本發(fā)明屬于電力變換電路技術領域，具體涉及高增益直流電壓提升變換電路。

背景技術：

當前，隨著社會發(fā)展與技術進步，全球能源緊張局勢正在加劇，化石能源的使用，給人類的生存環(huán)境產(chǎn)生了極其惡劣的負面影響，因為空氣、水等的污染所造成的自然危機觸目驚心，因此，風能與太陽能等可再生能源發(fā)電系統(tǒng)正在被全社會廣泛地接受，并獲得推廣應用。

然而，在風能與太陽能的開發(fā)應用過程中，由于受到風速、光照、氣候等因素的影響，風能與太陽能等可再生能源發(fā)電系統(tǒng)的隨機性，使得大范圍地應用這些可再生能源受到極大的制約，可再生能源的隨機波動性是它們被有效利用的最大障礙，如何讓風能與太陽能等可再生能源發(fā)電裝置在風力、光照、氣候等環(huán)境條件變動的情況下產(chǎn)生比較穩(wěn)定的電能，是可再生能源發(fā)電系統(tǒng)需要考慮的重要因素。

在光伏發(fā)電系統(tǒng)中，光電池組所產(chǎn)生的電壓較低，光電池組被云層遮擋、光強減弱時其輸出電壓將更低。為了在寬廣的光照范圍內(nèi)有效使用光能，給后續(xù)負載提供穩(wěn)定的直流電壓，需要將光電池所產(chǎn)生的電壓調(diào)整到合適的電壓范圍，同時實施最大功率跟蹤(MPPT)控制。為此，需要在光電池輸出端配置直流升壓變換電路，將光電池產(chǎn)生的電壓提升到設定范圍。同樣情況，直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)發(fā)電機輸出交流電經(jīng)整流電路輸出的直流電壓隨環(huán)境風速而變化，在實施逆變前，必須使逆變器輸入直流電壓控制在適當范圍內(nèi)?？紤]到風速變化范圍較寬，又希望直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)在任意風況下輸出最大功率，需要實施MPPT控制。因此，直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)輸出電壓必須實施升壓或降壓控制，將逆變器輸入電壓控制在合適的范圍內(nèi)。因此，在可再生能源發(fā)電系統(tǒng)中，升壓變換電路獲得廣泛應用。

直流升壓變換最典型的是Boost變換電路，在考慮升壓變換電路實際參數(shù)情況下，其升壓比不大，在直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)中使用尚能滿足基本升壓要求，但在光伏發(fā)電系統(tǒng)中，因其光電池輸出電壓較低，Boost變換電路的應用受到限制，對發(fā)電系統(tǒng)充分利用環(huán)境能量不利，配置多級升壓變換電路將影響整個系統(tǒng)的效率，需要配置高增益升壓變換電路。

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：本發(fā)明的目的在于提供高增益直流電壓提升變換電路，電路結構簡單，控制方便，效率高。

技術方案：為實現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明采用如下技術方案：

高增益直流電壓提升變換電路，包括以下組件：E為輸入電源，L為變換電路電感，B_T為變換電路高頻變壓器，C₁為變換電路電容，C_o為變換電路輸出濾波電容，D₁-D₄為變換電路高頻變壓器副邊所接的整流橋，將這四個二極管所構成的整流橋視為一個整體D_W，D_W的直流輸出端分別標注為正端和負端，D₅為變換電路升壓二極管，T為變換電路開關管，R為變換電路輸出負載等效電阻；所述的E的正極與L的一端、B_T原邊的一端相連；E的負極與開關管發(fā)射極(場效應管時是源極)、C_o的低電位端、R的低電位端相連；L的另一端與開關管集電極(場效應管時是漏極)、B_T原邊的另一端、D₅的陽極相連；D₅的陰極與電容C₁的低電位端、整流橋D_W的負端相連；C₁的高電位端與C_o的高電位端、R的高電位、D_W的正端相連；B_T的副邊兩端與D_W的兩個交流輸入端相連。

假定電路工作頻率足夠高，在開關管工作期間，相對于電路工作頻率，電路電感L、電容C₁、C_o足夠大，則在開關管開通、關斷過程中，電容C₁、C_o上電壓、電感L的電流基本上不變化，變壓器原副邊匝比為1：n，n≥1，T控制的占空比為t_on為開關管以開關周期T_s工作情況下的開通時間。

當σ≤0.5時，當開關管開通時，電路中的電流路徑有兩個，第1條是從電源E正→L→T→E負，變壓器B_T原邊左側電位為正，右側為負，被電感兩側電壓所激勵，B_T副邊同樣感應出左側電位為正，右側為負；第2條是從變壓器B_T副邊正端→整流橋D_W第一交流輸入端→整流橋D_W一個二極管→整流橋D_W的正端→C₁→整流橋D_W的負端→整流橋D_W另一個二極管(和剛才導通的二極管位置相對)→整流橋D_W第二交流輸入端→變壓器B_T副邊負端，電路輸出電壓由電容電壓保持；

按照KVL定律，對第1條電流通路有方程：

在電源電壓作用下，電感電流i_L增加，

對第2條電流通路：

變壓器B_T的原邊激勵電壓左側為正，右側為負，其副邊感應左為正右為負的電壓，數(shù)值為nE；變壓器B_T副邊電壓經(jīng)整流橋給電容C₁充電，因回路阻抗較小，C₁上電壓很快充至nE，其極性為右正左負，即：

u_C1＝nE (2)；

當開關管關斷時，電感所存儲的電能將要釋放，其電流通路如圖3所示，電流路徑為E正→L→D₅→C₁→C_o(R)→E負，同樣有：

U_o是變換電路輸出電壓，由于電感L的磁場能量向負載傳遞，電感電流將要減小，因此公式(3)中加上絕對值符號；

根據(jù)前面所設置的開關管占空比從公式(1)-(3)可得：

本階段，開關管的占空比小于0.5，同樣工作狀態(tài)時，基本的Boost變換電路的升壓比為n≥1，因該電路實現(xiàn)了輸入直流電壓的高增益變換。

當σ＞0.5時，當開關管開通時，電路中的電流路徑從電源E正→L→T→E負，B_T原邊左側電位為正，右側為負，B_T副邊同樣感應出左側電位為正，右側為負，電路輸出電壓由電容電壓保持；

按照KVL定律有方程：

在電源電壓作用下，電感電流i_L增加，

當開關管關斷時，電流路徑為E正→L→D₅→C₁→C_o(R)→E負，U_o是變換電路輸出電壓，同樣有：

對電容充電至

而在開關開通過程中，變壓器副邊感應電壓為nE，極性為左正右負，其經(jīng)過整流橋D_W的輸出直流電壓最大值為故在開關開通過程中，變壓器副邊沒有電流流過；

從公式(5)-(7)可得：

有益效果：與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的高增益直流電壓提升變換電路由電感元件的泵升電壓與被電感兩側交流電壓激勵的高頻變壓器副邊整流充電的電容電壓順極性串聯(lián)給負載供電，將輸入直流電壓進行提升，由單個開關管控制電感元件充電、被電感兩側交流電壓激勵的高頻變壓器副邊整流后對電容元件充電、電感的泵升電壓與充電后的電容電壓順極性串聯(lián)放電的狀態(tài)轉換，實施直流電壓的提升變換控制，獲得比單級升壓斬波變換電路高得多的輸出電壓增益，電路結構簡單，控制方便，效率高。

附圖說明

圖1是高增益直流電壓提升變換電路；

圖2是σ≤0.5時開關管開通時電路工作情況；

圖3是σ≤0.5時開關管斷開時電路工作情況；

圖4是σ＞0.5時開關管開通時電路工作情況；

圖5是σ＞0.5時開關管斷開時電路工作情況；

圖6是幾種情況下的電壓提升倍數(shù)。

具體實施方式

以下結合附圖和具體實施方式對本發(fā)明做進一步的說明。

圖1-5中，E為輸入電源，L為變換電路電感，B_T為變換電路高頻變壓器，變壓器原邊、副邊繞組標志“·”端為同名端，C₁為變換電路電容，C_o為變換電路輸出濾波電容，D₁-D₄為變換電路高頻變壓器副邊所接的整流橋，為闡述方便，將這四個二極管所構成的整流橋視為一個整體D_W，整流橋D_W的兩個交流輸入端均標志為“:”端口，D_W的直流輸出端分別標注為“+”端和“-”端，D₅為變換電路升壓二極管，T為變換電路開關管，R為變換電路輸出負載等效電阻，U_o是變換電路輸出電壓。

如圖1所示，輸入電源E的正極與電感L的一端、高頻變壓器B_T原邊的一端相連；輸入電源E的負極與開關管發(fā)射極(場效應管時是源極)、輸出電容C_o的低電位端、負載電阻R的低電位端相連；電感L的另一端與開關管集電極(場效應管時是漏極)、高頻變壓器B_T原邊的另一端、二極管D₅的陽極相連；二極管D₅的陰極與電容C₁的低電位端、整流橋D_W的“-”端相連；電容C₁的高電位端與輸出濾波電容C_o的高電位端、負載電阻R的高電位、整流橋D_W的“+”端相連；高頻變壓器B_T的副邊兩端與整流橋D_W的兩個交流輸入端“:”相連。

為說明該電壓提升變換電路工作原理，按照開關管T在一個控制周期內(nèi)的開通、關斷狀態(tài)下電路的工作情況來進行分析。為便于分析電路工作原理，先對電路參數(shù)進行一些說明。假定電路工作頻率足夠高，在開關管工作期間，相對于電路工作頻率，電路電感L、電容C₁、C_o足夠大，則在開關管開通、關斷過程中，電容C₁、C_o上電壓、電感L的電流基本上不變化，變壓器原副邊匝比為1：n，n≥1，開關管T控制的占空比為t_on為開關管以開關周期T_s工作情況下的開通時間。

電路工作情況總體上分成兩種，σ≤0.5，σ＞0.5。

1)σ≤0.5時

當開關管開通時，電路中的電流路徑有兩個，分別為如圖2所示。一條是從電源E“+”→L→T→E“-”，變壓器B_T原邊左側電位為“+”，右側為“-”，被電感兩側電壓所激勵，變壓器B_T副邊同樣感應出左側電位為“+”，右側為“-”；第二條是從變壓器B_T副邊“+”端→整流橋D_W第一交流輸入端“:”→整流橋D_W一個二極管→整流橋D_W的“+”端→C₁→整流橋D_W的“-”端→整流橋D_W另一個二極管(和剛才導通的二極管位置相對)→整流橋D_W第二交流輸入端“:”→變壓器B_T副邊“-”端，電路輸出電壓由電容電壓保持。

按照KVL定律，對第1條電流通路有方程：

在電源電壓作用下，電感電流i_L增加，

對第2條電流通路：

變壓器B_T的原邊激勵電壓左側為“+”，右側為“-”，其副邊感應左為“+”右為“-”的電壓，數(shù)值為nE。變壓器B_T副邊電壓經(jīng)整流橋給電容C₁充電，因回路阻抗較小，C₁上電壓很快充至nE，其極性為右“+”左“-”。即：

u_C1＝nE (2)；

當開關管關斷時，電感所存儲的電能將要釋放，其電流通路如圖3所示，電流路徑為E“+”→L→D₅→C₁→C_o(R)→E“-”，同樣有：

由于電感L的磁場能量向負載傳遞，電感電流將要減小，因此公式(3)中加上絕對值符號“| |”。

根據(jù)前面所設置的開關管占空比從公式(1)—(3)可得：

本階段，開關管的占空比小于0.5，同樣工作狀態(tài)時，基本的Boost變換電路的升壓比為n≥1，因該電路實現(xiàn)了輸入直流電壓的高增益變換。

需要說明的是，在開關管關斷前，電容電壓已經(jīng)充電至nE。開關管關斷之后，回路電流有減小的趨勢，電感L的自感應電動勢為右“+”左“-”，由L、T、D5所構成的基本Boost電路產(chǎn)生的輸出電壓為它是輸入電勢和電感上自感應電動勢之和，故電感上的感應電勢數(shù)值為極性為右“+”左“-”，變壓器B_T感應到副邊時電壓為極性為右“+”左“-”，經(jīng)過整流橋D_W后輸出的直流電壓最大值為故在開關管關斷期間，變壓器B_T副邊沒有電流流過。

2)σ＞0.5時

當開關管開通時，電路中的電流路徑有一個，為如圖4所示。從電源E“+”→L→T→E“-”，變壓器B_T原邊左側電位為“+”，右側為“-”，變壓器B_T副邊同樣感應出左側電位為“+”，右側為“-”。電路輸出電壓由電容電壓保持。

按照KVL定律有方程：

在電源電壓作用下，電感電流i_L增加，

因為在開關管開通期間，電感L上承擔了全部的電源電壓E，故變壓器副邊同樣感應出nE的電壓，其極性為左“+”右“-”。至于為什么此時變壓器B_T副邊沒有電流流過，可看下面的分析。

當開關管關斷時，電感所存儲的電能將要釋放，其電流通路如圖5所示，電流路徑為E“+”→L→D₅→C₁→C_o(R)→E“-”，同樣有：

因開關管關斷，電感電流有下降的趨勢，被電感兩側電壓所激勵，變壓器B_T副邊感應電壓為右“+”左“-”，其電流通路為變壓器B_T副邊“+”端→整流橋D_W第二交流輸入端“:”→整流橋D_W一個二極管→整流橋D_W的“+”端→C₁→整流橋D_W的“-”端→整流橋D_W另一個二極管(和剛才導通的二極管位置相對)→整流橋D_W第二交流輸入端“:”→變壓器B_T副邊“-”端。因回路阻抗很小，電容電壓迅速充電至變壓器副邊電壓最大值。

開關管關斷電感電流下降，電感的自感應電動勢極性為右“+”左“-”由L、T、D5所構成的基本Boost電路產(chǎn)生的輸出電壓為它是輸入電勢和電感上自感應電動勢之和，故電感上的感應電勢數(shù)值為極性為右“+”左“-”，變壓器B_T感應到副邊時電壓為極性為右“+”左“-”，經(jīng)過整流橋整流D_W整流后的直流電壓最大值為電流流通路線按照前段所述路徑流過，對電容充電至

而在開關開通過程中，變壓器副邊感應電壓為nE，極性為左“+”右“-”，其經(jīng)過整流橋D_W的輸出直流電壓最大值為故在開關開通過程中，變壓器副邊沒有電流流過。

從公式(5)—(7)可得：

因σ＞0.5，從而電路獲得較高的電壓提升結果，輸出電壓升壓比較大。圖6為幾種電路結構情況下升壓電路的電壓提升倍數(shù)曲線。

圖6中，曲線1為基本的Boost電路電壓提升倍數(shù)曲線，曲線2是本發(fā)明電路在變壓器匝比n＝1情況下的電壓提升倍數(shù)曲線，曲線3是本發(fā)明電路在變壓器匝比n＝2情況下電壓提升倍數(shù)曲線?？梢?，本發(fā)明可以獲得比較高的電壓增益。

需要說明的是，本發(fā)明電路中，如果開關頻率足夠高，變壓器的漏感足以承擔起電路電能的轉換作用，則本發(fā)明電路中的電感L便可以省略，電路結構便可以簡化。