本公開總體上涉及電力變換器領(lǐng)域，并且更具體地涉及具有“串-并聯(lián)模式”有源箝位的反激變換器。

背景技術(shù)：

在諸如反激變換器的隔離系統(tǒng)中，輸入電路系統(tǒng)(例如，初級控制器)和輸出電路系統(tǒng)(例如，次級控制器)彼此沒有電/電位連接。反激變換器通常在開關(guān)模式電力供應(yīng)應(yīng)用中用作隔離的電池充電器和/或前端AC-DC和DC-DC變換器。例如，常用反激變換器是包括被拆分為形成變壓器的電感器的升降壓變換器。變壓器的初級繞組耦合到輸入電路系統(tǒng)，而變壓器的次級繞組耦合到輸出電路系統(tǒng)，因此，在輸入電路系統(tǒng)與輸出電路系統(tǒng)之間提供了期望的隔離。

反激變換器經(jīng)常優(yōu)選用于低電力的電力變換，特別用于當(dāng)輸入電壓變化和輸出負(fù)載變化較寬時。反激變換器的低組件數(shù)以及復(fù)雜度在將其并入到用于電子設(shè)備(諸如，蜂窩電話、筆記本電腦和其它消費電子裝備)的外部電力適配器時是有利的。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

較高效的電力適配器是有利的，包括當(dāng)適配器插入墻中但不連接到用于充電的設(shè)備(稱為“待機(jī)”模式)的時候。此外，消費電子產(chǎn)業(yè)中朝向小型化和便攜性的推動促使這類電力變換器封裝在越來越小的體積中，而維持一定的操作溫度。然而，由于可以促進(jìn)小型化的更高頻率的操作可能在一定操作條件下對效率有不利影響，所以減小尺寸或組件數(shù)通常使得更難以獲得效率改進(jìn)。

因此，需要的是能夠有更高效率同時也能減小尺寸和/或組件數(shù)的改進(jìn)的電力變換器。本文描述了用于操作改進(jìn)的反激變換器的各種設(shè)備和方法，其中泄露能量返回到輸入電源而不是到輸出負(fù)載(如在傳統(tǒng)有源箝位系統(tǒng)中可見的)，同時仍然獲得零電壓切換(ZVS)導(dǎo)通操作。

在本文描述的一些實施例中，改進(jìn)的變換器可以將存儲于泄露電感中的能量在控制開關(guān)關(guān)斷瞬間轉(zhuǎn)移到阻尼電容器(即，如在常規(guī)阻尼器中的那樣)。進(jìn)一步地，在電力正在由次級電路傳遞到負(fù)載時，改進(jìn)的變換器實施例可以將存儲的能量保持在阻尼電容器中。又進(jìn)一步地，當(dāng)存儲于變壓器電感的所有能量傳遞到負(fù)載時，本文描述的改進(jìn)的變換器實施例之后可以開始將存儲于阻尼電容器中的泄露能量通過有源箝位開關(guān)(即，通過在相反方向上驅(qū)動電流)轉(zhuǎn)移到初級繞組。又進(jìn)一步地，本文描述的改進(jìn)的變換器實施例可以自適應(yīng)性地和/或智能地控制有源箝位開關(guān)，以使得所有泄露電感能量返回到輸入源，同時確保最小能量存儲需求被滿足以用于電力變換器的無條件ZVS操作。

附圖說明

圖1示出了典型的有源箝位反激變換器，其本質(zhì)上設(shè)計為以CCM操作。

圖2示出了根據(jù)一個或多個實施例的以可變頻率的非連續(xù)電流模式操作的反激變換器的電路布置和電容器C1和C3的示例性充電路徑。

圖3示出了以可變頻率模式操作的圖2的反激變換器的電容器C1的示例性放電路徑。

圖4示出了以可變頻率模式操作的圖2的反激變換器的電容C3的示例性放電路徑。

圖5示出了例示以可變頻率模式操作的圖2的反激變換器的零電壓導(dǎo)通的波形。

圖6示出了例示以可變頻率模式操作的圖2的反激變換器的電力開關(guān)Q1中的反向電流的波形。

圖7示出了例示在圖2的反激變換器的電力開關(guān)Q1關(guān)斷時電流轉(zhuǎn)移到有源箝位以及在反激時段結(jié)束之后或死區(qū)時間期間的放電電流的波形。

圖8示出了使用“n”個附加的阻尼電容器的圖2的串-并聯(lián)模式有源箝位電路的擴(kuò)展。

圖9示出了使用高壓側(cè)輔助繞組的圖2的串-并聯(lián)模式有源箝位電路的替換實施例。

圖10示出了使用反射箝位方法的圖2的串-并聯(lián)模式有源箝位電路的替換實施例。

圖11示出了根據(jù)一個或多個實施例的以非連續(xù)模式操作的固定頻率有源箝位反激變換器的優(yōu)選實施例。

圖12示出了根據(jù)一個或多個實施例的以固定頻率非連續(xù)電流模式操作的反激變換器的電路布置以及電容器C1和C3的示例性充電路徑。

圖13示出了以固定頻率模式操作的圖12的反激變換器的電容器C1的示例性放電路徑。

圖14示出了以固定頻率模式操作的圖12的反激變換器的電容器C3的示例性放電路徑。

圖15示出了例示以固定頻率模式操作的圖2的反激變換器的零電壓“導(dǎo)通”的波形。

圖16示出了例示以固定頻率模式操作的圖2的反激變換器的電力開關(guān)Q1中的反向電流的波形。

圖17示出了例示在以固定頻率模式操作的圖2的反激變換器的電力開關(guān)Q1關(guān)斷時電流轉(zhuǎn)移到有源箝位以及在反激時段結(jié)束之后或死區(qū)時間期間的放電電流的波形。

圖18示出了例示用于圖2的反激變換器的電力開關(guān)Q1和箝位開關(guān)Q2的兩個PWM驅(qū)動信號之間的延遲的波形。

具體實施方式

此處描述了用于操作電力變換器的各種設(shè)備和方法。更具體地，此處公開的實施例包括可以以“可變頻率”模式、“固定頻率”模式或“部分固定頻率”模式中的一個或多個操作的反激變換器，在“可變頻率模式”中，以泄露電感能量可以恢復(fù)到輸出并且可以獲得變換器的主電力開關(guān)的零電壓切換過渡這樣的方式改變切換頻率，在“固定頻率”模式中，反激變換器的切換頻率是固定的，在“部分固定頻率”模式中，基于電力變換器的輸入和/或輸出條件，切換頻率可以以一組數(shù)量的頻率中的一個來操作。在一些實例中，可以以以上模式中的一種來操作反激變換器，同時獲得零電壓切換。

一般地，此處公開的技術(shù)可以允許對在傳統(tǒng)反激變換器設(shè)計中一般消散的泄露電感能量的增大的恢復(fù)。所附實施例也允許高頻操作(例如，頻率超過500kHz)，而同時獲得顯著地效率改進(jìn)。這可以幫助減小電力變換器的尺寸，并因此為之后的電力適配器輔助獲得超緊湊的設(shè)計。在一些實例中，這樣的變換器以固定頻率模式或部分固定頻率模式操作，通過避免給定系統(tǒng)要求不期望的頻帶，電力變換器可以進(jìn)一步能夠滿足某些電子設(shè)備(諸如，具有觸摸屏的設(shè)備)的共模噪聲要求。

此處公開的技術(shù)適用于向電子系統(tǒng)供電的任何數(shù)量的隔離系統(tǒng)，電子系統(tǒng)諸如：數(shù)碼相機(jī)、移動電話、手表、個人數(shù)據(jù)助理(PDA)、便攜式音樂播放器、監(jiān)控器以及臺式電腦、膝上型電腦和平板電腦。

在以下描述中，為了解釋目的，闡述了多種具體細(xì)節(jié)以提供對本發(fā)明概念的透徹理解。作為描述的一部分，本公開的附圖中的一些以框圖的形式表示結(jié)構(gòu)和設(shè)備以避免模糊本發(fā)明。為了清楚起見，并沒有在說明書中描述實際實施方式的所有特征。此外，本公開中使用的語言主要為了可讀性和指示的目的來選擇，而可能不會選擇來描繪或限制發(fā)明主題，訴諸于必要的權(quán)利要求來確定這樣的發(fā)明主題。在本公開中對“一個實施例”或“實施例”的引用意指與實施例有關(guān)的描述的 特定特征、結(jié)構(gòu)或特性包括在本發(fā)明的至少一個實施方式中，并且對“一個實施例”或“實施例”的多次引用不應(yīng)當(dāng)理解為必須都引用相同的實施例。

圖1中示出了典型的有源箝位反激變換器。有源箝位反激變換器通常實現(xiàn)為連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)操作，然而，這種反激變換器并不能在所有線路和負(fù)載條件下都以CCM操作。在較低負(fù)載和較高輸入電壓處，例如，反激可能進(jìn)入非連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)，并且在這種條件中，傳統(tǒng)的有源箝位電路會變得非常低效。

圖1示出了典型的有源箝位反激變換器100，其本質(zhì)上設(shè)計為以CCM操作。如圖1所示，反激變換器100可以包括電源V1，其可以定位為與變壓器TX1的初級繞組P1串聯(lián)，以及包括耦合在初級繞組P1與電源V1之間的電力開關(guān)Q1。反激變換器進(jìn)一步可以包括包含阻尼電容器C1和箝位開關(guān)Q2的串聯(lián)組合的有源箝位電路系統(tǒng)，其可以與初級繞組P1并聯(lián)連接在電壓源V1與電力開關(guān)Q1之間。變壓器TX1進(jìn)一步可以包括次級繞組S1，其可以提供輸出電壓V_out以向一個或多個負(fù)載(由R3表示，并且標(biāo)為R_load)供電。在一些實例中，反激變換器進(jìn)一步可以包括與次級繞組S1串聯(lián)的整流二極管D1和與輸出電壓V_out并聯(lián)的濾波電容器C2。圖1中示出的反激變換器100還包括用于電力開關(guān)Q1(包括電壓源V2和電阻器R1)和箝位開關(guān)Q2(包括電壓源V3和電阻器R2)的柵極驅(qū)動電路系統(tǒng)。

通常地，變壓器繞組之間的不完美的耦合可能導(dǎo)致寄生泄露電感，其可以在反激變換器的電力開關(guān)Q1關(guān)閉時存儲能量。在圖1中，變壓器TX1的該寄生泄露電感以圖形表示為電感器L1。在一些實例中，可以相對于泄露電感L1的值來選擇有源箝位電路系統(tǒng)中的阻尼電容器C1的值，以使得在導(dǎo)通時操作頻率和切換時間可以獲得零電壓切換或軟切換。在某些操作條件下，阻尼電容器C1可以用于恢復(fù)存儲于泄露電感中的能量，但是不是所有輸入和輸出條件都發(fā)生這種恢復(fù)。由此，在較輕負(fù)載、特別是在DCM操作中，變換器可能是低效的。

在操作期間，存儲于泄露電感中的能量首先傳遞到阻尼電容器 C1，并且之后(即，一旦反激時段開始)通過阻尼電容器C1與泄露電感L1之間的諧振動作傳遞到次級繞組S1。具體地，能量可以從初級繞組P1通過箝位開關(guān)Q2的體二極管存儲于阻尼電容器C1中。相反地，可以以以下方式使能量放電(例如，當(dāng)箝位開關(guān)Q2導(dǎo)通時)，從阻尼電容器C1通過初級繞組P1到次級繞組S1，并可以進(jìn)一步穿過整流二極管D1到一個或多個系統(tǒng)負(fù)載。在該能量轉(zhuǎn)移中得到的峰值電流可能較大，并因此由于恢復(fù)路徑中的組件提供的阻抗而損失顯著的泄露電感能量。

在一些實例中，可以以邊界模式控制如圖1中描述的有源箝位，以通過允許能量的兩個分離事件轉(zhuǎn)移到次級(即，輸出)和初級(即，輸入)來獲得電力開關(guān)Q1的零電壓切換。在這種控制期間，反激變換器在DCM和CCM模式的邊界上操作，由此導(dǎo)致可變頻率變換器操作。

在這種實施方式中，可以以泄露電感能量恢復(fù)到輸出(例如，Vout)并且甚至在DCM操作中獲得電力開關(guān)Q1的零電壓切換過渡這樣的方式操作兩個電力控制開關(guān)(即，電力開關(guān)Q1和箝位開關(guān)Q2)。在泄露能量已經(jīng)充電到“反射輸出電壓”水平(V_OR)(即，在輸出二極管D1導(dǎo)通時從變換器的次級側(cè)反射回到初級側(cè)的電壓量)之后，則泄漏能量可以存儲于阻尼電容器C1中。反射電壓可以定義為V_OUT(即，輸出電壓)加上Vf_D1(即，輸出二級管D1兩端的正向電壓降)乘以(N_p/N_s)，其中N_p是變壓器的初級繞組中的匝數(shù)，而N_s是變壓器的次級繞組中的匝數(shù)。當(dāng)箝位開關(guān)Q2導(dǎo)通時，阻尼電容器C1與泄露電感L1諧振并通過變壓器將能量轉(zhuǎn)移到輸出。通常地，C1的值較低且會發(fā)生若干次諧振振鈴。一旦變壓器能量完全轉(zhuǎn)移到負(fù)載，由于C1通過箝位開關(guān)Q2連接在初級電感兩端，在初級電感中建立了反向電流。當(dāng)建立了預(yù)定的反向電流(例如，如由控制電路確定的)，箝位開關(guān)Q2關(guān)斷。當(dāng)箝位開關(guān)Q2關(guān)斷時，變壓器初級繞組P1的下端朝向接地降落，同時使輸出電容C2在電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點處放電。一旦電力開關(guān)Q1的體二極管開始導(dǎo)電同時漏極至源極 電壓箝位為略低于接地，則在零電壓切換(即，ZVS)條件中導(dǎo)通電力開關(guān)Q1。在該操作下，由于變壓器要么充電要么放電，操作中不存在“死區(qū)時間”。由此，變換器的操作處于“過渡模式”(也稱為“邊界模式”)，并且變換器以可變頻率運行。盡管獲得了ZVS操作，由于如以上描述相同的理由，泄露電感能量的恢復(fù)是最小的。

串－并聯(lián)模式(SPM)有源箝位變換器

現(xiàn)在參考圖2，根據(jù)此處描述的一個或多個實施例示出了反激變換器的電路布置。如圖2所示，反激變換器200可以包括電源V1、電力開關(guān)Q1、包含有源箝位開關(guān)Q2的有源箝位電路系統(tǒng)、第一阻尼電容C1、第二阻尼電容器C3、第一二極管D2、第二二極管D3和第三二極管D4以及具有初級繞組P1和次級繞組S1的變壓器TX1。初級繞組P1可以具有在圖2中表示為電感器L1的泄露電感(諸如以上討論的)。變壓器TX1的次級繞組S1可以提供輸出電壓V_out以向一個或多個負(fù)載(由R_load表示)供電。在一些實例中，反激變換器進(jìn)一步可以包括與次級繞組S1串聯(lián)的整流二極管D1和與輸出電壓V_out并聯(lián)的濾波電容器C2。

如圖2所示，電源V1與電力開關(guān)Q1(包括電壓源V2和電阻器R1)和有源箝位電路系統(tǒng)串聯(lián)連接。變壓器TX1的初級繞組P1在電源V1與電力開關(guān)Q1之間。有源箝位電路系統(tǒng)可以包括有源箝位開關(guān)Q2(包括電壓源V3和電阻器R2)和網(wǎng)絡(luò)225的串聯(lián)組合，其中網(wǎng)絡(luò)225包括第一和第二阻尼電容器C1和C3以及第一、第二和第三二極管(分別為D2、D3和D4)。在網(wǎng)絡(luò)225內(nèi)，第一二極管D2串聯(lián)連接在第一和第二阻尼電容器C1和C3之間。第二二極管D3并聯(lián)連接在第二阻尼電容器C3與第一二極管D2兩端；并且第三二極管D4并聯(lián)連接在第一阻尼電容器C1和第一二極管D2兩端。以下將進(jìn)一步詳細(xì)討論包括C1、C3、D2、D3和D4的網(wǎng)絡(luò)225的各個元件的操作角色。如以上所述的，L1包括變壓器TX1的初級線圈P1的泄露電感。當(dāng)能量轉(zhuǎn)移到變壓器TX1的次級線圈S1以用于傳遞到負(fù)載時，能量 穿過二極管D1并存儲于電容器C2中。如圖2所示，在標(biāo)為V_OUT的點處可以測量負(fù)載電阻(由電阻器R3表示并標(biāo)為R_LOAD)兩端的輸出電壓。圖2中示出的反激變換器200還包括用于電力開關(guān)Q1(包括電壓源V2和電阻器R1)和箝位開關(guān)Q2(包括電壓源V3和電阻器R2)的柵極驅(qū)動電路系統(tǒng)。圖2中示出的反激變換器可以被配置為以非連續(xù)導(dǎo)電模式操作，以使得變換器不會進(jìn)入連續(xù)導(dǎo)電模式。

現(xiàn)在參考圖8，示出了以上關(guān)于圖2詳細(xì)討論的串－并聯(lián)模式有源箝位電路的擴(kuò)展。以上討論的實施例使用包括兩個電容器和三個二極管的阻尼箝位。兩個阻尼電容器串聯(lián)充電并且并聯(lián)放電。通過使用獲得所有優(yōu)勢的“n”個數(shù)量的阻尼電容器連同相應(yīng)數(shù)量的二極管，可以擴(kuò)展串－并聯(lián)模式有源箝位電路的核心概念。例如，如圖8的變換器電路800所示，在電路中利用附加的阻尼電容器C4以及二極管D5、D6和D7。具體地，附加的電容器C4與阻尼電容器C1和C3串聯(lián)連接，并連接在C3和箝位開關(guān)Q2之間。如圖8所示，附加的二極管D5串聯(lián)連接在C3和C4之間；附加的二極管D6并聯(lián)連接在C4和D5兩端；并且附加的二極管D7并聯(lián)連接在C1、C3、D2和D5兩端。圖8中示出的三個阻尼電容器的布置導(dǎo)致所有三個電容器串聯(lián)充電而并聯(lián)放電。當(dāng)與適當(dāng)?shù)亩O管一起使用時，相同的原理可以擴(kuò)展到任意數(shù)量“n”個電容器，如圖8所示。

現(xiàn)在參考圖9，示出了以上相對于圖2詳細(xì)討論的串－并聯(lián)模式有源箝位電路的另一實施例，其使用高壓側(cè)輔助繞組。根據(jù)圖9的變換器電路900示出的實施例，從圖2的電路移除了第二阻尼電容器C3和二極管D4。代替它們的，二極管D2替代地連接在變壓器TX1的初級繞組P1和輔助初級繞組P2之間，以及連接到電力開關(guān)Q1(而不是箝位開關(guān)Q2)。根據(jù)圖9中示出的電路900的操作，在關(guān)斷過渡時，來自泄露電感的能量通過D2轉(zhuǎn)移到阻尼電容器C1。由于輔助繞組外加在二極管D3的負(fù)極節(jié)點處的高得多的反射電壓，二極管D3是反向偏置的，所以該能量不會轉(zhuǎn)移回到變壓器。如果兩個初級繞組P1和P2具有相等的匝數(shù)，并且如果初級P1兩端的反射電壓是80V，則箝 位開關(guān)Q2的源極節(jié)點處的反射電壓將相對于Vin是160V。因此，來自阻尼電容器C1的電流將不會使能量通過箝位開關(guān)Q2轉(zhuǎn)移。當(dāng)變壓器的能量被放電并且它開始與等效電容在電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點處諧振時，以與以上相對于圖2呈現(xiàn)的方式類似的方式開始轉(zhuǎn)移能量(即，通過D3和Q2)。在電路優(yōu)化期間，可以改變初級和輔助繞組的匝數(shù)比。

現(xiàn)在參考圖10，示出了以上相對于圖2詳細(xì)討論的串－并聯(lián)模式有源箝位電路的另一實施例，其使用反射箝位方法。根據(jù)圖10的變換器電路1000示出的實施例，使用低壓側(cè)輔助繞組(P2)來獲得與以上相對于圖9討論的串－并聯(lián)模式有源箝位電路相同的目的。根據(jù)圖10中示出的實施例，電力開關(guān)Q1連接到初級繞組P1的高壓側(cè)，并且箝位開關(guān)Q2連接到輔助初級繞組P2的低壓側(cè)。反射箝位包括串聯(lián)連接的阻尼電容器C1、二極管D2和阻尼電容器C2；并聯(lián)連接在C2和D2兩端的二極管D1；以及并聯(lián)連接在C1和D2兩端的二極管D3。輸出二極管和輸出電容器分別重新標(biāo)為D4和C3。低壓側(cè)輔助繞組P2可以具有與初級繞組P1相同數(shù)量的匝數(shù)或者不同數(shù)量的匝數(shù)。盡管圖10中的二極管示出為肖特基二極管，這種選擇并不是嚴(yán)格必須的，并且可以選擇任何合適的二極管用于給定的實施方式。在一些實施例中，也可以使用同步整流。

電路1000中示出了替換實施例的兩個相關(guān)方面。第一方面是泄露電感能量的恢復(fù)，并且第二方面是電力開關(guān)Q1的零電壓切換。電路1000中示出的該替換實施例獲得ZVS的第二方面，盡管泄露能量恢復(fù)的程度取決于初級繞組P1和輔助繞組P2之間的耦合。如果泄露為零，則可以獲得與圖2中示出的主要實施例相同的性能，但這種零泄露是不實際的。如果P1和P2使用相同數(shù)量的匝數(shù)并且以雙股方式纏繞，那么泄露是最低的，并且可以恢復(fù)顯著量的泄露能量。參考圖10描述的實施例的一個優(yōu)勢是使用的簡易性，這歸因于對箝位開關(guān)Q2的驅(qū)動定位于低壓側(cè)并且因此更容易通過集成控制器來實現(xiàn)這樣的事實。這還可以降低控制電路的整體成本。

以上相對于圖2、8、9和10描述的反激變換器可以在本文稱為“串－并聯(lián)模式有源箝位變換器”并且可以被配置為以多種模式中的一種來操作，如將在以下更詳細(xì)描述的。

可變頻率操作

返回到圖2的電路200示出的示例性實施例，在電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通時間期間，電流在變壓器TX1的初級繞組(P1)中流動并且將能量存儲于初級電感。當(dāng)電力開關(guān)Q1關(guān)斷時，在由控制回路設(shè)置的實例中，泄露能量通過箝位開關(guān)Q2的體二極管和二極管D2轉(zhuǎn)移到兩個阻尼電容器(即C1和C3)的串聯(lián)連接?？刂品桨缚梢栽O(shè)計為使得當(dāng)電流在該過渡期間流過箝位開關(guān)Q2的體二極管時，箝位開關(guān)Q2導(dǎo)通。在一些實施例中，C1和C3的值可以選擇為相同的，這會導(dǎo)致一半的電壓和能量存儲于每個電容器中。

在阻尼電容器中的總存儲能量定義為Esnubber＝0.5x[(C1x V_C1²)+(C₃x V_C3²)]，其中C1和C3是相應(yīng)的電容器的值，并且V_C1和V_C3是反激時段期間它們兩端的電壓。

由于泄露能量，每個電容器的電壓是反射輸出電壓的一半加上感應(yīng)的阻尼電壓的一半。因此，電壓V_C1和V_C3的總和一般等于或大于能量傳遞到負(fù)載時的輸出反射電壓。

輸出反射電壓(V_OR)由V_OR＝(V_OUT+Vf_D1)x Np/Ns給出，其中Vf_D1是整流器二極管D1的正向電壓降，而Np/Ns是變壓器匝數(shù)比。因此，阻尼電容器C1和C3中的每一個將會充電到V_OR水平的一半加上對應(yīng)于泄露電感能量的一半的附加的電壓水平。因此，V_OR的值在所有負(fù)載處基本上保持不變，而泄露電感能量與負(fù)載成比例。

在反激時段初始時，一旦所有泄露能量都轉(zhuǎn)移到阻尼電容器C1和C3的串聯(lián)組合，它們可以瞬間從變壓器初級斷開，而不像在傳統(tǒng)的有源箝位中那樣。這是由于存在串聯(lián)二極管D2。C1、C3、D2、D3和D4的整個網(wǎng)絡(luò)(示出在虛線225內(nèi))有效地從其余電路斷開。由 于C2和C3的充電電壓大約是反射電壓的一半，因此二極管D3和D4是反向偏置的。僅在存儲于變壓器電感的能量完全地傳遞到負(fù)載時以及電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點處的電壓降至到充分低的水平直到正向偏置D3和D4時，D3和D4才能導(dǎo)電。

在變壓器TX1既不充電又不放電的時段期間(可以稱為“死區(qū)時間”)，初級電感開始與有效電容在電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點處諧振。當(dāng)初級兩端的壓降等于阻尼電容器C1和C3中每個的兩端的電壓降時，它們通過Q2和D3/D4分別連接在初級兩端。存儲于這些電容器的電壓開始以諧振的方式在初級繞組中建立反向電流，即，從底端朝向頂端。在此期間，當(dāng)每個電容器兩端的電壓降至等于反射電壓的一半的水平時，所有存儲的泄露能量已經(jīng)轉(zhuǎn)移到初級繞組。通常地，在較高負(fù)載處，這種泄露能量是可觀的，并且現(xiàn)在以C1和C3兩端的這個電壓水平，控制電路關(guān)斷箝位開關(guān)Q2。這使得變壓器的初級電感中建立的電流中斷，并且其下端開始朝著接地降落。很快，電力開關(guān)Q1的體二極管(例如，可能用MOSFET來實現(xiàn))鎖存并且控制電路使電力開關(guān)Q1以ZVS模式導(dǎo)通。在短的時段，電流接著從電力開關(guān)Q1的源極流向漏極，使它操作為同步整流器，直到轉(zhuǎn)移到初級繞組的所有泄露電感能量返回到輸入源。之后，初級繞組中的電流方向反向，并且發(fā)起存儲能量的操作以用于在下一周期中將電力傳遞到負(fù)載。

由指示一個周期中阻尼電容器的充電路徑和放電路徑的箭頭205/210/215/220有效地示出該操作。首先，在反激時段開始時C1和C3以串聯(lián)模式充電同時存儲泄露電感能量，同時箝位開關(guān)Q2在該充電時段期間導(dǎo)通。注意，在反激時段期間，D2阻斷任何反向電流通過箝位開關(guān)Q2返回到初級繞組。一旦C1和C3的充電完成，在反激時段的休息期間C1、C3、D2、D3和D4的網(wǎng)絡(luò)(虛線225)不起作用。

現(xiàn)在參考圖3，示出了變換器300的電容器C1的示例性放電路徑。如由箭頭305-340所示，在放電期間C1通過D3和Q2外加于初級繞組兩端，具有正的下節(jié)點。

現(xiàn)在參考圖4，示出了變換器400的電容器C3的示例性放電路徑。 如由箭頭405-440所示，在放電期間C3通過Q2和D4外加于初級繞組兩端，具有正的下節(jié)點。

由此可以分別從圖3和圖4示出的放電路徑看出，在放電期間，C1和C3有效地并聯(lián)連接在初級繞組兩端并且以并聯(lián)模式將能量轉(zhuǎn)移回到初級?？傆行щ娙莺统跫夒姼械慕M合形成諧振儲能電路，并且兩個電容器C1和C3以諧振的方式將能量轉(zhuǎn)移到初級電感。因此，阻尼電容器C1和C3以串聯(lián)模式充電而以并聯(lián)模式放電，形成該串-并聯(lián)模式有源箝位。

現(xiàn)在通過示例描述傳統(tǒng)有源箝位和本文公開的串-并聯(lián)模式有源箝位實施例之間的一些差異。考慮到DCM反激變換器變壓器在300V DC輸入和5V DC輸出操作。在該示例中變壓器匝數(shù)比Np:Ns是14:1。如果整流器正向壓降假定為0.7V，反射電壓V_OR將是14x 5.7＝79.8V，即，為了簡化大約是80V。在傳統(tǒng)有源箝位中，諸如圖1的電路100中所示，在DCM反激期間，阻尼電容器將會至少被充電到該80V的反射電壓水平。由于泄露電感能量轉(zhuǎn)儲于較高負(fù)載處，則在較高負(fù)載處阻尼電容器兩端的電壓將進(jìn)一步升高。在該示例中，假定由于泄露能量電壓水平到達(dá)100V并且有源箝位開關(guān)MOSFET導(dǎo)通。當(dāng)次級整流器開始將能量傳遞到負(fù)載時，反射電壓是80V，而阻尼電容器電壓是100V。因此，反向20V(即，100V-80V)通過箝位開關(guān)Q2施加于泄露電感兩端。阻尼電容器和泄露電感之間發(fā)生了諧振，大量電流在變壓器初級中從底端流向頂端，由此通過由于繞組的極性的“正向變壓器動作”將該能量轉(zhuǎn)移到次級側(cè)。由于泄露電感值非常低、諧振頻率高，多次諧振會導(dǎo)致能量往返于阻尼電容器發(fā)送，并且，在該過程中，導(dǎo)致初級和次級繞組電阻和箝位開關(guān)Q2中的高電力損耗。

相反，在本文公開的改進(jìn)實施例中，假定電容的組合值與原始基準(zhǔn)中的相同，串聯(lián)電容中的總電荷對于相同設(shè)計參數(shù)將是同樣的。換言之，C1和C3具有兩倍電容但具有一半的額定電壓，從而獲得與引用的現(xiàn)有技術(shù)實施例中的等效電容。然而，在充電到100V后，每個電容器上的電壓是50V，并且它們?nèi)缑枥L放電路徑的圖3和4示出的 獨立的并聯(lián)操作。因此，這兩電容器并行行動，并且充電到50V的每個電容器連接到變壓器底端上的80V反射電壓。這導(dǎo)致串聯(lián)二極管D3和D4反向偏置，即使箝位開關(guān)Q2導(dǎo)通時也沒有電流從阻尼電容器流過。

當(dāng)存儲于反激變換器的磁化電感中的能量完全傳遞到負(fù)載時，變壓器的底端開始從Vin+V_OR(300V+80V＝380V)水平降至Vin水平，與在死區(qū)時間中具有任意DCM反激振鈴相同。在該過渡中，當(dāng)變壓器初級的底部節(jié)點達(dá)到(Vin+V_C1)或(Vin+V_C3)時，或在該情況中大約350V，初級的下端比上端高50V，并且C1/C3開始并聯(lián)連接在初級兩端，正端在初級繞組的底部處而負(fù)端在頂部。接著，電流開始以諧振方式從電容器流向初級繞組，但是，此時諧振頻率低得多，這是由初級磁化電感和阻尼電容的儲能電路決定的。與有源時段中的電力存儲相比，這開始以反向方向(即，從底端到頂端)在初級繞組中建立電流。當(dāng)每個電容器從50V放電到40V(即，從Vpeak到1/2V_OR)，完成了泄露電感能量轉(zhuǎn)移到初級。接著，如果在初級中以反向方向建立的電流足以在所要求的過渡時間中使電容在電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點處完全放電，箝位開關(guān)Q2關(guān)斷。最后，電力開關(guān)Q1以ZVS模式導(dǎo)通并且可以重復(fù)操作。

如以上解釋的，當(dāng)由存儲的泄露電感能量在初級繞組中建立的電流不足以為電力開關(guān)Q1獲得ZVS時，阻尼電容器上的充電電壓本質(zhì)上在Vpeak至1/2V_OR之間移動(即，從全負(fù)載水平到限定的較低負(fù)載水平)。從該負(fù)載水平及以下，C1和C3被允許進(jìn)一步放電(即，低于1/2V_OR水平)，直到在初級電感中建立足夠的電流以獲得ZVS。

因此，關(guān)斷箝位開關(guān)Q2應(yīng)當(dāng)滿足兩個條件：條件1)每個阻尼電容器兩端的電壓降至預(yù)定閾值，例如1/2V_OR水平。在一些實施例中，該預(yù)定閾值可以高于1/2V_OR水平，例如，如果變換器中的組件能夠處理額外的電壓應(yīng)力。在其它實施例中，預(yù)定閾值可以低于1/2V_OR水平，例如，如果略低性能在給定實施方式中可接受。(該條件通過直接或間接地監(jiān)測電容器兩端的電壓來實施。例如，可以監(jiān)測輔助偏 置繞組兩端下降的電壓來檢測阻尼電容器兩端的相應(yīng)電壓。如果輔助繞組傳遞12V偏置，例如之后假定預(yù)定閾值設(shè)置為1/2V_OR水平，則繞組電壓將必須在箝位開關(guān)Q2關(guān)斷之前降到至少6V水平。)條件2)必須在變壓器的初級繞組中建立例如設(shè)計中預(yù)設(shè)的最小電流。這可以通過感測初級繞組P1或箝位開關(guān)Q2中的反向電流來獲得。

以上兩個條件也可以以更簡單的方式來滿足，即，通過校準(zhǔn)電力變換器。一旦電力變換器被設(shè)計和建立，它可以被校準(zhǔn)來檢查泄露能量足以獲得ZVS時的最低負(fù)載水平。因此，箝位開關(guān)Q2保持導(dǎo)通，直到C1和C3上的電壓對該負(fù)載降至1/2V_OR水平。以低于此的負(fù)載水平，可以基于校準(zhǔn)數(shù)據(jù)逐步降低放電電壓閾值。當(dāng)兩個條件都滿足時，箝位開關(guān)Q2可以關(guān)斷，之后電力開關(guān)Q1ZVS導(dǎo)通，并且接著電力周期可以開始。這確保了整個輸入電壓和輸出負(fù)載范圍兩端的ZVS操作，同時保持最優(yōu)水平的能量流通。以上所述的反激變換器實施例的操作本質(zhì)上導(dǎo)致“可變頻率”操作，其中電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通和箝位開關(guān)Q2的關(guān)斷是由操作條件而不是由固定時鐘決定的。

可變頻率操作的示例性波形

現(xiàn)在參考圖5，示出了例示零電壓“導(dǎo)通”的波形。具體地，波形500表示Vds Q1(即，電力開關(guān)Q1的漏極至源極電壓)，而波形505表示Vgs Q1(即，電力開關(guān)Q1的柵極至源極電壓)。從圖5，在波形中可以清楚看到，當(dāng)柵極至源極電壓(505)到達(dá)電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通閾值時，漏極至源極電壓(500)低于零電壓水平。

現(xiàn)在參考圖6，示出了例示電力開關(guān)Q1中的反向電流的波形，電力開關(guān)Q1使反射電容在它的漏極節(jié)點處放電。具體地，Vds Q1(波形600)和Id Q1(即，流過電力開關(guān)Q1的電流)(波形605)示出了電力開關(guān)Q1中的反向電流，電力開關(guān)Q1使反射電容在它的漏極節(jié)點處放電。如由波形600中的傾斜平坦區(qū)域610所例示的，消除了在DCM反激變換器中常見的死區(qū)時間期間的振鈴。

現(xiàn)在參考圖7，示出了例示在電力開關(guān)Q1關(guān)斷時電流轉(zhuǎn)移到有源 箝位以及在反激時段結(jié)束后或死區(qū)時間期間的放電電流的波形。Vds_Q1由波形700表示，并且Id_Q2(即，流過箝位開關(guān)Q2的電流)由波形705表示。

固定頻率操作

到現(xiàn)在為止描述的實施例教導(dǎo)了以可變頻率模式操作的高效可變頻率反激變換器。盡管在多種實施方式中期望高效電力變換，但是在不由這樣的變換器供電的設(shè)備中使用的具體特征對電力變換存在一些限制。例如，現(xiàn)代移動電話和平板設(shè)備中使用的“多點觸摸”技術(shù)要求特定頻帶中極低的共模噪聲注入。這種要求不允許變換器在這種頻帶中的操作，或至少不允許變換器的基本切換頻率在這些頻帶中。如此，盡管以上描述的可變頻率模式變換器實施例提供了非常高的效率，但它們可能不能用于某些電力適配器中，諸如不能用于那些期望驅(qū)動對特定頻帶敏感的系統(tǒng)的電力適配器中。因此，以下描述的實施例包括具有修改的操作方法的系統(tǒng)，該操作方法允許在固定操作頻率的高效非連續(xù)模式反激變換器設(shè)計。

實現(xiàn)用于連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)反激變換器的有源箝位在本領(lǐng)域是已知的。然而，這種反激變換器經(jīng)常不能在所有線路和負(fù)載條件都以CCM操作。以較低負(fù)載和較高輸入電壓(例如，反激總是進(jìn)入DCM)，并且在這種條件中，操作為傳統(tǒng)有源箝位可能是非常低效的。如上所述，圖1示出了典型的有源箝位反激變換器，其本質(zhì)上設(shè)計為以CCM操作。

除了上述圖1的電路的性質(zhì)，應(yīng)當(dāng)注意，在DCM模式中，在存儲于阻尼電容器中的所有泄露能量放電后，存儲于其中的反射充電電壓通過箝位開關(guān)Q2直接外加于初級繞組兩端。因此，在存儲于變壓器中的所有能量傳遞到負(fù)載之后，以極快的速率在初級電感中建立反向電流。該反向電流在輕負(fù)載處可能是可觀的并且由于流通電流而降低效率。

上述具有串-并聯(lián)模式有源箝位的反激變換器的固定頻率實施例 著重于獲得高效電力變換，同時滿足某些電子設(shè)備所規(guī)定的多點觸摸共模噪聲要求。固定頻率實施例的操作的原理與可變頻率實施例的操作原理類似，但是有若干改變。

固定頻率實施例的操作的核心原理包括以下：

1)在控制開關(guān)關(guān)斷時將存儲于泄露電感中的能量轉(zhuǎn)移到阻尼電容器(即，與常規(guī)阻尼器的行為類似)。

2)當(dāng)電力正由次級電路傳遞到負(fù)載時將該存儲的能量保持在阻尼電容器中。

3)當(dāng)存儲于變壓器電感中的所有能量已經(jīng)傳遞到負(fù)載時，開始將存儲于阻尼電容器中的泄露能量轉(zhuǎn)移到初級繞組，即，通過以相反方向驅(qū)動電流來通過有源箝位開關(guān)。

4)即使在存儲的泄露能量轉(zhuǎn)移回到初級繞組后仍然接著使阻尼電容器放電直到固定、預(yù)定時間的關(guān)斷(如由于操作的切換時段決定的)，并且在該時段期間，在初級電感的兩端外加不大于反射電壓一半的電壓(或已經(jīng)選擇的任何期望的閾值)。

5)在下一個切換周期初始之前以預(yù)定時間關(guān)斷有源箝位開關(guān)。

圖11示出了根據(jù)一些實施例的固定頻率有源箝位反激變換器1100的優(yōu)選實施例，其被配置為以非連續(xù)導(dǎo)電模式操作。如同以上對圖2的描述，Q1是電力開關(guān)，Q2是箝位開關(guān)，C1和C3是阻尼電容器，而L1表示泄露電感。圖11的電路的操作的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和理論與以上描述的圖2的電路的操作的理論幾乎相同，除了兩種電路的操作方法和得出的行為不同。

具體地，在變壓器電感中存儲的能量都傳遞到輸出之后，初級電感開始與有效電容在電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點處諧振，這導(dǎo)致該節(jié)點處電壓下降。當(dāng)初級繞組兩端的該下降的電壓等于阻尼電容器C1和C3中每個兩端的電壓降時，它們可以通過Q2和D3/D4分別連接在初級繞組兩端。存儲于阻尼電容器中的電荷開始以諧振的方式在初級繞組中建立反向電流(從底端朝向頂端)。在該期間，當(dāng)每個電容器兩端的電壓降至等于反射電壓的一半的水平(或，已經(jīng)選擇的任何期望 的閾值)，所有存儲的泄露能量已經(jīng)轉(zhuǎn)移到初級繞組。通過牽引存儲于阻尼電容器中的能量持續(xù)建立該反向電流。在傳統(tǒng)有源箝位中，在初級電感上外加整個反射電壓。然而，在本文公開的改進(jìn)實施例中，在泄露能量轉(zhuǎn)移之后，外加在初級電感上的電壓值減半，并且因此得到的流通電流低的多。

在固定頻率反激變換器中，總切換時段是固定的，并且可以通過誤差放大器基于負(fù)載需求控制電力開關(guān)Q1的“導(dǎo)通時間”。箝位開關(guān)Q2的控制柵極驅(qū)動可以被設(shè)置為使得箝位開關(guān)Q2在電力開關(guān)Q1下一次導(dǎo)通之前關(guān)斷短時間段，例如，如由脈沖寬度調(diào)制(PWM)引擎確定。這短延遲時段可以被設(shè)置為使得它足以允許電力開關(guān)Q1的漏極至源極電壓降至零并且將電流轉(zhuǎn)移至其固有體二極管。當(dāng)箝位開關(guān)Q2關(guān)斷時，它使初級繞組中建立的反向電流中斷，并且迫使電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點朝接地降落。時間延遲設(shè)置為在所有期望的輸入和負(fù)載條件下都獲得電力開關(guān)Q1的零電壓切換，如設(shè)計需要所要求的。

因此，當(dāng)電力開關(guān)Q1的體二極管傳導(dǎo)反向電流時，可以由PWM控制使電力開關(guān)Q1在下個切換周期中導(dǎo)通。在短時間內(nèi)，電力開關(guān)Q1操作為同步整流器(SR)直到其中的電流極性反向并且正電流開始在初級繞組電感中建立以滿足負(fù)載要求。

圖12的電路1200通過指示一個周期中阻尼電容器充電路徑的箭頭1205/1210/1215/1220有效地示出了該操作。具體地，C1和C3在反激時段開始時以串聯(lián)模式充電，同時存儲泄露電感能量，并且箝位開關(guān)Q2在該充電時段期間導(dǎo)通。注意，D2阻斷任何反向電流在反激時段期間通過箝位開關(guān)Q2返回到初級繞組。一旦C1和C3的充電完成，C1、C3、D2、D3和D4的網(wǎng)絡(luò)在反激時段的休息期間不起作用。

現(xiàn)在參考圖13，示出了變換器電路1300中的阻尼電容器C1的示例性放電路徑。如由箭頭1305-1340示出的，C1通過D3和Q2外加在初級繞組兩端，具有正的下節(jié)點。

現(xiàn)在參考圖14，示出了變換器電路1400中的阻尼電容器C3的示例性放電路徑。如箭頭1405-1430示出的，C3通過Q2和D4外加在 初級繞組兩端，具有正的下節(jié)點。

因此，可以分別從圖13和圖14示出的放電路徑看出，在放電期間，C1和C3有效地并聯(lián)連接在初級繞組兩端并且以并聯(lián)模式將能量轉(zhuǎn)移回到初級。因此，阻尼電容器C1和C3以串聯(lián)模式充電而以并聯(lián)模式放電，形成這樣的串-并聯(lián)模式有源箝位。

對于傳統(tǒng)有源箝位，當(dāng)存儲于變壓器的所有能量都傳遞到輸出時，阻尼電容器開始在初級繞組中驅(qū)動反向電流。外加在初級上的電壓因此等于反射電壓。相反，在本文公開的改進(jìn)的固定頻率實施例中，假定電容的組合值與原始基準(zhǔn)相同，則串聯(lián)電容中的總電荷將與相同設(shè)計參數(shù)的一樣。換言之，C1和C3具有兩倍電容但具有一半的額定電壓，從而獲得與現(xiàn)有技術(shù)中充電器設(shè)計相同的等效電容而不影響本文描述的改進(jìn)的益處。

然而，在充電到100V的示例性電壓之后，每個電容器C1/C3上的電壓是50V，并且它們獨立地并行操作，如描述放電路徑的圖13和14所示。因此，每個充電到50V的并行行動的這兩個電容器在變壓器的底端連接到80V反射電壓。這導(dǎo)致串聯(lián)二極管D3和D4反向偏置，并且即使箝位開關(guān)Q2導(dǎo)通也沒有電流從阻尼電容器流過。當(dāng)存儲于反激變換器的磁化電感中的能量完全傳遞到負(fù)載時，變壓器的底端開始從Vin+V_OR(例如，300V+80V＝380V)水平朝向Vin水平降落，與死區(qū)時間中的任何DCM反激變換器類似。在該過渡中，當(dāng)變壓器初級的底部節(jié)點達(dá)到(V_in+V_C1)或(V_in+V_C3)，或者在該情況中大約350V，初級的下端比上端高50V，并且C1/C3并聯(lián)連接在初級兩端，正端在初級繞組的底部處而負(fù)端在頂部處。

接著，電流開始以諧振方式從電容器流到初級繞組，但此時，諧振頻率低得多，這是由初級磁化電感和阻尼電容的儲能電路決定的。與有源時段中電力存儲相比，這開始以反向方向(即，從底端到頂端)在初級繞組中建立電流。當(dāng)每個電容器從50V放電到40V(即，從Vpeak到1/2V_OR)，完成了泄露電感能量轉(zhuǎn)移到初級。進(jìn)一步在初級繞組中持續(xù)建立電流，但是現(xiàn)在外加于初級繞組上的電壓僅為40V， 即圖1的傳統(tǒng)有源箝位中實驗的電壓的一半。如以上解釋的，在電力開關(guān)Q1的下一個導(dǎo)通時間之前，箝位開關(guān)Q2關(guān)斷設(shè)計中預(yù)定的短時間，以允許電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點降至低于零。最后，電力開關(guān)Q1以ZVS模式導(dǎo)通，并且整個操作可以重復(fù)。

固定頻率操作的示例性波形

現(xiàn)在參考圖15，示出了例示零電壓“導(dǎo)通”的波形。具體地，波形1500表示Vds Q1(即，電力開關(guān)Q1的漏極至源極電壓)，而波形1505表示Vgs Q1(即，電力開關(guān)Q1的柵極至源極電壓)。從圖15，在波形中可以清楚看到，當(dāng)柵極至源極電壓(1505)到達(dá)電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通閾值時，漏極至源極電壓(1500)低于零電壓水平。

現(xiàn)在參考圖16，示出了例示電力開關(guān)Q1中的反向電流的波形，電力開關(guān)Q1使反射電容在它的漏極節(jié)點處放電。具體地，Vds Q1(波形1600)和Id Q1(即，流過電力開關(guān)Q1的電流)(波形1605)示出了電力開關(guān)Q1中的反向電流，電力開關(guān)Q1使反射電容在它的漏極節(jié)點處放電。如由波形1600中的傾斜平坦區(qū)域1610所例示的，這消除了在DCM反激變換器中常見的死區(qū)時間期間的振鈴。

現(xiàn)在參考圖17，示出了例示在電力開關(guān)Q1關(guān)斷時電流轉(zhuǎn)移到有源箝位以及在反激時段結(jié)束后或死區(qū)時間期間的放電電流的波形。Vds_Q1由波形1700表示，并且Id_Q2(即，流過箝位開關(guān)Q2的電流)由波形1705表示。圖5至圖7與圖15至圖17看起來是相似的，但是用于電力開關(guān)Q1的柵極驅(qū)動電路系統(tǒng)的發(fā)起由不同的原理所決定。在圖15至圖17中，電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通由固定時間所決定(即，以固定頻率)，然而在圖5至圖7中，電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通由提供可變頻率操作的不同組的規(guī)則所決定。

現(xiàn)在參考圖18，示出了示例用于電力開關(guān)Q1和箝位開關(guān)Q2的兩個PWM驅(qū)動信號之間的延遲的波形。電力開關(guān)Q1驅(qū)動信號由波形1800表示，而箝位開關(guān)Q2驅(qū)動信號由波形1805表示。如圖18所示，在電力開關(guān)Q1驅(qū)動信號為高期間的時間段與箝位開關(guān)Q2驅(qū)動信 號為高期間的時間段之間存在一些延遲。

固定頻率操作的自適應(yīng)控制的實施例

根據(jù)一些實施例，通過使用數(shù)字控制電路系統(tǒng)的自適應(yīng)能力可以改進(jìn)上面描述的高效率的固定頻率的DCM反激變換器的性能，同時仍然保留固定頻率操作的益處，其中數(shù)字控制電路系統(tǒng)的自適應(yīng)能力與模擬控制電路系統(tǒng)的靜態(tài)性質(zhì)相反。

例如，由于數(shù)字控制具有適應(yīng)操作條件、實施非線性控制以及配置性能以用于最好結(jié)果的能力，因此數(shù)字控制帶來優(yōu)于模擬控制的顯著益處。另一方面，模擬控制是靜態(tài)的，并且處理如在固定設(shè)計中設(shè)置的全部條件。如今，在諸如計算設(shè)備或電信設(shè)備之類的高端電力系統(tǒng)中對數(shù)字控制的使用是相當(dāng)普遍的。微處理器的成本的持續(xù)降低正使得它在消費者應(yīng)用中有吸引力。即使是低功率的電池充電器或USB適配器也可以從數(shù)字控制中受益。因此，下面描述的實施例給出了以下教導(dǎo)：固定頻率的DCM反激變換器的性能可以如何即時(on the fly，即，通過使用數(shù)字控制來檢測某些操作條件)被優(yōu)化，以便實現(xiàn)較高水平的性能。

智能優(yōu)化器的“自適應(yīng)控制”實施例可以被應(yīng)用到如上面討論的并且在圖2的電路200中以示例的形式示出的固定頻率的DCM反激變換器的操作。如上所述，除了在切換過渡期間的短延遲以外，電力開關(guān)Q1和箝位開關(guān)Q2基本上以互補模式操作。電路的詳細(xì)操作可以被概括在下面的示例性操作周期中：

1)電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通時間被輸出調(diào)節(jié)機(jī)構(gòu)(regulation mechanism)控制，并且在其導(dǎo)通時間期間，能量被存儲在變壓器的初級電感中。

2)當(dāng)電力開關(guān)Q1關(guān)斷時，泄漏電感能量被傳遞到阻尼電容器C1和C3，并且在反激時段期間，所存儲的能量的剩余部分被傳遞到輸出端。

3)在充電后，在能量放電期間，阻尼電容器C1和C3基本上從 變壓器的初級繞組斷開連接。

4)在變壓器中的全部能量耗盡后，初級繞組兩端的反激電壓開始下降，并且當(dāng)它等于阻尼電容器C1和C3中的每一個兩端的電壓時，由于在初級電感中建立的反向電流，泄漏能量被轉(zhuǎn)移到初級電感。

5)在將存儲在阻尼電容器中的所有泄漏能量轉(zhuǎn)移到初級電感之后，在箝位開關(guān)Q2的導(dǎo)通時間期間，反向電流繼續(xù)建立。

6)在電力開關(guān)Q1的下一個導(dǎo)通周期之前，箝位開關(guān)Q2以預(yù)定時間被關(guān)斷，并且存儲在初級繞組中的反向能量通過電力開關(guān)Q1的體二極管的導(dǎo)電返回到輸入源。

7)在下一個周期中，當(dāng)電力開關(guān)Q1兩端的電壓基本上為零時，電力開關(guān)Q1可以導(dǎo)通，并且操作可以被重復(fù)。

在以上示例性操作周期中，應(yīng)當(dāng)注意的是，對存儲在阻尼電容器中的泄漏電感能量的恢復(fù)是獲得較高效率的一個方面。但是，在實現(xiàn)它之后，例如，由于電流流通，將存儲在阻尼電容器中的過多的能量轉(zhuǎn)移回輸入源可能導(dǎo)致附加的電力損耗。雖然與傳統(tǒng)DCM反激變換器相比，本文所描述的實施例提供了顯著更高的效率，但仍然存在通過使用下面進(jìn)一步詳細(xì)描述的所謂的自適應(yīng)控制技術(shù)來進(jìn)一步改進(jìn)效率的機(jī)會。

如上所解釋的，僅僅在切換周期的死區(qū)時間期間，電流反向地通過箝位開關(guān)Q2從阻尼電容器流入到初級繞組。如上所提到的，死區(qū)時間可以被定義為能量既沒有被存儲在初級電感中也沒有被轉(zhuǎn)移到輸出端所處于的時間。也就是說，它是電感器完全耗盡能量所處于的時段。

該死區(qū)時間隨輸出負(fù)載的減小或輸入電壓的增大而增大。例如，在具有給定的固定輸出負(fù)載的DCM反激變換器中，在300V直流輸入時的死區(qū)時間會比150V直流輸入時的死區(qū)時間高得多。并且，針對給定的固定輸入電壓，在例如25％輸出負(fù)載時的死區(qū)時間會比100％輸出負(fù)載水平時的死區(qū)時間高得多。

在死區(qū)時間期間，電流繼續(xù)反向地建立，并且導(dǎo)致能量的再流通。 本文公開的自適應(yīng)控制的實施例給出了如何控制箝位開關(guān)Q2關(guān)斷的時刻和電力開關(guān)Q1導(dǎo)通的時刻之間的時間延遲的教導(dǎo)。電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通被切換計時器固定和決定。這樣，根據(jù)一些實施例，箝位開關(guān)Q2的關(guān)斷時機(jī)可以被自適應(yīng)地控制以獲得改進(jìn)，同時仍然維持上面描述的固定頻率的變換器實施例的零電壓導(dǎo)通特性。

如在上面描述的固定頻率實施例的上下文中所解釋的，存儲在阻尼電容器C1和C3中的電荷是反射輸出電壓和泄漏能量的組合。

在反激時段期間初級繞組兩端的反射次級電壓(V_OR)可以被計算為：

V_OR＝(Np/Ns)×(Vout+Vf_D1) (式1)

其中，Np/Ns是變壓器匝數(shù)比，而Vf_D1是輸出整流二極管的正向電壓降。對C1和C3中的每一個進(jìn)行充電并且充到該電壓水平的一半，并且另外，由于泄漏能量的存在，在它上可能具有更高的充電電壓。

由于泄漏能量的恢復(fù)是提供更高性能的一個方面，因此C1和C3兩者均可以被允許放電到V_OR的1/2的電壓水平(或已經(jīng)將期望的閾值選定為的任意值)。低于這個水平的放電量引起非必要的流通電流。

如果各種參數(shù)對于具有進(jìn)行計算的能力的控制器(諸如微控制器或數(shù)字信號處理(DSP))來說是可用的，則通過本文描述的進(jìn)一步的優(yōu)化技術(shù)可以改進(jìn)效率。

許多反激控制器使用峰值電流模式控制。在這樣的控制方案中，不是由控制回路設(shè)置導(dǎo)通時間；而是設(shè)置峰值電流限制。因此，控制器不知曉PWM導(dǎo)通時間，并且模擬比較器確定導(dǎo)通時間的終止。但是，可以通過計算預(yù)測PWM導(dǎo)通時間以服務(wù)于該目的。例如，如果已知所設(shè)置的峰值電流限制、初級電感以及輸入電壓，則可以通過以下的等式計算導(dǎo)通時間：

T_on＝(Ipk x Lp)÷Vin (式2)

如果基準(zhǔn)電壓被用于設(shè)置峰值電流限制比較器的閾值，則可以從這個由控制回路設(shè)置的可變基準(zhǔn)水平和電流感測電阻器的固定值計算所設(shè)置的峰值電流限制。如果在知曉電流互感器的匝數(shù)比和電流-電壓設(shè)計特性的情況下使用電流互感器，則類似的計算是可能的。如果電壓模式控制技術(shù)被用于調(diào)節(jié)，則T_on可以是直接已知的。

類似地，可以通過電感器伏-秒平衡等式來計算變壓器放電時間(T_dis)，如下所示：

T_dis＝(Vin x T_on)÷V_OR (式3)

基于所設(shè)置的固定的切換頻率(Fsw)，總的切換時段T是已知的。從總的時段T中減去T_on和T_dis，給出死區(qū)時間的值：

T_dead＝T–(T_on+T_dis) (式4)

存儲在阻尼電容器C1和C3中的泄漏電感能量的全部轉(zhuǎn)移發(fā)生在該死區(qū)時間期間。

這些自適應(yīng)控制的實施例的目標(biāo)在于通過防止能量過多的再流通來改進(jìn)效率。這不需要極其準(zhǔn)確的計算。一旦實現(xiàn)了基本的目標(biāo)，通過設(shè)計校準(zhǔn)就總是可以對性能進(jìn)行微調(diào)。

對于大多數(shù)用途來說，可以初始假定每個阻尼電容器C1和C3兩端的平均電壓是V_OR的1/2。事實上，由于泄漏電感能量的作用，該電壓總是會稍高于這個值，但是該假定為了更安全起見。

在箝位開關(guān)Q2的導(dǎo)通時間期間，這個電壓(V_OR的1/2)被施加到放電的初級繞組的兩端以反向地建立電流。當(dāng)箝位開關(guān)Q2被關(guān)斷時，初級繞組兩端的電壓的極性改變。在電力開關(guān)Q1兩端的電壓下降到零以下(其中其本征體二極管導(dǎo)電)之后，初級繞組兩端的電壓基本上等于輸入電壓(Vin)，并且將存儲在初級電感中的所有能量轉(zhuǎn)移回輸入源所需要的時間量由伏-秒平衡等式(例如，式3)決定。如果恰好在電力開關(guān)Q1的下一個導(dǎo)通周期的初始時刻處初級繞組中的反向電流下降到零，則由于能量的再流通造成的電力損耗是最小的。因此，這些實施例的目標(biāo)是實現(xiàn)恰好在電力開關(guān)Q1的下一個導(dǎo)通周 期初始時將在C1和C3中存儲的泄漏能量加上最小可能的額外能量轉(zhuǎn)移回輸入源。這通過以下方式來獲得。

將時段T_dead分成兩部分，表示為T1和T2。時間T1是來自C1和C2的能量被轉(zhuǎn)移到初級電感的持續(xù)時間，而時間T2是在下一個PWM周期初始之前的剩余時間。為了實現(xiàn)本發(fā)明的目標(biāo)，T2必須等于T_dead減去T1。這是通過在由以下的伏-秒平衡等式支配的時刻關(guān)斷箝位開關(guān)Q2來實現(xiàn)的：

T1x1/2V_OR＝T2 x Vin (式5)或者

T1＝[(T_dead–T1)x Vin]÷1/2V_OR (式6)

這通過數(shù)學(xué)計算給出了時間T1和時間T2的值。是該時段T2決定箝位開關(guān)Q2需要被關(guān)斷的時刻?；谝陨嫌嬎?，在比總的切換時段T的結(jié)束處超前T2時段的時刻，箝位開關(guān)Q2被關(guān)斷。應(yīng)當(dāng)注意的是，由于電力開關(guān)Q1的漏極節(jié)點處的總的寄生電容，該漏極節(jié)點降低到零花費了有限諧振時間。在以上計算中省略了該有限諧振時間。但是，一旦已知了寄生元件，即，在建立了原型單元之后，就可以計算該時間延遲。始終保持時段T1以使得它略高于實現(xiàn)以上所述的目標(biāo)所需要的時間。這消除了非ZVS或‘硬切換’操作的可能性。

為了實現(xiàn)以上所述的目標(biāo)，根據(jù)一些實施例，DSP通過它的模擬到數(shù)字變換器(ADC)的輸入直接或間接地對以下參數(shù)具有訪問的權(quán)限，這些參數(shù)或者作為固定的預(yù)設(shè)置的值或者作為感測到的可變參數(shù)：

1)切換頻率/切換時段(T)-如果DSP執(zhí)行整個控制或該信息被供應(yīng)給DSP，則該參數(shù)容易地被獲得；

2)輸入電壓(Vin)；

3)反射次級電壓(V_OR)；

4)初級電感(Lp)；以及

5)電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通時間(T_on)。

使用所公開的技術(shù)，然后DSP可以控制關(guān)斷箝位開關(guān)Q2的優(yōu)化的時刻，以減少由流通電流導(dǎo)致的損耗。通過該優(yōu)化實現(xiàn)的改進(jìn)在較 低負(fù)載時是相當(dāng)顯著的，并且在高輸入電壓時也是相當(dāng)顯著的，其中死區(qū)時間顯著更長，同時維持固定頻率的操作。

現(xiàn)在在下面描述實現(xiàn)相同的自適應(yīng)控制功能的若干替代方法。

替代方案1)控制時間的校準(zhǔn)：在建立原型之后，可以對它進(jìn)行類型試驗以找到合適的延遲時間T2，如上所述。一旦針對輸入電壓和輸出負(fù)載被校準(zhǔn)，該延遲可以被設(shè)置在“查找”表中。然后控制器可以通過使用設(shè)置在查找表中的相應(yīng)值來基于輸出負(fù)載和輸入電壓選擇箝位開關(guān)Q2關(guān)斷的時刻。這消除了上面的‘即時’計算并且允許使用較便宜的數(shù)字控制器或混合信號控制器。

替代方案2)測量反向電流：測量在電力開關(guān)Q1導(dǎo)通之后流經(jīng)電力開關(guān)Q1的反向電流的持續(xù)時間是可能的。這可以或者通過感測電流的極性或者通過感測電力開關(guān)Q1兩端的電壓的極性而被感測。在這樣的反向電流流通時間期間，漏極到源極之間的電壓會是負(fù)的。在感測到它之后，延遲時間T2可以以離散的階躍逐漸改變，同時繼續(xù)監(jiān)控相同的參數(shù)，直到實現(xiàn)最優(yōu)的延遲T2(如上所述)。這還本質(zhì)上實現(xiàn)了與上述的自適應(yīng)控制實施例中描述的性能相同的性能，并且還可以允許使用較低成本的控制器。

智能頻率自適應(yīng)實施例

下面描述的智能頻率自適應(yīng)實施例提供了上面描述的可變頻率實施例的益處與上面描述的固定頻率實施例的益處之間的平衡。可變頻率實施例利用在非連續(xù)模式的反激變換器中實現(xiàn)高效率以及低共模噪聲的方法，其中非連續(xù)模式的反激變換器以可變的頻率進(jìn)行操作?？勺冾l率變換器實施例可以基于輸出負(fù)載和輸入電壓來改變操作頻率。如上面所提到的，由于多點觸摸的要求，這樣的操作在諸如移動電話和平板設(shè)備之類的某些應(yīng)用中不是可接受的，其中在某些頻帶中的共模噪聲需要是非常小的。通過使用根據(jù)上面描述的固定頻率實施例構(gòu)造的變換器可以更好地服務(wù)于該目的。但是，與使用可變頻率實施例構(gòu)造的變換器相比，固定頻率實施例仍然潛在地遭受在較低負(fù)載時不 期望的流通損耗。

因此，下面描述的所謂的“智能頻率自適應(yīng)”實施例包括迫使DCM反激變換器在某種輸入和輸入條件下以基本上固定的頻率操作的技術(shù)。然后這種固定的操作頻率可以智能地改變?yōu)榱硪粋€固定的頻率，以用于不同范圍的輸入和輸出條件-同時避免針對給定的系統(tǒng)要求不被期望的頻帶。也就是說，這樣的智能頻率自適應(yīng)實施例可以被描述為具有“部分固定”的頻率。

對某些頻帶中的噪聲敏感的系統(tǒng)可能要求電源對頻譜中的那部分中的噪聲進(jìn)行衰減。在若干狀況中，對于可以被使用的操作頻率和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電力供應(yīng)的設(shè)計者具有非常少的選擇。本質(zhì)上，在沒有對避免關(guān)注的頻帶進(jìn)行顯著限制的情況下，諸如LLC諧振或準(zhǔn)諧振反激變換器之類的可變頻率拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可能不被使用。在這樣的狀況中，操作頻率可以被選擇，以使得基本頻率以及它的前幾個諧波不落入任何一個關(guān)注的頻帶。

在根據(jù)上面描述的固定頻率的實施例進(jìn)行操作時，在較低的輸出負(fù)載以及較高的輸入電壓時的死區(qū)時間變得過長。這導(dǎo)致不期望的能量的較高流通，并且效率可能劣化。當(dāng)變換器在較低負(fù)載和/或較高的輸入電壓的情況下操作時，下面描述的“智能頻率自適應(yīng)”實施例可以增大操作的頻率，例如，以基本頻率的整倍數(shù)增大。

“智能頻率自適應(yīng)”實施例的電路和操作與上面參考圖2所描述的電路和上面參考“自適應(yīng)控制”的實施例所描述的七個操作性步驟本質(zhì)上相同。但是應(yīng)當(dāng)注意的是，恢復(fù)存儲在阻尼電容器中的泄漏電感能量是實現(xiàn)較高效率的一個方面。但是，在實現(xiàn)它之后，由于電流流通的作用，將存儲在阻尼電容器中的過多的能量轉(zhuǎn)移回輸入源可能導(dǎo)致附加的電力損耗。另外，這種電流的過多流通與死區(qū)時間成比例，其在較低的輸出負(fù)載和/或較高的輸入電壓時增大。雖然本文所公開的串-并聯(lián)模式有源箝位DCM反激變換器獲得與傳統(tǒng)的DCM反激變換器相比顯著較高的效率，但仍然存在使用下面描述的智能頻率自適應(yīng)實施例來進(jìn)一步改進(jìn)效率的機(jī)會。

在一個示例中，使用上面描述的固定頻率操作概念構(gòu)造的典型的電力變換器可以以固定頻率Fsw1進(jìn)行操作。然后，通過下式，存儲在初級電感器中的輸入電力可以被給出：

Pin＝0.5x Lp x Ip²x Fsw1 (式7)

其中Lp是初級電感并且Ip是峰值初級電流。

因此，針對這樣的在DCM中以固定頻率進(jìn)行操作的變換器，在任何輸入電壓的情況下，針對給定的固定負(fù)載，峰值電流保持為基本恒定。并且，在這樣的條件下，變壓器重置時間保持相同，但電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通時間在較低的輸入電壓時將增大。因此，在低輸入電壓時，死區(qū)時間小得多。因此，在最低的輸入電壓時，變換器可以被優(yōu)化以用于DCM操作，使得流通電流的損耗最小化。

但是，在較高的輸入電壓時，死區(qū)時間增大并且因此流通損耗也增大。在“智能頻率自適應(yīng)”實施例中，固定的操作頻率可以被選擇，以使得它滿足DCM反激變換器在整個輸入范圍上的全部要求。上面參考圖2所討論的設(shè)計的所有原理和固定頻率的實施例可以被應(yīng)用在這里描述的智能頻率自適應(yīng)變換器的實施例中。在操作期間，死區(qū)時間可以被監(jiān)控，優(yōu)選地通過數(shù)字電路來監(jiān)控死區(qū)時間。如果這樣的電力變換器被微處理器或DSP控制，則對死區(qū)時間的監(jiān)控可以容易地被實現(xiàn)。

當(dāng)死區(qū)時間超過某個預(yù)設(shè)置的限制Tdead1時，變換器可以被配置為瞬間地從下一個切換時段開始以兩倍于切換頻率的頻率進(jìn)行操作。但是，由于變換器在調(diào)節(jié)模式中操作，它的峰值電流命令可以由誤差放大器命令的電流基準(zhǔn)來設(shè)置。為了確保在輸出上沒有毛刺(glitch)，電流限制水平還可以被減小到誤差放大器所命令的實際值的0.5的平方根倍的幅度。通過使用電力等式，這被進(jìn)一步闡釋：

Pin＝0.5x Lp x Ip²x Fsw1 (式8)

下面，變換器可以開始以頻率的兩倍(即，以等于(Fsw1 x 2)的頻率Fsw2)進(jìn)行切換。因此，在這樣的頻率改變之前，為了保持電 力恒定，Ip²的值必須被減小到原來的一半，或Ip的值必須被減小到峰值電流水平的0.5的平方根倍，即，近似0.707倍。這允許將電力保持在完全相同的水平，并且因此在輸出處沒有毛刺。誤差放大器可以因此繼續(xù)在相同的水平上工作，而甚至無需知道這樣的過渡已經(jīng)發(fā)生。

當(dāng)輸出負(fù)載增大并且死區(qū)時間減小到比Tdead2低的預(yù)設(shè)置的值時，可以再將操作頻率減半到原始的值Fsw1，并且峰值電流限制水平可以被還原到原始值。

用于基于電力變換器的死區(qū)時間調(diào)整切換時段的一個示例性控制序列可以被概括為如下：

1)以固定的基本頻率Fsw1啟動變換器；

2)在操作期間監(jiān)控死區(qū)時間Tdead；

3)當(dāng)Tdead大于第一設(shè)置的基準(zhǔn)值Tdead1時，在下一個時鐘周期時同時執(zhí)行下面兩個動作(即，下面的動作3a和3b)：

a)將所設(shè)置的切換時段乘以0.5，這有效地使切換頻率加倍；以及

b)將用作電流限制比較器的基準(zhǔn)的誤差放大器信號乘以0.5的平方根，即乘以0.707；

4)在以新的切換頻率進(jìn)行操作期間繼續(xù)監(jiān)控死區(qū)時間，直到死區(qū)時間變?yōu)榈陀诹硪粋€設(shè)置的基準(zhǔn)Tdead2。在這時，在下一個時鐘周期的開始處執(zhí)行以下兩個動作(即，下面的動作4a和4b)：

a)將所設(shè)置的切換時段乘以2，這有效地將切換頻率減半，使其返回到原始值；以及

b)將用作電流限制比較器的基準(zhǔn)的誤差放大器信號乘以1。

針對可以實施多少頻率改變階躍沒有特定的限制，它可以由特定應(yīng)用的要求決定。例如，頻率可以僅僅在兩個值(即，基本頻率和然后該頻率的兩倍)之間切換，這伴隨著電流限制命令水平的相應(yīng)改變，如下所述。如果期望的話，實施甚至更多的頻率改變也是可能的。應(yīng)當(dāng)注意的是，將頻率恰好改變?yōu)樵瓉淼?倍不是必要的。如果變換器可以在DCM模式中以任何其他頻率Fsw2進(jìn)行操作，則主操作頻率 Fsw1可以被改變?yōu)檫@樣的其他頻率。

根據(jù)一些實施例可以隨之而來的一般準(zhǔn)則是，當(dāng)操作切換頻率從第一值Fsw1改變到第二值Fsw2時，峰值電流模式比較器的電流限制基準(zhǔn)可以乘以與(Fsw1÷Fsw2)的平方根相等的值。這通過下面的示例被進(jìn)一步解釋。

如果當(dāng)死區(qū)時間超過預(yù)設(shè)置的值時頻率從Fsw1改變到Fsw2，并且Fsw2被設(shè)置為Fsw1的值的三倍，則電流限制水平可以從頻率改變前的水平Ip1改變到Ip2，其中Ip2＝[Ip1 x sqrt(1/3)]＝0.577 x Ip1。當(dāng)頻率由于負(fù)載的增大而減小時，即達(dá)到死區(qū)時間的第二預(yù)設(shè)置的水平時，相同的原理可以被應(yīng)用。

用于實施智能頻率自適應(yīng)實施例的若干替代方法也是可能的，下面進(jìn)一步詳細(xì)地對其進(jìn)行討論。

1)當(dāng)數(shù)字控制器被使用時，倍增器(multiplier)可以被使用以便在頻率改變時改變操作電流限制的值，如在上面的實施例中解釋的那樣。這確保誤差放大器承受最小的干擾。這可以通過數(shù)字計算和乘法運算來實現(xiàn)。

2)當(dāng)使用模擬控制時，使用MOSFET或晶體管開關(guān)可以切換電阻分壓器以便實現(xiàn)與倍增器相同的目的。電阻比被選擇以實現(xiàn)所期望的乘法運算。

3)上面描述的優(yōu)選實施例解釋了實現(xiàn)峰值電流模式DCM反激變換器的方法。如果電壓模式控制被使用，則倍增器可以以相同的方式被使用，但在這種情況下，它可以與固定的斜坡(ramp)比較，而不是與初級電流比較。

4)如果通過數(shù)字控制使用電壓模式控制，則電力開關(guān)Q1的導(dǎo)通時間可以隨著頻率的改變而改變，同時使占空比保持相同。

5)將倍增器應(yīng)用到電流感測信號以獲得相同的結(jié)果也是可能的，而不是將倍增器應(yīng)用到誤差信號。替代地，還可以針對電流感測信號而不是針對誤差基準(zhǔn)信號使用比例等效比較器。

示例

以下示例涉及附加的實施例。

示例1是電力變換裝置，包括：變壓器，其中所述變壓器具有初級繞組和次級繞組；第一開關(guān)，其耦合到所述初級繞組以控制通過所述初級繞組的電流的流動；第二開關(guān)，其耦合到所述初級繞組，以控制通過有源諧振箝位電路的電流的流動，其中所述有源諧振箝位電路被配置為從所述初級繞組吸收泄漏能量，并且包括：耦合到所述初級繞組的第一電容器；耦合到所述初級繞組的第二電容器；以及在所述第一電容器和所述第二電容器之間串聯(lián)連接的第一二極管；以及耦合到所述第一開關(guān)和所述第二開關(guān)的控制器，所述控制器被配置為：將所述第一開關(guān)接通，以便在所述變壓器的所述初級繞組中存儲能量；將所述第一開關(guān)切斷，以便串聯(lián)地對所述第一電容器和所述第二電容器充電；一旦所有泄漏電感能量都已經(jīng)從所述變壓器轉(zhuǎn)移到所述第一電容器和所述第二電容器，就將所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接，以便開始使所述第一電容器和所述第二電容器并聯(lián)地放電；以預(yù)定的時間間隔或當(dāng)所述第一電容器和所述第二電容器中的每一個兩端的電壓下降到預(yù)定電壓水平時將所述第二開關(guān)切斷；以及將所述第一開關(guān)接通，以便實現(xiàn)零電壓切換。

示例2包括示例1的主題，其中所述第二開關(guān)被配置為當(dāng)電流流經(jīng)它的體二極管時導(dǎo)通。

示例3包括示例1的主題，其中所述第一電容器的值等于所述第二電容器的值。

示例4包括示例1的主題，其中所述第一電容器和所述第二電容器被配置為由于所述第一二極管的存在而從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接。

示例5包括示例1的主題，其中所述第一二極管被配置為阻斷任何反向電流通過所述第二開關(guān)流回所述變壓器的所述初級繞組。

示例6包括示例1的主題，其中所述預(yù)定電壓水平包括輸出反射電壓的一半。

示例7包括示例6的主題，其中所述第二開關(guān)被配置為當(dāng)在所述變壓器的所述初級繞組中存在第一預(yù)定最小量的反向電流時被切斷。

示例8包括示例7的主題，其中僅僅在存儲在所述變壓器中的所有能量被傳遞到負(fù)載之后，存儲在所述第一電容器和所述第二電容器中的泄漏能量到所述變壓器的所述初級繞組的轉(zhuǎn)移被啟動。

示例9是操作電力變換電路的方法，所述電力變換電路包括變壓器、第一電容器和第二電容器、第一開關(guān)和第二開關(guān)以及控制器，所述控制器對所述第一開關(guān)和所述第二開關(guān)進(jìn)行操作以產(chǎn)生被調(diào)節(jié)的輸出電壓以用于向輸出系統(tǒng)中的負(fù)載進(jìn)行傳遞，所述方法包括：將所述第一開關(guān)接通，以便在所述變壓器的所述初級繞組中存儲能量；將所述第一開關(guān)切斷，以便串聯(lián)地對所述第一電容器和所述第二電容器充電；一旦所有泄漏電感能量都已經(jīng)從所述變壓器被轉(zhuǎn)移到所述第一電容器和所述第二電容器，就將所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接，以便開始使所述第一電容器和所述第二電容器并聯(lián)地放電；當(dāng)所述第一電容器和所述第二電容器中的每一個兩端的電壓下降到預(yù)定電壓水平時將所述第二開關(guān)切斷；以及將所述第一開關(guān)接通，以便實現(xiàn)零電壓切換。

示例10包括示例9的主題，其中當(dāng)電流流經(jīng)所述第二開關(guān)的體二極管時，所述第二開關(guān)導(dǎo)通。

示例11包括示例9的主題，其中所述第一電容器的值等于所述第二電容器的值。

示例12包括示例9的主題，其中由于串聯(lián)連接在所述第一電容器和所述第二電容器之間的第一二極管的存在，所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接。

示例13包括示例9的主題，其中串聯(lián)連接在所述第一電容器和所述第二電容器之間的第一二極管阻斷任何反向電流通過所述第二開關(guān)流回所述變壓器的所述初級繞組。

示例14包括示例9的主題，其中所述預(yù)定電壓水平包括輸出反射電壓的一半。

示例15包括示例14的主題，其中當(dāng)在所述變壓器的所述初級繞組中存在第一預(yù)定最小量的反向電流時，所述第二開關(guān)被切斷。

示例16包括示例9的主題，其中在存儲在所述變壓器中的所有能量被傳遞到負(fù)載之后，存儲在所述第一電容器和所述第二電容器中的泄漏能量到所述變壓器的所述初級繞組的轉(zhuǎn)移被啟動。

示例17是操作電力變換電路的方法，所述電力變換電路包括變壓器、第一電容器和第二電容器、第一開關(guān)和第二開關(guān)以及控制器，所述控制器對所述第一開關(guān)和所述第二開關(guān)進(jìn)行操作以產(chǎn)生被調(diào)節(jié)的輸出電壓以用于向輸出系統(tǒng)中的負(fù)載進(jìn)行傳遞，所述方法包括：以預(yù)定時間間隔將所述第一開關(guān)接通，以便在所述變壓器的所述初級繞組中存儲能量；將所述第一開關(guān)切斷，以便串聯(lián)地對所述第一電容器和所述第二電容器充電；當(dāng)電流流經(jīng)所述第二開關(guān)的體二極管時接通所述第二開關(guān)；一旦所有泄漏電感能量都已經(jīng)從所述變壓器被轉(zhuǎn)移到所述第一電容器和所述第二電容器，就將所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接，以便開始使所述第一電容器和所述第二電容器并聯(lián)地放電；在所述第一開關(guān)的下一次預(yù)定的接通之前將所述第二開關(guān)切斷預(yù)定的時間量，其中所述時間量被預(yù)定成實現(xiàn)所述第一開關(guān)的零電壓切換。

示例18包括示例17的主題，其中切斷所述第一開關(guān)的時機(jī)至少部分地基于以下值中的一個或多個：誤差信號值、輸出負(fù)載值以及輸入電壓值。

示例19包括示例17的主題，其中當(dāng)電力被傳遞到負(fù)載時，存儲在所述第一電容器和所述第二電容器中的能量被保留。

示例20包括示例17的主題，其中在存儲在所述變壓器中的所有能量被傳遞到負(fù)載之后，存儲在所述第一電容器和所述第二電容器中的泄漏能量到所述變壓器的所述初級繞組的轉(zhuǎn)移被啟動。

示例21是電力變換裝置，包括：變壓器，其中所述變壓器具有初級繞組和次級繞組；第一開關(guān)，其耦合到所述初級繞組以控制通過所述初級繞組的電流的流動；第二開關(guān)，其耦合到所述初級繞組，以控 制通過有源諧振箝位電路的電流的流動，其中所述有源諧振箝位電路被配置為從所述初級繞組吸收泄漏能量，并且包括：耦合到所述初級繞組的第一電容器；耦合到所述初級繞組的第二電容器；以及在所述第一電容器和所述第二電容器之間串聯(lián)連接的第一二極管；以及耦合到所述第一開關(guān)和所述第二開關(guān)的控制器。

示例22包括示例21的主題，其中所述第一電容器的值等于所述第二電容器的值。

示例23包括示例21的主題，其中所述第一電容器的值不等于所述第二電容器的值。

示例24包括示例21的主題，其中由于所述第一二極管的存在，所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接。

示例25包括示例21的主題，其中所述第一二極管被配置為阻斷任何反向電流通過所述第二開關(guān)流回所述變壓器的所述初級繞組。

示例26包括示例21的主題，其中所述第二開關(guān)被配置為當(dāng)所述第一電容器和所述第二電容器中的每一個兩端的電壓下降到預(yù)定電壓水平時被切斷。

示例27包括示例26的主題，其中所述預(yù)定電壓水平包括輸出反射電壓的一半的水平。

示例28包括示例26的主題，其中所述預(yù)定電壓水平包括大于輸出反射電壓的一半的水平。

示例29包括示例26的主題，其中所述預(yù)定電壓水平包括小于輸出反射電壓的一半的水平。

示例30是操作電力變換電路的方法，所述電力變換電路包括變壓器、第一電容器和第二電容器、第一開關(guān)和第二開關(guān)以及控制器，所述控制器對所述第一開關(guān)和所述第二開關(guān)進(jìn)行操作以產(chǎn)生被調(diào)節(jié)的輸出電壓以用于向輸出系統(tǒng)中的負(fù)載進(jìn)行傳遞，所述方法包括：以預(yù)定時間間隔將所述第一開關(guān)接通，以便在所述變壓器的所述初級繞組中存儲能量；將所述第一開關(guān)切斷，以便串聯(lián)地對所述第一電容器和所 述第二電容器充電；當(dāng)電流流經(jīng)所述第二開關(guān)的體二極管時接通所述第二開關(guān)；一旦所有泄漏電感能量都已經(jīng)從所述變壓器被轉(zhuǎn)移到所述第一電容器和所述第二電容器，就將所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接，以便開始使所述第一電容器和所述第二電容器并聯(lián)地放電；以及在所述第一開關(guān)的下一次接通之前以第一自適應(yīng)時間量將所述第二開關(guān)切斷，其中所述第一自適應(yīng)時間量被確定成實現(xiàn)所述第一開關(guān)的零電壓切換。

示例31包括示例30的主題，其中切斷所述第一開關(guān)的時機(jī)至少部分地基于以下值中的一個或多個：誤差信號值、輸出負(fù)載值以及輸入電壓值。

示例32包括示例30的主題，其中當(dāng)電力被傳遞到負(fù)載時，存儲在所述第一電容器和所述第二電容器中的能量被保留。

示例33包括示例30的主題，其中當(dāng)所述初級繞組兩端的電壓等于所述第一電容器和所述第二電容器中的每一個兩端的電壓時，所述第一電容器和所述第二電容器的放電被啟動。

示例34包括示例30的主題，其中所述第一自適應(yīng)時間量包括被配置為使得所述第一開關(guān)的下一次接通緊跟在所述第一電容器和所述第二電容器的完全放電之后的時間量。

示例35包括示例30的主題，其中所述第一自適應(yīng)時間量包括與所述預(yù)定時間間隔減去使所述第一電容器和所述第二電容器放電所花費的時間量得到的值相等的時間量。

示例36包括示例30的主題，其中所述第一自適應(yīng)時間量包括至少部分地基于所述電力變換電路的一個或多個特性的校準(zhǔn)值。

示例37包括示例30的主題，其中所述第一自適應(yīng)時間量包括至少部分地基于在所述第一開關(guān)接通之后流經(jīng)所述第一開關(guān)的反向電流的持續(xù)時間的測量而確定的量。

示例38是電力變換裝置，包括：變壓器，其中所述變壓器具有初級繞組和次級繞組；第一開關(guān)，其耦合到所述初級繞組以控制通過所述初級繞組的電流的流動；第二開關(guān)，其耦合到所述初級繞組，以控 制通過有源諧振箝位電路的電流的流動，其中所述有源諧振箝位電路被配置為從所述初級繞組吸收泄漏能量，并且包括：耦合到所述初級繞組的第一電容器；耦合到所述初級繞組的第二電容器；以及在所述第一電容器和所述第二電容器之間串聯(lián)連接的第一二極管；以及耦合到所述第一開關(guān)和所述第二開關(guān)的控制器，所述控制器被配置為：以預(yù)定時間間隔將所述第一開關(guān)接通，以便在所述變壓器的所述初級繞組中存儲能量；將所述第一開關(guān)切斷，以便串聯(lián)地對所述第一電容器和所述第二電容器充電；一旦所有泄漏電感能量都已經(jīng)從所述變壓器被轉(zhuǎn)移到所述第一電容器和所述第二電容器，就將所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接，以便開始使所述第一電容器和所述第二電容器并聯(lián)地放電；以及在所述第一開關(guān)的下一次接通之前以第一自適應(yīng)時間量將所述第二開關(guān)切斷，其中所述第一自適應(yīng)時間量被預(yù)定成實現(xiàn)所述第一開關(guān)的零電壓切換。

示例39包括示例38的主題，其中切斷所述第一開關(guān)的時機(jī)至少部分地基于以下值中的一個或多個：誤差信號值、輸出負(fù)載值以及輸入電壓值。

示例40包括示例38的主題，其中當(dāng)電力被傳遞到負(fù)載時，存儲在所述第一電容器和所述第二電容器中的能量被保留。

示例41包括示例38的主題，其中當(dāng)所述初級繞組兩端的電壓等于所述第一電容器和所述第二電容器中的每一個兩端的電壓時，所述第一電容器和所述第二電容器的放電被啟動。

示例42包括示例38的主題，其中所述第一自適應(yīng)時間量包括被配置為使得所述第一開關(guān)的下一次接通緊跟在所述第一電容器和所述第二電容器的完全放電之后的時間量。

示例43包括示例38的主題，其中所述第一自適應(yīng)時間量包括與所述預(yù)定時間間隔減去使所述第一電容器和所述第二電容器放電所花費的時間量得到的值相等的時間量。

示例44包括示例38的主題，其中所述第一自適應(yīng)時間量包括至少部分地基于所述電力變換裝置的一個或多個特性的校準(zhǔn)值。

示例45包括示例38的主題，其中所述第一自適應(yīng)時間量包括至少部分地基于在所述第一開關(guān)接通之后流經(jīng)所述第一開關(guān)的反向電流的持續(xù)時間的測量而確定的量。

示例46是操作電力變換電路的方法，所述電力變換電路包括變壓器、第一電容器和第二電容器、第一開關(guān)和第二開關(guān)以及控制器，所述控制器對所述第一開關(guān)和所述第二開關(guān)進(jìn)行操作以產(chǎn)生被調(diào)節(jié)的輸出電壓以用于向輸出系統(tǒng)中的負(fù)載進(jìn)行傳遞，所述方法包括：以第一自適應(yīng)切換頻率將所述第一開關(guān)接通，以便在所述變壓器的所述初級繞組中存儲能量；將所述第一開關(guān)切斷，以便串聯(lián)地對所述第一電容器和所述第二電容器充電；當(dāng)電流流經(jīng)所述第二開關(guān)的體二極管時接通所述第二開關(guān)；一旦所有泄漏電感能量都已經(jīng)從所述變壓器被轉(zhuǎn)移到所述第一電容器和所述第二電容器，就將所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接，以便開始使所述第一電容器和所述第二電容器并聯(lián)地放電；在所述第一開關(guān)的下一次接通之前將所述第二開關(guān)切斷預(yù)定時間量，其中所述時間量被預(yù)定成實現(xiàn)所述第一開關(guān)的零電壓切換；監(jiān)控所述變壓器的死區(qū)時間；當(dāng)所述死區(qū)時間超過第一預(yù)定閾值時增大所述第一自適應(yīng)切換頻率；以及當(dāng)所述死區(qū)時間小于第二預(yù)定閾值時減小所述第一自適應(yīng)切換頻率。

示例47包括示例46的主題，其中增大所述第一自適應(yīng)切換頻率包括將所述第一自適應(yīng)切換頻率增大整因子倍。

示例48包括示例47的主題，其中所述整因子是2。

示例49包括示例46的主題，其中減小所述第一自適應(yīng)切換頻率包括將所述第一自適應(yīng)切換頻率減小整因子分之一。

示例50包括示例49的主題，其中所述整因子是2。

示例51包括示例46的主題，還包括當(dāng)所述死區(qū)時間超過所述第一預(yù)定閾值時，減小所述初級繞組的峰值電流限制水平。

示例52包括示例51的主題，其中減小所述初級繞組的峰值電流限制水平包括減小峰值電流限制水平以維持到輸出系統(tǒng)的恒定的輸出電力水平。

示例53包括示例46的主題，還包括當(dāng)所述死區(qū)時間小于所述第二預(yù)定閾值時，增大所述初級繞組的峰值電流限制水平。

示例54包括示例53的主題，其中增大所述初級繞組的峰值電流限制水平包括增大峰值電流限制水平以維持到輸出系統(tǒng)的恒定的輸出電力水平。

示例55包括示例46的主題，其中所述第一自適應(yīng)切換頻率還被配置為避免與由所述電力變換電路充電的電子設(shè)備的共模噪聲相關(guān)聯(lián)的頻帶。

示例56是電力變換裝置，包括：變壓器，其中所述變壓器具有初級繞組和次級繞組；第一開關(guān)，其耦合到所述初級繞組以控制通過所述初級繞組的電流的流動；第二開關(guān)，其耦合到所述初級繞組，以控制通過有源諧振箝位電路的電流的流動，其中所述有源諧振箝位電路被配置為從所述初級繞組吸收泄漏能量，并且包括：耦合到所述初級繞組的第一電容器；耦合到所述初級繞組的第二電容器；以及在所述第一電容器和所述第二電容器之間串聯(lián)連接的第一二極管；以及耦合到所述第一開關(guān)和所述第二開關(guān)的控制器，所述控制器被配置為：以第一自適應(yīng)切換頻率將所述第一開關(guān)接通，以便在所述變壓器的所述初級繞組中存儲能量；將所述第一開關(guān)切斷，以便串聯(lián)地對所述第一電容器和所述第二電容器充電；一旦所有泄漏電感能量都已經(jīng)從所述變壓器被轉(zhuǎn)移到所述第一電容器和所述第二電容器，就將所述第一電容器和所述第二電容器從所述變壓器的所述初級繞組斷開連接，以便開始使所述第一電容器和所述第二電容器并聯(lián)地放電；在所述第一開關(guān)的下一次接通之前將所述第二開關(guān)切斷預(yù)定時間量，其中所述時間量被預(yù)定成實現(xiàn)所述第一開關(guān)的零電壓切換；監(jiān)控所述變壓器的死區(qū)時間；當(dāng)所述死區(qū)時間超過第一預(yù)定閾值時增大所述第一自適應(yīng)切換頻率；以及當(dāng)所述死區(qū)時間小于第二預(yù)定閾值時減小所述第一自適應(yīng)切換頻率。

示例57包括示例56的主題，其中增大所述第一自適應(yīng)切換頻率包括將所述第一自適應(yīng)切換頻率增大整因子倍。

示例58包括示例57的主題，其中所述整因子是2。

示例59包括示例56的主題，其中減小所述第一自適應(yīng)切換頻率包括將所述第一自適應(yīng)切換頻率減小整因子分之一。

示例60包括示例59的主題，其中所述整因子是2。

示例61包括示例56的主題，還包括當(dāng)所述死區(qū)時間超過所述第一預(yù)定閾值時，減小所述初級繞組的峰值電流限制水平。

示例62包括示例61的主題，其中減小所述初級繞組的峰值電流限制水平包括減小峰值電流限制水平以維持到輸出系統(tǒng)的恒定的輸出電力水平。

示例63包括示例56的主題，還包括當(dāng)所述死區(qū)時間小于所述第二預(yù)定閾值時，增大所述初級繞組的峰值電流限制水平。

示例64包括示例63的主題，其中增大所述初級繞組的峰值電流限制水平包括增大峰值電流限制水平以維持到輸出系統(tǒng)的恒定的輸出電力水平。

示例65包括示例56的主題，其中所述第一自適應(yīng)切換頻率還被配置為避免與由所述電力變換裝置充電的電子設(shè)備的共模噪聲相關(guān)聯(lián)的頻帶。

要理解的是，以上的描述意圖是說明性的而不是限制性的。該材料已經(jīng)被呈現(xiàn)以使得本領(lǐng)域的任何技術(shù)人員能夠做出和使用要求保護(hù)的發(fā)明，該發(fā)明在特定實施例的上下文中被提供，該發(fā)明的變化對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說將是容易顯而易見的(例如，所公開的實施例中的一些可以以彼此組合的方式被使用)。另外，將理解的是，本文所標(biāo)識的一些操作可以以不同的順序執(zhí)行。因此，應(yīng)當(dāng)參考所附的權(quán)利要求以及這樣的權(quán)利要求有權(quán)要求的等價物的全部范圍來確定本發(fā)明的范圍。