障時(shí)，同步發(fā)電機(jī)可以利用轉(zhuǎn)子中蘊(yùn)藏的動(dòng)能與電力系統(tǒng)進(jìn)行能量交換，以此來(lái)維持系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

太陽(yáng)能分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)通過(guò)由電力電子器件構(gòu)成的逆變器等變流裝置與電力系統(tǒng)相連，不具有慣性與阻尼，其大量接入會(huì)對(duì)電力系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性造成不良影響。

為了使分布式光伏逆變電源具有傳統(tǒng)同步發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)慣性與阻尼，現(xiàn)今以同步發(fā)電機(jī)理論為基礎(chǔ)的虛擬同步發(fā)電機(jī)控制技術(shù)受到了人們的普遍關(guān)注。引入了虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略的分布式光伏逆變電源雖然具有了類(lèi)似于同步發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)慣量與阻尼，在一定程度上提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但現(xiàn)有的研究成果并沒(méi)有有效克服控制過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生有功功率與頻率波動(dòng)這一問(wèn)題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明就是針對(duì)上述問(wèn)題，提供一種可以有效抑制系統(tǒng)動(dòng)態(tài)過(guò)渡過(guò)程中的功率波動(dòng)的基于虛擬同步發(fā)電機(jī)的分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)控制策略。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案，本發(fā)明包括光伏陣列、電力電子變流電路、功頻控制器、勵(lì)磁控制器、具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)和SPWM觸發(fā)脈沖發(fā)生裝置，其結(jié)構(gòu)要點(diǎn)光伏陣列的輸出端與電力電子變流電路的輸入端相連，電力電子變流電路的輸出端分別與交流母線、功頻控制器的信號(hào)輸入端、勵(lì)磁控制器的信號(hào)輸入端、具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的信號(hào)輸入端相連，功頻控制器的信號(hào)輸出端、勵(lì)磁控制器的信號(hào)輸出端分別與具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的信號(hào)輸入端相連，具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的信號(hào)輸出端通過(guò)PWM觸發(fā)脈沖發(fā)生裝置控制電力電子變流電路的開(kāi)關(guān)元件；

當(dāng)外界環(huán)境條件(光照強(qiáng)度或溫度)發(fā)生變化或負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，以電力電子變流電路的逆變電路為控制對(duì)象，以抑制系統(tǒng)動(dòng)態(tài)過(guò)渡過(guò)程中所產(chǎn)生的功率波動(dòng)為控制目的，檢測(cè)并計(jì)算交流母線處的電壓、電流、頻率及功率，將它們作為功頻控制器和勵(lì)磁控制器的輸入量，得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械功率、電磁功率和勵(lì)磁電動(dòng)勢(shì)，具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的輸出經(jīng)SPWM脈沖發(fā)生裝置后產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，對(duì)逆變電路的開(kāi)關(guān)元件進(jìn)行控制。

作為一種優(yōu)選方案，本發(fā)明所述具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)以傳統(tǒng)發(fā)電機(jī)數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ)，如式(1)所示；

式中：Mm為機(jī)械轉(zhuǎn)矩，Me為電磁轉(zhuǎn)矩，Pm為機(jī)械功率，Pe為電磁功率，D為阻尼系數(shù)，Δω為電氣角速度差(Δω＝ω—ω0，ω0為額定電氣角速度，ω為實(shí)際電角速度)，J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，θ為電角度，E為感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，U為定子端電壓、I為定子電流，r為定子電樞電阻，x為同步電抗；

建立虛擬同步發(fā)電機(jī)運(yùn)行等效電路及相量圖，其中E和U分別為虛擬同步發(fā)電機(jī)輸出電壓幅值與負(fù)載電壓幅值，δ為二者之間的相位差，Z＝R+jX為逆變器等效輸出阻抗與線路阻抗之和；

虛擬同步發(fā)電機(jī)電磁功率表示為δ＝∫(ω-ω₀)dt，則

因此式(1)中的轉(zhuǎn)子運(yùn)動(dòng)方程表示為進(jìn)行拉普拉斯變換可得由此建立虛擬同步發(fā)電機(jī)功率閉環(huán)等效控制結(jié)構(gòu)；

虛擬同步發(fā)電機(jī)有功功率對(duì)于頻率波動(dòng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

設(shè)有功功率相對(duì)于頻率變化的傳遞函數(shù)為一階慣性環(huán)節(jié)；虛擬同步發(fā)電機(jī)有功功率對(duì)于頻率波動(dòng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)變化為其中，C為控制參數(shù)；

引入前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)G_f，則有

有功功率對(duì)于頻率波動(dòng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

建立具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)功率閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)。

作為另一種優(yōu)選方案，本發(fā)明所述功頻控制器包括第一比較器、調(diào)節(jié)器、第二比較器和限幅器，第一比較器對(duì)額定頻率f_N和虛擬同步發(fā)電機(jī)實(shí)際頻率f進(jìn)行比較的出系統(tǒng)頻率偏差△f，調(diào)節(jié)器由系統(tǒng)頻率偏差△f得到負(fù)荷增量△P，△P與給定功率相比較，經(jīng)過(guò)限幅器LTP得到逆變器的輸入機(jī)械功率值P_m(輸入到VSG算法中)，用以限制VSG的機(jī)械功率在允許的范圍內(nèi)；所述比例調(diào)節(jié)器系數(shù)K_g對(duì)應(yīng)于同步發(fā)電機(jī)的調(diào)差系數(shù)。

其次，本發(fā)明所述勵(lì)磁控制器包括第三比較器、比例調(diào)節(jié)器、加法器和乘法器，第三比較器將實(shí)際輸出電壓幅值U₀與輸出電壓幅值的給定參考值U_ref的差值經(jīng)過(guò)比例調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后產(chǎn)生勵(lì)磁電流偏差值△i_f，加法器將△i_f與勵(lì)磁電流參考值if相加后，通過(guò)乘法器與角頻率相乘得到勵(lì)磁電動(dòng)勢(shì)幅值E0，作為虛擬同步發(fā)電機(jī)電壓算法的輸入值。

另外，本發(fā)明所述轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J設(shè)定為0.2kgm²、前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)控制參數(shù)C設(shè)定為0.4。

本發(fā)明有益效果。

本發(fā)明在spwm觸發(fā)脈沖發(fā)生裝置與工頻控制器、勵(lì)磁控制器之間加入具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)，具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)接收Pe、i、Pm、Eo信號(hào)進(jìn)行計(jì)算，輸出Uref信號(hào)控制spwm觸發(fā)脈沖發(fā)生裝置，可以有效抑制系統(tǒng)動(dòng)態(tài)過(guò)渡過(guò)程中的功率波動(dòng)的。

本發(fā)明在光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變器的控制環(huán)節(jié)中引入了同步發(fā)電機(jī)的數(shù)學(xué)模型及其控制方法，針對(duì)系統(tǒng)在動(dòng)態(tài)響應(yīng)過(guò)程中容易產(chǎn)生功率波動(dòng)這一問(wèn)題，建立了虛擬同步發(fā)電機(jī)有功功率對(duì)于頻率波動(dòng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)，在傳統(tǒng)虛擬同步發(fā)電機(jī)本體控制的基礎(chǔ)之上引入前饋補(bǔ)償控制環(huán)節(jié)，建立了具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)功率閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，通過(guò)對(duì)前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)可調(diào)參數(shù)的調(diào)節(jié)可以達(dá)到降低系統(tǒng)階數(shù)的控制效果，從而有效抑制過(guò)渡過(guò)程中的功率波動(dòng)。

附圖說(shuō)明

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步說(shuō)明。本發(fā)明保護(hù)范圍不僅局限于以下內(nèi)容的表述。

圖1為本發(fā)明基于虛擬同步發(fā)電機(jī)算法的光伏逆變器控制框圖。

圖2為本發(fā)明虛擬同步發(fā)電機(jī)的等效電路與相量圖。

圖3為本發(fā)明虛擬同步發(fā)電機(jī)功率閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖。

圖4為本發(fā)明具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)功率閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)示意圖。

圖5為本發(fā)明功頻控制器示意圖。

圖6為本發(fā)明勵(lì)磁控制器示意圖。

圖7為本發(fā)明負(fù)載發(fā)生變化時(shí)的電流波形。

圖8為本發(fā)明負(fù)載發(fā)生變化時(shí)的頻率波形。

圖9為本發(fā)明負(fù)載發(fā)生變化時(shí)前饋補(bǔ)償控制環(huán)節(jié)控制參數(shù)C設(shè)定為不同值時(shí)的有功功率輸出波形。

具體實(shí)施方式

如圖所示，本發(fā)明包括光伏陣列、電力電子變流電路、功頻控制器、勵(lì)磁控制器、具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)和SPWM觸發(fā)脈沖發(fā)生裝置，光伏陣列的輸出端與電力電子變流電路的輸入端相連，電力電子變流電路的輸出端分別與交流母線、功頻控制器的信號(hào)輸入端、勵(lì)磁控制器的信號(hào)輸入端、具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的信號(hào)輸入端相連，功頻控制器的信號(hào)輸出端、勵(lì)磁控制器的信號(hào)輸出端分別與具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的信號(hào)輸入端相連，具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的信號(hào)輸出端通過(guò)PWM觸發(fā)脈沖發(fā)生裝置控制電力電子變流電路的開(kāi)關(guān)元件；

當(dāng)外界環(huán)境條件(光照強(qiáng)度或溫度)發(fā)生變化或負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，以電力電子變流電路的逆變電路為控制對(duì)象，以抑制系統(tǒng)動(dòng)態(tài)過(guò)渡過(guò)程中所產(chǎn)生的功率波動(dòng)為控制目的，檢測(cè)并計(jì)算交流母線處的電壓、電流、頻率及功率，將它們作為功頻控制器和勵(lì)磁控制器的輸入量，得到虛擬同步發(fā)電機(jī)的機(jī)械功率、電磁功率和勵(lì)磁電動(dòng)勢(shì)，具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的輸出經(jīng)SPWM脈沖發(fā)生裝置后產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，對(duì)逆變電路的開(kāi)關(guān)元件進(jìn)行控制。

所述具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)以傳統(tǒng)發(fā)電機(jī)數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ)，如式(1)所示；

式中：Mm為機(jī)械轉(zhuǎn)矩，Me為電磁轉(zhuǎn)矩，Pm為機(jī)械功率，Pe為電磁功率，D為阻尼系數(shù)，Δω為電氣角速度差(Δω＝ω—ω0，ω0為額定電氣角速度，ω為實(shí)際電角速度)，J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，θ為電角度，E為感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，U為定子端電壓、I為定子電流，r為定子電樞電阻，x為同步電抗；

建立虛擬同步發(fā)電機(jī)運(yùn)行等效電路及相量圖，如圖2所示，其中E和U分別為虛擬同步發(fā)電機(jī)輸出電壓幅值與負(fù)載電壓幅值，δ為二者之間的相位差，Z＝R+jX為逆變器等效輸出阻抗與線路阻抗之和；

虛擬同步發(fā)電機(jī)電磁功率表示為δ＝∫(ω-ω₀)dt，則

因此式(1)中的轉(zhuǎn)子運(yùn)動(dòng)方程表示為進(jìn)行拉普拉斯變換可得由此建立虛擬同步發(fā)電機(jī)功率閉環(huán)等效控制結(jié)構(gòu)，如圖3所示；

虛擬同步發(fā)電機(jī)有功功率對(duì)于頻率波動(dòng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

設(shè)有功功率相對(duì)于頻率變化的傳遞函數(shù)為一階慣性環(huán)節(jié)；虛擬同步發(fā)電機(jī)有功功率對(duì)于頻率波動(dòng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)變化為其中，C為控制參數(shù)；

引入前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)G_f，則有

有功功率對(duì)于頻率波動(dòng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

建立具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)功率閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，如圖4所示。

采用具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)控制策略，當(dāng)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J設(shè)定為0.2kgm²、C設(shè)定為不同值，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，改進(jìn)虛擬同步發(fā)電機(jī)控制的有功功率波形如圖9所示，由圖可見(jiàn)，可調(diào)參數(shù)C增大，有功功率超調(diào)增大，適當(dāng)減小可調(diào)參數(shù)C的設(shè)定值可以有效避免有功功率超調(diào)并加快響應(yīng)速度。當(dāng)控制參數(shù)C增大到1時(shí)，改進(jìn)虛擬同步發(fā)電機(jī)控制策略的控制效果與傳統(tǒng)虛擬同步發(fā)電機(jī)控制等同。

如圖5所示，所述功頻控制器包括第一比較器、調(diào)節(jié)器、第二比較器和限幅器，第一比較器對(duì)額定頻率f_N和虛擬同步發(fā)電機(jī)實(shí)際頻率f進(jìn)行比較的出系統(tǒng)頻率偏差△f，調(diào)節(jié)器由系統(tǒng)頻率偏差△f得到負(fù)荷增量△P，△P與給定功率相比較，經(jīng)過(guò)限幅器LTP得到逆變器的輸入機(jī)械功率值P_m(輸入到VSG算法中)，用以限制VSG的機(jī)械功率在允許的范圍內(nèi)；所述比例調(diào)節(jié)器系數(shù)K_g對(duì)應(yīng)于同步發(fā)電機(jī)的調(diào)差系數(shù)。

如圖6所示，所述勵(lì)磁控制器包括第三比較器、比例調(diào)節(jié)器、加法器和乘法器，第三比較器將實(shí)際輸出電壓幅值U₀與輸出電壓幅值的給定參考值U_ref的差值經(jīng)過(guò)比例調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后產(chǎn)生勵(lì)磁電流偏差值△i_f，加法器將△i_f與勵(lì)磁電流參考值if相加后，通過(guò)乘法器與角頻率相乘得到勵(lì)磁電動(dòng)勢(shì)幅值E0，作為虛擬同步發(fā)電機(jī)電壓算法的輸入值。K_e為比例放大系數(shù)。

所述轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J設(shè)定為0.2kgm²、前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)控制參數(shù)C設(shè)定為0.4。采用具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)控制策略，當(dāng)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J設(shè)定為0.2kgm²、前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)控制參數(shù)C設(shè)定為0.4時(shí)，負(fù)載變化前后的輸出電流波形如圖7所示，在負(fù)載發(fā)生變化時(shí)輸出電流經(jīng)過(guò)短暫而微小波動(dòng)之后迅速趨于穩(wěn)定。

采用具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)控制策略，當(dāng)轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J設(shè)定為0.2kgm²、前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)控制參數(shù)C設(shè)定為0.4時(shí)，負(fù)載變化前后頻率波形如圖8所示，由圖可見(jiàn)頻率波動(dòng)始終維持在±0.2Hz以?xún)?nèi)，滿(mǎn)足頻率控制要求。

如圖9所示，可調(diào)參數(shù)C增大，有功功率超調(diào)增大，適當(dāng)減小可調(diào)參數(shù)C的設(shè)定值可以有效避免有功功率超調(diào)并加快響應(yīng)速度。經(jīng)實(shí)踐證明，在轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J設(shè)定為0.2kgm²時(shí)，前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)控制參數(shù)C設(shè)定為0.4，功率波動(dòng)小，動(dòng)態(tài)過(guò)渡時(shí)間短，是一種比較理想的工作狀態(tài)。

所述具有前饋補(bǔ)償?shù)奶摂M同步發(fā)電機(jī)本體控制環(huán)節(jié)的硬件電路可采用dsp電路。

可以理解的是，以上關(guān)于本發(fā)明的具體描述，僅用于說(shuō)明本發(fā)明而并非受限于本發(fā)明實(shí)施例所描述的技術(shù)方案，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，仍然可以對(duì)本發(fā)明進(jìn)行修改或等同替換，以達(dá)到相同的技術(shù)效果；只要滿(mǎn)足使用需要，都在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。