本發(fā)明涉及無線電能傳輸技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)及其參數(shù)設(shè)計方法。

背景技術(shù)：

無線電能傳輸(Wireless Power Transfer,WPT)技術(shù)借助磁場、電場、微波、聲波等介質(zhì)作為能量載體來傳輸電能，目前已經(jīng)受到國內(nèi)專家學(xué)者的廣泛關(guān)注，并在電動車、家用電器、醫(yī)療器械、水下探測、智能家居等多個領(lǐng)域取得了諸多成果。

ECPT(Electric-field Coupled Power Transfer)，又稱為CPT(Capacitive Power Transfer)、CCPT(Capacitively Coupled Power Transfer)系統(tǒng)是一種以金屬極板作為耦合機(jī)構(gòu)，高頻電場為能量載體的無線電能傳輸方式。系統(tǒng)的耦合機(jī)構(gòu)可以采用輕薄的銅箔或鋁箔來構(gòu)成，因此具有輕便、對周圍導(dǎo)體不會產(chǎn)生渦流損耗、電磁兼容性較好等諸多優(yōu)點(diǎn)，在電動車充/供電、便攜式電子產(chǎn)品充電，LED照明等諸多領(lǐng)域有很好的應(yīng)用前景。目前國內(nèi)外的專家學(xué)者在ECPT系統(tǒng)的高頻逆變器設(shè)計、耦合機(jī)構(gòu)的補(bǔ)償、輸出穩(wěn)壓控制、諧振拓?fù)洹⒛芰颗c信號并行傳輸、傳輸間距擴(kuò)增等方面已獲得了眾多的研究成果。在傳輸距離提升方面，現(xiàn)有的ECPT系統(tǒng)已經(jīng)取得了較大的突破，然而大多數(shù)系統(tǒng)存在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)復(fù)雜以及傳輸特性對參數(shù)變化較敏感的問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本申請通過提供一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)及其參數(shù)設(shè)計方法，以解決現(xiàn)有技術(shù)中高階ECPT系統(tǒng)中的多個諧振元件所造成的拓?fù)鋸?fù)雜以及參數(shù)敏感的技術(shù)問題，在相同輸出功率條件下，所提供系統(tǒng)的傳輸效率比現(xiàn)有高階系統(tǒng)更高。

為解決上述技術(shù)問題，本申請采用以下技術(shù)方案予以實現(xiàn)：

一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)，包括直流電源、全橋逆變電路、并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)、由兩對耦合極板構(gòu)成的電場耦合結(jié)構(gòu)、串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)、整流濾波電路以及負(fù)載，其中，所述直流電源連接所述全橋逆變電路，為所述全橋逆變電路提供直流電，所述并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)由諧振電感L₁與諧振電容C₁構(gòu)成，所述諧振電感L₁的一端連接所述全橋逆變網(wǎng)絡(luò)的第一輸出端，所述諧振電感L₁的另一端通過所述諧振電容C₁連接所述全橋逆變網(wǎng)絡(luò)的第二輸出端，在所述諧振電容C₁的兩端各自連接有一塊發(fā)射極板，所述串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)由諧振電感L₂與諧振電容C₂構(gòu)成，在所述諧振電容C₂的兩端各自連接有一塊接收極板，發(fā)射極板與接收極板一一對應(yīng)耦合實現(xiàn)能量無線傳輸，所述諧振電容C₂的一端通過所述諧振電感L₂連接所述整流濾波電路的第一輸入端，所述諧振電容C₂的另一端連接所述整流濾波電路的第二輸入端，在所述整流濾波電路的兩個輸出端之間連接所述負(fù)載。

為了減小電感的電磁干擾、體積與重量，所述諧振電感L₁、諧振電感L₂均采用磁芯繞制。

一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計方法，包括如下步驟：

S1：按權(quán)利要求1所述的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)構(gòu)建一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)，設(shè)定負(fù)載阻值R_L、輸出功率P_out、系統(tǒng)運(yùn)行頻率f以及耦合機(jī)構(gòu)等效電容C_s；

S2：計算所述串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的效率η₂；

S3：判斷η₂是否大于設(shè)定的效率閾值，如果是，則進(jìn)入步驟S5，否則，進(jìn)入步驟S4，這里的效率閾值通常根據(jù)實際的工程經(jīng)驗來選取；

S4：在所述整流濾波電路后配置有源阻抗變換電路以調(diào)節(jié)等效輸出負(fù)載R_e，隨后跳轉(zhuǎn)至步驟S2；

S5：計算阻值增益G_r；

S6：計算串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的諧振電容C₂和諧振電感L₂；

S7：由所述全橋逆變電路中MOSFET管的極限漏源電壓、諧振電感L₁的上限電感值及并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)輸入電流的全諧波畸變率共同確定電壓增益G_V，式中，m代表諧波的階數(shù)，n取值大于7即可包括諧波中90％以上的能量；

S8：計算并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的諧振電容C₁和諧振電感L₁；

S9：計算直流電壓輸入U_dc。

S10：確定最終系統(tǒng)參數(shù)。

進(jìn)一步地，步驟S2中所述串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的效率式中，P_in2為注入接收單元的輸入功率，U_e為串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的等效輸出電壓，P_loss2為電感的損耗功率，R_e為整流濾波電路與負(fù)載R_L的等效交流電阻，即等效輸出負(fù)載，R_e＝8R_L/π²。

進(jìn)一步地，步驟S5中串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的阻值增益式中，R_2p為R_p極小值對應(yīng)的接收單元等效輸入電阻的阻值，R_Cs為耦合機(jī)構(gòu)的介質(zhì)損耗等效電阻的阻值，γ為介質(zhì)損耗正切值，ω為系統(tǒng)的工作角頻率，ω＝2πf。

進(jìn)一步地，步驟S6中串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的諧振電容諧振電感

進(jìn)一步地，步驟S8中并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的諧振電容諧振電感式中，R_p為耦合機(jī)構(gòu)與接收單元的串聯(lián)等效電路的并聯(lián)等效電路對應(yīng)的接收單元等效輸入電阻的阻值，R₂為耦合機(jī)構(gòu)與接收單元的串聯(lián)等效電路的接收單元的等效輸入電阻的阻值。

進(jìn)一步地，步驟S9中式中，U_d為耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓。

進(jìn)一步地，步驟S4中在所述整流濾波電路后配置buck、boost或者buck-boost中的任一種有源阻抗變換電路以調(diào)節(jié)等效輸出負(fù)載R_e。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本申請?zhí)峁┑募夹g(shù)方案，具有的技術(shù)效果或優(yōu)點(diǎn)是：在保證傳輸距離、功率和效率的前提下，使得系統(tǒng)的復(fù)雜度和參數(shù)敏感性有效地降低。

附圖說明

圖1為雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；

圖2為雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)等效電路圖；

圖3(a)為耦合機(jī)構(gòu)與接收單元的串聯(lián)等效電路圖；

圖3(b)為耦合機(jī)構(gòu)與接收單元的串聯(lián)等效電路的并聯(lián)等效電路圖；

圖4(a)為串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖一；

圖4(b)為串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖二；

圖5(a)為不同耦合機(jī)構(gòu)等效電容和等效輸出負(fù)載對應(yīng)的串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)諧振電容C₂參數(shù)的分布規(guī)律圖；

圖5(b)為不同耦合機(jī)構(gòu)等效電容和等效輸出負(fù)載對應(yīng)的串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)諧振電感L₂參數(shù)的分布規(guī)律圖；

圖5(c)為不同耦合機(jī)構(gòu)等效電容和等效輸出負(fù)載對應(yīng)的串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)阻值增益G_r參數(shù)的分布規(guī)律圖；

圖5(d)為不同耦合機(jī)構(gòu)等效電容和等效輸出負(fù)載對應(yīng)的串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)效率η₂參數(shù)的分布規(guī)律圖；

圖6(a)為串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗的敏感性圖；

圖6(b)為串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)輸入相角的敏感性圖；

圖7(a)為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖一；

圖7(b)為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖二；

圖8為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的電壓增益與電感損耗和效率η₁的關(guān)系圖；

圖9(a)為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的元件參數(shù)對輸入阻抗的影響圖；

圖9(b)為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的元件參數(shù)對輸入相角的影響圖；

圖9(c)為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的元件參數(shù)對電壓增益的影響圖；

圖10為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的THD及諧振電感L₁與電壓增益的關(guān)系圖；

圖11為本發(fā)明的參數(shù)設(shè)計方法流程圖；

圖12為本發(fā)明的諧振電容C₁端電壓與輸出電壓的仿真波形圖；

圖13為基于雙側(cè)LC諧振網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；

圖14為基于雙側(cè)LC諧振網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)的仿真波形圖；

圖15(a)為本發(fā)明的逆變器輸出電壓和電流的實驗波形圖；

圖15(b)為本發(fā)明的諧振電容C₁端電壓與輸出電壓的實驗波形圖。

具體實施方式

本申請實施例通過提供一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)及其參數(shù)設(shè)計方法，以解決現(xiàn)有技術(shù)中高階ECPT系統(tǒng)中的多個諧振元件所造成的拓?fù)鋸?fù)雜以及參數(shù)敏感的技術(shù)問題。

為了更好的理解上述技術(shù)方案，下面將結(jié)合說明書附圖以及具體的實施方式，對上述技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)的說明。

一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)，包括直流電源、全橋逆變電路、并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)、由兩對耦合極板構(gòu)成的電場耦合結(jié)構(gòu)、串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)、整流濾波電路以及負(fù)載，其中，所述直流電源連接所述全橋逆變電路，為所述全橋逆變電路提供直流電，所述并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)由諧振電感L₁與諧振電容C₁構(gòu)成，所述諧振電感L₁的一端連接所述全橋逆變網(wǎng)絡(luò)的第一輸出端，所述諧振電感L₁的另一端通過所述諧振電容C₁連接所述全橋逆變網(wǎng)絡(luò)的第二輸出端，在所述諧振電容C₁的兩端各自連接有一塊發(fā)射極板，所述串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)由諧振電感L₂與諧振電容C₂構(gòu)成，在所述諧振電容C₂的兩端各自連接有一塊接收極板，發(fā)射極板與接收極板一一對應(yīng)耦合實現(xiàn)能量無線傳輸，所述諧振電容C₂的一端通過所述諧振電感L₂連接所述整流濾波電路的第一輸入端，所述諧振電容C₂的另一端連接所述整流濾波電路的第二輸入端，在所述整流濾波電路的兩個輸出端之間連接所述負(fù)載。

為了減小電感的電磁干擾、體積與重量，所述諧振電感L₁、諧振電感L₂均采用磁芯繞制。

一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計方法，包括如下步驟：

S1：按權(quán)利要求1所述的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)構(gòu)建一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)，設(shè)定負(fù)載阻值R_L、輸出功率P_out、系統(tǒng)運(yùn)行頻率f以及耦合機(jī)構(gòu)等效電容C_s；

S2：計算所述串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的效率式中，P_in2為注入接收單元的輸入功率，U_e為串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的等效輸出電壓，P_loss2為電感的損耗功率，R_e為整流濾波電路與負(fù)載R_L的等效交流電阻，即等效輸出負(fù)載，R_e＝8R_L/π²；

S3：判斷η₂是否大于設(shè)定的效率閾值，如果是，則進(jìn)入步驟S5，否則，進(jìn)入步驟S4；

S4：在所述整流濾波電路后配置有源阻抗變換電路以調(diào)節(jié)等效輸出負(fù)載R_e，隨后跳轉(zhuǎn)至步驟S2；

S5：計算阻值增益式中，R_2p為R_p極小值對應(yīng)的接收單元等效輸入電阻的阻值，R_Cs為耦合機(jī)構(gòu)的介質(zhì)損耗等效電阻的阻值，γ為介質(zhì)損耗正切值，ω為系統(tǒng)的工作角頻率，ω＝2πf；

S6：計算串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的諧振電容和諧振電感

S7：由所述全橋逆變電路中MOSFET管的極限漏源電壓、諧振電感L₁的上限電感值及并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)輸入電流的全諧波畸變率共同確定電壓增益G_V，式中，m代表諧波的階數(shù)，n取值大于7即可包括諧波中90％以上的能量；

S8：計算并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的諧振電容諧振電感式中，R_p為耦合機(jī)構(gòu)與接收單元的串聯(lián)等效電路的并聯(lián)等效電路對應(yīng)的接收單元等效輸入電阻的阻值，R₂為耦合機(jī)構(gòu)與接收單元的串聯(lián)等效電路的接收單元的等效輸入電阻的阻值；

S9：計算直流電壓輸入式中，U_d為耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓；

S10：確定最終系統(tǒng)參數(shù)。

下面將對雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其參數(shù)設(shè)計方法進(jìn)行詳細(xì)闡述：

圖1為基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。C_s1和C_s2表示耦合機(jī)構(gòu)的發(fā)射極板和接收極板所構(gòu)成的一對集中電容。諧振電感L₁與諧振電感C₁構(gòu)成并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)，諧振電感L₂與諧振電容C₂構(gòu)成串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)。直流電源、全橋逆變電路與并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)組成系統(tǒng)的發(fā)射單元，而接收單元由串聯(lián)型LC 網(wǎng)絡(luò)、整流濾波電路以及負(fù)載組成。系統(tǒng)的工作原理為：直流電源經(jīng)由高頻逆變電路轉(zhuǎn)變?yōu)榻蛔冸妷?，后通過并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)倍升至更高等級電壓后提供給耦合機(jī)構(gòu)，并聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)還兼具補(bǔ)償耦合機(jī)構(gòu)的作用。接收單元所拾取到的電壓再經(jīng)由串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)后整流濾波成負(fù)載所需的直流電壓。串聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)的作用是將輸出負(fù)載進(jìn)行阻抗變換，達(dá)到在相同輸出功率條件下耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓最低。

圖2為基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)基頻下的等效電路圖，其中C_s＝C_s1C_s2/(C_s1+C_s2)，U_in1為全橋逆變電路輸出電壓的基頻分量，R_e為整流濾波電路與負(fù)載R_L的等效交流電阻，即等效輸出電阻，且R_e＝8R_L/π²。全橋逆變電路采用恒定驅(qū)動頻率進(jìn)行控制。

圖3(a)為耦合機(jī)構(gòu)與接收單元的串聯(lián)等效電路，U_d為耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓、R₂為接收單元的等效輸入電阻的阻值，R_Cs為耦合機(jī)構(gòu)的介質(zhì)損耗等效阻值：

式(1)中γ為耦合機(jī)構(gòu)等效電容的介質(zhì)損耗正切值。

圖3(a)的并聯(lián)等效電路如圖3(b)所示，這種形式可以簡化電路的分析。兩種電路形式之間的轉(zhuǎn)換關(guān)系為：

式中，ω為系統(tǒng)的工作角頻率，ω＝2πf，f為系統(tǒng)運(yùn)行頻率。

就現(xiàn)有的高階ECPT系統(tǒng)來看，耦合機(jī)構(gòu)等效電容大多數(shù)在(10pF，50pF)范圍內(nèi)，輸出負(fù)載阻值在(10Ω，100Ω)范圍內(nèi)。通過分析式(3)發(fā)現(xiàn)，對于現(xiàn)有的高階ECPT系統(tǒng)，R_p將達(dá)到若干兆歐，因此需要很高的激勵電壓U_d才能傳輸所需的功率。然而，受到絕緣材料和元件耐壓等級的限制，U_d不能過高。此時就可以通過增加接收單元等效輸入電阻阻值R₂來降低U_d。同時通過分析(3)式可以發(fā)現(xiàn)，R_p關(guān)于R₂存在極小值點(diǎn)，這就意味著，在相同輸出功率條件下耦合機(jī)構(gòu)的激勵電壓可以達(dá)到極小值

式中，P_in2為注入接收單元的輸入功率，R_{p_min}為R_p的極小值，

對應(yīng)的接收單元等效輸入電阻R₂為

串聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)的作用就是將接收單元的等效輸入阻值R₂轉(zhuǎn)變?yōu)镽_2p。

然而即便耦合機(jī)構(gòu)的激勵電壓達(dá)到極小值，通常也在1kV左右。現(xiàn)有的MOSFET耐壓值高于這個電壓范圍的型號較少而且價格昂貴，另外由其特性可知，MOSFET最好運(yùn)行在低壓大電流狀態(tài)。為了解決耦合機(jī)構(gòu)的高激勵電壓需求和逆變器開關(guān)管低電壓運(yùn)行需求兩者之間的矛盾，在逆變器之后設(shè)置并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)來將其輸出電壓抬升至耦合機(jī)構(gòu)所需的高壓值，同時補(bǔ)償耦合機(jī)構(gòu)的等效容抗。

本發(fā)明的雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計方法原理如下：

根據(jù)元件的連接方式，LC網(wǎng)絡(luò)可分為并聯(lián)型和串聯(lián)型兩種形式。串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)可將輸出阻值轉(zhuǎn)變?yōu)楦咦柚担徊⒙?lián)型LC網(wǎng)絡(luò)可提供高電壓輸出給耦合機(jī)構(gòu)。在現(xiàn)有的ECPT系統(tǒng)分析中，通常假設(shè)所有的半導(dǎo)體器件為理想器件，且忽略電容和電感的寄生參數(shù)，本發(fā)明也采用相同的近似方法。

1、串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)

如圖4為串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的兩種拓?fù)?。在阻抗倍升能力方面，兩種拓?fù)渚哂邢嗤男Ч?。由電容的高頻特性可知，圖4(b)不能抑制后級電路注入的高次諧波，因此本發(fā)明采用圖4(a)的拓?fù)湫问?。圖4(a)的輸入阻抗為：

當(dāng)網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗為純阻性時，即電抗X₂＝0，元件參數(shù)滿足：

則串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的阻值增益為：

聯(lián)立式(8)和(9)可獲得串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的諧振電感和諧振電容：

由前面對耦合機(jī)構(gòu)特性的分析可知，接收單元的等效輸入阻值等于R_2p時，相同的輸出功率P_out下耦合機(jī)構(gòu)的激勵電壓U_d最優(yōu)。因此串聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)的阻值增益應(yīng)選擇為：

為了減小電感的電磁干擾、體積與重量，本實施例所用的電感均采用磁芯進(jìn)行繞制。高頻運(yùn)行狀態(tài)下，磁芯損耗將不可忽略。負(fù)載R_L直接影響到串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的效率：過小的R_L將會造成絕大部分能量損失在電感上，而由式(10)可知R_e過大則會造成諧振電感L₂過大，因此除了考慮耦合機(jī)構(gòu)的激勵電壓最優(yōu)以外，還需要綜合考慮電感的損耗和體積來設(shè)計串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)。電感的損耗功率與多個因素相關(guān)，如所用磁芯材料以及電感電流，因而難以推導(dǎo)出C₂和L₂的通用表達(dá)式。

以MICROMETALS公司的高頻環(huán)形2型鐵粉磁芯為例，由其所給出的技術(shù)資料可知，電感的損耗功率為：

式中，為磁芯體積，B為磁芯中的磁通量密度，

式中，A為磁芯的橫截面積，為電感L₂的端電壓，N為電感的匝數(shù)，且可表示為：

其中，A_L為磁芯的電感系數(shù)。相比于電感的內(nèi)阻，銀云母電容的內(nèi)阻可以忽略，由此串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的效率為：

分析P_out＝100W，R_L在常見范圍(10Ω，100Ω)變化，而C_s分別取值15pF,25pF,30pF,35pF,40pF,50pF時，使得η₂＞90％的L₂和C₂的選值。依據(jù)式(13)(14)(15)(16)，所得的LC網(wǎng)絡(luò)的電路參數(shù)的分布規(guī)律如圖5。

可以看到，在相同R_e條件下如果C_s過小，則為了使得接收單元的等效輸入阻抗等于R_2p，那么網(wǎng)絡(luò)的運(yùn)行效率將低于90％，如圖5(b)(d)所示。這是因為越小的C_s將會引起越大的耦合機(jī)構(gòu)介質(zhì)損耗；相反若C_s增加，LC型網(wǎng)絡(luò)的阻值增益G_r與諧振電感L₂相應(yīng)減小，網(wǎng)絡(luò)的傳輸效率增加，如圖5(c)(d)。在相同的C_s條件下，越小的R_e則對應(yīng)越小的電感值。

因此在串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的實際設(shè)計中，首先根據(jù)輸出負(fù)載阻值的大小來選擇盡可能大耦合機(jī)構(gòu)的等效電容C_s，進(jìn)而由式(6)(12)計算出串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的阻值增益G_r，最后根據(jù)(10)(11)得到L₂和C₂。以R_L＝40Ω為例，根據(jù)圖5(d)可知，為了使得網(wǎng)絡(luò)的效率η₂高于90％，C_s可設(shè)計為35pF，后根據(jù)(6)(12)計算阻值增益G_r，繼而由(10)(11)可得到C₂＝0.577nF，L₂＝174.9μH。

對于指定的R_e，有可能不存在使得η₂＞90％的耦合機(jī)構(gòu)的等效電容C_s，此時則需要對R_e進(jìn)行阻抗變換。通過在整流濾波電路后配置buck、boost、buck-boost等有源阻抗變換電路能夠以足夠高的效率來實現(xiàn)等效輸出阻抗的微調(diào)。至于采用其他磁芯材料和輸出功率的情況，僅需修改(1)式中的介質(zhì)損耗正切值以及(13)式中的相應(yīng)系數(shù)，基于相同的求解方法即可設(shè)計串聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)。

LC網(wǎng)絡(luò)對電路參數(shù)的魯棒性是保證系統(tǒng)正常工作的重要條件。通過分析L₂和C₂分別在自身設(shè)定值的±1μH和±10pF的變化范圍內(nèi)，輸入阻抗以及輸入相角的變化情況來分析串聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)敏感性。由圖6可以看到，當(dāng)L₂和C₂在指定的范圍變化時，輸入阻抗的變化范圍在±5％以內(nèi)，而輸入相角則并未出現(xiàn)劇烈的跳變。圖中圓點(diǎn)對應(yīng)為設(shè)定的工作點(diǎn)。

全諧波畸變率THD(Total Harmonic Distortion)表征了電路對高次諧波的抑制能力。越小的THD表明高次諧波所攜帶的能量相對于基波所攜帶的能量越小。諧波作用下的整流橋前級電路的阻抗較為復(fù)雜，因而很難獲得整流橋注入電流的THD₂的解析形式。采用MATLAB的FFT工具箱，從數(shù)值仿真的角度來分析其高次諧波抑制能力，可得到THD₂為0.6％左右。這說明了串聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)能夠很好地抑制整流橋所產(chǎn)生的諧波。

2、并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)

如圖7為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的兩種拓?fù)洹Ｔ谳敵鲭妷涸鲆娣矫?，兩種拓?fù)渚哂邢嗤男Ч?。與串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)類似，圖7(b)不能對前級電路的高次諧波進(jìn)行抑制，因而本實施例主要討論圖7(a)的并聯(lián)LC拓?fù)湫问健?/p>

圖7(a)的輸入阻抗可表示為：

并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓U_d和輸入電壓U_in1的增益可表示為：

式中，Q＝ωC₁R_p為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)，為了確保并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的功率因數(shù)為1且具有電壓倍升效果，令式(17)的虛部為零，并與式(18)聯(lián)立可得：

并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的等效輸入阻抗要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于耦合機(jī)構(gòu)的等效串聯(lián)電阻，因此耦合機(jī)構(gòu)的介質(zhì)損耗可以忽略。并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的效率可近似為：

P_in1為注入并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的輸入功率，結(jié)合式(16)可知由并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)和串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)組成的ECPT系統(tǒng)的整體效率為：

由式(13)(14)(15)(21)可得電壓增益與電感損耗以及效率η₁的關(guān)系如圖8?？梢?，若要所設(shè)計的并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)運(yùn)行效率不低于80％，電壓增益不可過高。

基于(18)(19)(20)分析并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗Z_1in變化百分比、輸入相角和電壓增益G_v與諧振電感L₁和諧振電容C₁之間的關(guān)系，繪制出等高圖9，圖9中圓點(diǎn)對應(yīng)為設(shè)定的工作點(diǎn)?？梢钥吹?，當(dāng)諧振電感L₁和諧振電容C₁在指定的范圍變化時，輸入阻抗與輸入相角不會出現(xiàn)大幅的跳變，而且電壓增益的變化百分比在±1％左右。

根據(jù)THD的一般定義可獲得并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)輸入電流的THD₁的一般表達(dá)式為：

式中，m代表諧波的階數(shù)，n取值大于7即可包括諧波中90％以上的能量?？梢钥吹絋HD₁僅與網(wǎng)絡(luò)的電壓增益有關(guān)。對于采用前述方法而設(shè)計的任意一個并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)電壓增益高于13時即可得到低于1％的THD₁，如圖10中虛線所示。因此，只要保證足夠高的電壓增益，并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)中即可忽略高次諧波的作用，僅考慮逆變器的輸出電流的基波。因而根據(jù)傅里葉變換原理可得所需的直流電壓輸入可近似為：

由式(20)得到電壓增益G_v與諧振電感L₁的關(guān)系曲線如圖10中實線所示。若要諧振電感L₁不至于過大，電壓增益G_v則不可過低。由此可見，電壓增益G_v的下限值需要由MOSFET管的極限漏源電壓、諧振電感L₁的電感值以及THD₁三者共同決定；電壓增益G_v的上限值則由運(yùn)行效率η₁來決定。本實施例中以G_v＝30為例，根據(jù)式(23)可知對應(yīng)網(wǎng)絡(luò)輸入電流的THD₁為0.4％，由式(19)(20)可計算出并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)的相應(yīng)參數(shù)為C₁＝0.492nF，L₁＝198μH。

綜上，基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計方法流程圖，如圖11所示，需要指出的是在實際系統(tǒng)的設(shè)計中，應(yīng)采用盡可能大的等效耦合電容C_s，以獲得較高的傳輸效率以及較低耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓。

下面將通過仿真與實驗的方法進(jìn)一步驗證本發(fā)明的有效性。

系統(tǒng)的運(yùn)行頻率f一般根據(jù)實際工程經(jīng)驗來確定，負(fù)載阻值R_L、輸出功率P_out和耦合機(jī)構(gòu)等效電容C_s則根據(jù)實際系統(tǒng)的具體需求來決定。仿真和實驗系統(tǒng)選取f＝500kHz，R_L＝40Ω，P_out＝100W，C_s＝35pF。系統(tǒng)主要參數(shù)設(shè)計如表1。

表1系統(tǒng)主要參數(shù)

采用表1中的參數(shù)并參照圖2中的電路圖，在MATLAB軟件中搭建仿真模型，仿真結(jié)果如圖12所示。需要指出的是，為了便于對比仿真與實驗的結(jié)果，仿真參數(shù)選取為實驗樣機(jī)中元件的測量值。圖12中和U_out分別為并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)中諧振電容C₁的端電壓和整流橋輸出電壓。峰值為1.35kV，有效值是逆變器輸出電壓基波分量的29.37倍，與理論計算值30基本一致。

當(dāng)系統(tǒng)中所有的電感相對設(shè)定值均減小0.5μH，電容均減小5pF時，系統(tǒng)的仿真波形如圖12中的虛線波形。激勵電壓和輸出電壓的幅值基本不變?nèi)鐖D12。

為了對比所提系統(tǒng)與現(xiàn)有高階ECPT系統(tǒng)的參數(shù)敏感性，在工作頻率、輸出功率、負(fù)載阻值以及等效耦合電容均相同的情況下，根據(jù)文獻(xiàn)Lu F,Zhang H,Hofmann H,et al.A Double-Sided LCLC Compensated Capacitive Power Transfer System for Electric Vehicle Charging[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2015,30(11):6011-6014.所提出的雙側(cè)LC系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計方法和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖13，建立了該系統(tǒng)的仿真模型，其主要參數(shù)如表2。

表2基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)的主要參數(shù)

圖14為相應(yīng)的仿真波形，其中U₀與分別為輸出電壓和耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓?？梢钥吹剑谙嗤敵鱿?，雙側(cè)LCLC系統(tǒng)的耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓的峰值為2.34kV，為雙側(cè)LC系統(tǒng)的1.73倍；而當(dāng)電路中的電感電容減小相同值時，耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓比原先值降低了將近18％，輸出電壓降低19％，如圖中虛線所示。由此可見，相比于雙側(cè)LC系統(tǒng)，這種高階ECPT系統(tǒng)對元件參數(shù)的變化更加敏感，而且需要更多的元件。

實驗所用的耦合機(jī)構(gòu)由四塊尺寸相同的印制在PCB板上的20cm×10cm金屬銅箔組成，其中兩塊發(fā)射電極印制在同一塊PCB板上，而兩塊接收電極印制在另一塊PCB板。發(fā)射和接收極板之間的間距為3mm。采用意法半導(dǎo)體公司的MOSFET管STP30NF20作為全橋逆變器的開關(guān)管。為了降低實驗裝置中的高頻損耗，所用的電容均為CDE公司所產(chǎn)的銀云母電容，電感磁芯為MICROMETALS的鐵粉磁環(huán)，整流橋由MUR1520G超快恢復(fù)二極管構(gòu)成。實驗所用的電感L₁＝200.4μH要略大于計算值198μH，這是為了逆變器的后級電路呈現(xiàn)弱感性，從而使得全橋逆變器中的開關(guān)管工作在零電壓切換狀態(tài)。實驗結(jié)果如圖15所示，與仿真結(jié)果基本一致，而且由圖15(a)可以看到逆變器輸出電流要滯后于輸出電壓2°左右。這說明了開關(guān)管處于零電壓導(dǎo)通狀態(tài)。實驗裝置以76.6％的效率輸出100W功率，要略大于理論計算值72％。主要原因是磁芯損耗功率的計算式(13)是通過數(shù)據(jù)擬合獲得，與實際磁芯存在一定偏差。

本申請的上述實施例中，通過提供一種基于雙側(cè)LC網(wǎng)絡(luò)的ECPT系統(tǒng)及其參數(shù)設(shè)計方法，在系統(tǒng)的發(fā)射端應(yīng)用并聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)，將全橋逆變電路的輸出電壓提升至耦合機(jī)構(gòu)所需的高壓值，在系統(tǒng)的接收端應(yīng)用串聯(lián)型LC網(wǎng)絡(luò)，將輸出阻值進(jìn)行阻抗變換，達(dá)到在相同輸出功率條件洗耦合機(jī)構(gòu)激勵電壓最低，并在此基礎(chǔ)上提出了該系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)計方法；本發(fā)明在保證較遠(yuǎn)傳輸距離和較高傳輸效率的前提下，與現(xiàn)有的高階ECPT系統(tǒng)相比，進(jìn)一步降低了系統(tǒng)的復(fù)雜度和參數(shù)敏感性。

應(yīng)當(dāng)指出的是，上述說明并非是對本發(fā)明的限制，本發(fā)明也并不僅限于上述舉例，本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員在本發(fā)明的實質(zhì)范圍內(nèi)所做出的變化、改性、添加或替換，也應(yīng)屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。