高效率直流-交流逆變器的制造方法
【專利摘要】高效率的直流-交流逆變器電路和軟開關(guān)操作方法。電路在寬范圍直流輸入電壓的情況下使用比傳統(tǒng)電路更少的元器件來實現(xiàn)整個逆變器所需要的功能；在操作過程中使用特殊的軟開關(guān)操作方法為開關(guān)器件創(chuàng)造電壓過零的條件，使得開關(guān)器件能夠在逆變器輸出低頻交流電壓或者低頻交流電流的情況下實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)操作。
【專利說明】高效率直流-交流逆變器 背景介紹 發(fā)明所屬領(lǐng)域
[0001] 本專利申請是關(guān)于電源變換領(lǐng)域里的一項發(fā)明，更具體地說是一種特殊的直 流-交流逆變器的電路結(jié)構(gòu)和操作方法。該種逆變器電路使用較少的功率元件，而且能夠 通過軟開關(guān)操作進一步提高逆變器的工作效率并降低開關(guān)操作所產(chǎn)生的噪音，能普遍適用 于太陽能逆變、交流電機驅(qū)動、音頻放大器以及其它需要產(chǎn)生交流輸出的應(yīng)用。 相關(guān)領(lǐng)域的描沭
[0002] 隨著日益迫切的環(huán)境保護的需求人們越來越廣泛地要求在各個領(lǐng)域使用低排放 的新能源，特別是零排放的綠色能源。太陽能發(fā)電是各種新能源中最具有發(fā)展?jié)摿Φ木G色 能源之一。在太陽能發(fā)電的的大規(guī)模開發(fā)使用中通常需要把太陽能電池所產(chǎn)生的直流電能 轉(zhuǎn)換成交流形式然后輸送到交流電網(wǎng)上，因此直流到交流的電源轉(zhuǎn)換裝置是太陽能發(fā)電應(yīng) 用中的一類重要設(shè)備。這類裝置的工作效率、工作性能和設(shè)備成本等對太陽能發(fā)電系統(tǒng)至 關(guān)重要。
[0003] 圖1㈧描述的是一個典型的傳統(tǒng)太陽能電源轉(zhuǎn)換電路結(jié)構(gòu)。如圖1㈧中所示， VIN+、VIN_為太陽能電池的直流輸出端。因為太陽能電池的輸出電壓通常低于交流電網(wǎng)電 壓的峰值，而且電壓值會隨著環(huán)境條件如光照強度、云層移動、物體遮光等情況變化，所以 要先用一級升壓變換電路來把太陽能電池的輸出電壓升到一個高于交流電網(wǎng)電壓峰值的 恒定水平，然后再通過逆變器把升高后的直流電壓轉(zhuǎn)換成和交流電網(wǎng)電壓同頻同相的交流 信號把能量輸送到交流電網(wǎng)上去。圖1(A)中的L1、Q1、D1和C2用來完成直流升壓的功能， 把太陽能電池的電壓升高到VDC+的水平。圖1 (A)中的電子開關(guān)Q3、Q4、Q5和Q6則組成一 個全橋式逆變器，從輸端口 S1和S2通過電感L2和L3把逆變后的交流能量輸送到交流電 網(wǎng)的AC1、AC2兩個端口。
[0004] 圖1(B)概念性的描述了逆變器的電流輸出波形以及和交流電網(wǎng)電壓的關(guān)系。在 圖1(B)中VAC為交流電網(wǎng)正弦電壓波形，I0UT是通過電感L2輸出到交流電網(wǎng)的電流波 形。輸出端的濾波電容C3主要用于濾除逆變器操作的高頻開關(guān)分量，減小逆變器輸出中的 噪音。從圖1(B)中可以看出，輸出到交流電網(wǎng)的電流的包絡(luò)線和交流電網(wǎng)電壓同頻同相。 這里我們把輸出電流的峰值包絡(luò)線描繪得和交流電網(wǎng)電壓的正弦波形吻合是為了便于說 明同頻同相的關(guān)系，輸出電流的幅值是可以根據(jù)操作條件變化的。另一方面由于交流電網(wǎng) 的特性近似于一個電壓源，所以逆變器的輸出控制目標是輸出電流，使其跟隨交流電網(wǎng)電 壓正弦波形的頻率和相位，而正弦波形的幅值則根據(jù)操作條件進行調(diào)節(jié)。
[0005] 該傳統(tǒng)太陽能電源轉(zhuǎn)換電路的一個缺點是圖1 (A)所示的全橋逆變電路中的電子 開關(guān)器件Q3、Q4、Q5和Q6均工作在硬開關(guān)狀態(tài)。從圖1 (B)的操作波形不難看出，電感L2 的電流極性在整個交流電網(wǎng)電壓的半個周期內(nèi)是不變的，所以在開關(guān)器件的開關(guān)操作過程 中無法利用電流的諧振來創(chuàng)造零電壓或零電流的軟開關(guān)工作條件。當開關(guān)器件工作在硬開 關(guān)操作狀態(tài)時，不僅逆變器的工作效率由于開關(guān)損耗的增加而變得比較低，硬開關(guān)操作所 產(chǎn)生的噪音也會造成對電網(wǎng)的干擾，當干擾強度超過規(guī)定指標時，整個系統(tǒng)將不被電網(wǎng)所 接受。另外由于逆變器的輸入電壓VDC必須要高于交流電網(wǎng)電壓的峰值，逆變器的前端輸 入需要插入一級升壓變換器。系統(tǒng)的效率會因為升壓變換器所產(chǎn)生的損耗而進一步下降， 而且系統(tǒng)的成本也會由于升壓變換器的使用而增加。 本發(fā)明的總結(jié)
[0006] 為了解決上述問題從而使得太陽能電源轉(zhuǎn)換系統(tǒng)具備更優(yōu)良的性能和更強的價 格競爭力，本發(fā)明提出了一種獨特的的電路操作控制方法和一種獨特的直流-交流電源轉(zhuǎn) 換系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)。所提出的電路操作控制方法利用諧振原理在逆變器的開關(guān)操作過程中為 逆變器的電子開關(guān)器件創(chuàng)造零電壓開關(guān)的條件，從而實現(xiàn)零電壓軟開關(guān)操作，降低了逆變 器的開關(guān)損耗，同時也有效地降低了開關(guān)噪音，使得逆變器的效率和噪音干擾水平都得到 明顯的改善。本發(fā)明所提出的直流-交流電源轉(zhuǎn)換系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)無論在輸入直流電壓高 于或者低于逆變器交流輸出電壓的峰值時都不需要使用升壓變換器環(huán)節(jié)，只使用一個單級 變換器電路來實現(xiàn)寬輸入范圍的直流-交流逆變操作，避免了升壓變換器電路所產(chǎn)生的功 耗，而且也降低了系統(tǒng)的成本。本發(fā)明還提出了一種使用單電感的寬范圍直流-交流轉(zhuǎn)換 電路結(jié)構(gòu)。該電路只需要使用一個單電感來實現(xiàn)在輸入直流電壓高于或者低于逆變器交流 輸出電壓的峰值時都能工作的寬范圍直流-交流轉(zhuǎn)換。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0007] 圖1所示為一個典型的傳統(tǒng)兩級式直流-交流逆變器電路結(jié)構(gòu)及典型輸出電流波 形。 圖2所示為本發(fā)明所提出的軟開關(guān)操作方法在電流輸出型操作時的原理工作波形。 圖3所示為本發(fā)明所提出的軟開關(guān)操作方法在電壓輸出型操作時的原理工作波形。 圖4所示為本發(fā)明所提出的單級式寬范圍直流-交流逆變器的電路結(jié)構(gòu)和原理操作波 形。 圖5所示為本發(fā)明所提出的單級式寬范圍直流-交流逆變器電路在實施軟開關(guān)操作時 的原理操作波形。 圖6所示為本發(fā)明所提出的使用單電感的寬范圍直流-交流逆變器電路及其原理操作 波形。 圖7所示為使用單電感的寬范圍直流-交流逆變器電路在實施軟開關(guān)操作時的原理操 作波形。 發(fā)明的詳細描沭
[0008] 根據(jù)上述，在圖1中所描述的傳統(tǒng)逆變器操作方法中由于電感的電流極性在整個 交流電網(wǎng)電壓的半個周期內(nèi)不變，所以當逆變器使用高于交流電網(wǎng)頻率的高開關(guān)頻率進行 操作時，在高頻開關(guān)操作過程中無法為電子開關(guān)創(chuàng)造零電壓或零電流的軟開關(guān)條件。在圖 2中所描述的逆變器操作方法在每一個高頻開關(guān)操作周期都使電感電流過零而且在過零后 建立起一定幅值的反向電流，當相應(yīng)的電子開關(guān)在反向電流達到足夠的幅值時進行開關(guān)轉(zhuǎn) 換時，反向電流的續(xù)流作用把將要導(dǎo)通的電子開關(guān)的兩端電壓推到零，從而為電子開關(guān)創(chuàng) 造了零電壓導(dǎo)通的軟開關(guān)條件。在圖2(A)所示電路中電子開關(guān)的兩端電壓就是Q3、Q4、Q5 和Q6的源、漏極之間的電壓。詳細的工作原理如下所述。
[0009] 圖2(B)所示為本發(fā)明所提出的軟開關(guān)操作方法的原理操作波形。由于逆變器的 操作頻率遠高于交流電網(wǎng)的頻率，所以交流電網(wǎng)的頻率在這里屬于低頻信號。如圖2(B)中 所示，在電網(wǎng)交流電壓VAC的正半周，也即AC1端為正，AC2端為負時，逆變器的左橋臂的上 端電子開關(guān)Q3處于全導(dǎo)通狀態(tài)，左橋臂的下端電子開關(guān)Q4處于全截止狀態(tài)，而逆變器的右 橋臂的兩個電子開關(guān)Q5和Q6通過脈寬調(diào)制進行交互開關(guān)操作來控制逆變器的輸出電流的 包絡(luò)線使其跟隨交流電網(wǎng)的正弦電壓波形。反之，在電網(wǎng)交流電壓VAC的負半周，也即AC2 端為正，AC1端為負時，逆變器的右橋臂的上端電子開關(guān)Q5處于全導(dǎo)通狀態(tài)，右橋臂的下端 電子開關(guān)Q6處于全截止狀態(tài)，而逆變器的左橋臂的兩個電子開關(guān)Q3和Q4通過脈寬調(diào)制進 行交互開關(guān)操作來控制逆變器的輸出電流的包絡(luò)線使其跟隨交流電網(wǎng)的正弦電壓波形。在 Q3和Q4,或Q5和Q6進行交替開關(guān)操作時，上下兩個電子開關(guān)的開關(guān)操作成互補狀態(tài)，也即 當Q3導(dǎo)通時Q4截止，Q3截止時Q4導(dǎo)通；當Q5導(dǎo)通時Q6截止，Q5截止時Q6導(dǎo)通。在實際 操作中橋臂的上管和下管（分別為上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)的簡稱）在交換開關(guān)狀態(tài) 時插入一個死區(qū)時間以防止由開關(guān)管關(guān)斷延遲時間而引起的瞬時短路現(xiàn)象，同時也提供足 夠的時間讓電感電流的續(xù)流作用把將要導(dǎo)通的電子開關(guān)的兩端電壓推到零來創(chuàng)造零電壓 開關(guān)的條件。死區(qū)時間的定義是在上一個導(dǎo)通開關(guān)的門控信號由高變低時，下一個要導(dǎo)通 的開關(guān)的門控信號在延遲了一個死區(qū)時間后才由低變高，因此在死區(qū)時間內(nèi)上下兩個開關(guān) 的門極控制信號都處于關(guān)斷狀態(tài)。由于電感電流的續(xù)流作用把將要導(dǎo)通的電子開關(guān)的兩端 電壓推到零的過程實質(zhì)上是電感能量和開關(guān)節(jié)點的寄生電容通過諧振在諧振的四分之一 個周期內(nèi)完成的，所以死區(qū)時間的長短一般取在等于或者略大于電感的電感量和開關(guān)節(jié)點 的總寄生電容量所形成的諧振周期的四分之一。上述概念為本領(lǐng)域中的專業(yè)人士所熟知， 所以這里不再詳述，在圖2(B)的操作波形序列中死區(qū)時間也沒有表示出來，以使得整個操 作原理波形的邏輯關(guān)系更清晰易懂。為了使死區(qū)時間的定義表達得更明確，在圖2中特意 截取了圖2 (B)中從時刻tl到時刻t2的門控波形VG5和VG6,并進行放大（如圖中C所圈 定的部分）。在放大的波形圖中又加入了相應(yīng)的開關(guān)節(jié)點電壓VS2的波形來幫助說明軟開 關(guān)的操作原理。
[0010] 從放大的波形部分中可以看出，在時刻tl之前右橋臂的Q6處于導(dǎo)通狀態(tài)而Q5處 于關(guān)斷狀態(tài)（在這段時間區(qū)間左橋臂的Q3 -直處于導(dǎo)通狀態(tài)，Q4 -直處于關(guān)斷狀態(tài)），電 流通過直流電壓VDC+、Q3、L2、C3和電網(wǎng)電壓VAC并聯(lián)的支路、L3、Q6到VIN-進行流動，在 向交流電網(wǎng)輸送能量的同時建立起在L2中從左向右，在L3中從右向左的沿順時針方向流 動的電流。在tl時刻電感中的電流I0UT達到給定的正弦波參考值，Q6通過VG6的控制被 關(guān)斷，這時由于Q3仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，L2和L3中的電感電流試圖通過Q5的寄生二極管（上 端為陰極，下端為陽極，圖中未標出）、Q3、C3和電網(wǎng)電壓VAC的并聯(lián)支路進行續(xù)流。但是由 于開關(guān)節(jié)點電位VS2在tl時刻處于低電平VIN-，而且由于Q5和Q6的源漏極寄生電容的 存在，Q5的寄生二極管暫時處于反偏置狀態(tài)，所以L2和L3中的電感電流將先通過Q5和Q6 的源漏極寄生電容流通并在流通的過程中將Q5的源漏極寄生電容放電，Q6的源漏極寄生 電容充電，在這個過程中節(jié)點電位VS2向VDC+方向上升。如果L2和L3中所儲存的的電感 電流能量足夠大，Q6的源漏極寄生電容將被充電到使節(jié)點電位VS2 -直上升到略高于VDC+ 的水平直至Q5的寄生二極管導(dǎo)通，這個過程的時間大約是由L2、L3的總電感量和Q5、Q6的 總寄生電容所形成的諧振周期的四分之一個周期。在死區(qū)時間結(jié)束時Q5導(dǎo)通，如果死區(qū)時 間td選擇得等于或略大于上述的四分之一周期，在Q5導(dǎo)通時其寄生二極管已經(jīng)導(dǎo)通，則Q5 的開關(guān)操作實現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通操作。
[0011] 在Q5導(dǎo)通后電感電流的續(xù)流通過Q5、Q3、C3和電網(wǎng)電壓VAC的并聯(lián)支路繼續(xù)進 行。由于在這個續(xù)流過程中需要產(chǎn)生和VAC瞬時值相等的電壓來維持電流連續(xù)，電感電流 以和VAC瞬時值成比例的速率衰減下降，直到耗盡為零。這時Q5和Q3繼續(xù)維持導(dǎo)通，電網(wǎng) 和C3兩端的電壓開始在L2和L3中建立起反方向的電流，也即在L2中從右向左，在L3中 從左向右的沿反時針方向流動的電流。由于L2和L3的電感特性，該反方向電流隨時間線 性增長。當在t2時刻L2和L3的電流儲能達到足夠大的時候，Q5關(guān)斷，L2和L3中的電感 電流將試圖通過Q3、C2、Q6的寄生二極管、C3和電網(wǎng)電壓VAC的并聯(lián)支路進行續(xù)流。這時 候由于開關(guān)節(jié)點電位VS2處于高電平VDC+，而且由于Q5和Q6的源漏極寄生電容的存在， Q6的寄生二極管暫時處于反偏置狀態(tài)，所以L2和L3中的電感電流將先通過Q5和Q6的源 漏極寄生電容流通并在流通的過程中將Q6的源漏極寄生電容放電，Q5的源漏極寄生電容 充電，在這個過程中節(jié)點電位VS2由VDC+向VIN-方向下降。如果L2和L3中所儲存的的 電感電流能量足夠大，Q5的源漏極寄生電容將被完全充電到輸入電壓VDC+的幅值，Q6的源 漏極寄生電容將被完全放電到零，再繼續(xù)反向充電到使節(jié)點電位VS2降低到略低于VIN-的 水平直至Q6的寄生二極管導(dǎo)通，然后續(xù)流作用通過Q6的寄生二極管繼續(xù)進行。在死區(qū)時 間結(jié)束時Q6導(dǎo)通，如果死區(qū)時間td等于或大于L2、L3的總電感量和Q5、Q6的總寄生電容 所形成的諧振周期的四分之一個周期，在Q6導(dǎo)通時其寄生二極管已經(jīng)導(dǎo)通，則Q6的開關(guān)操 作也實現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。在電網(wǎng)交流電壓VAC的負半周，逆變器的右橋臂的上端電子開關(guān) Q5處于全導(dǎo)通狀態(tài)，右橋臂的下端電子開關(guān)Q6處于全截止狀態(tài)，而逆變器的左橋臂的兩個 電子開關(guān)Q3和Q4通過脈寬調(diào)制進行交互開關(guān)操作來控制逆變器的輸出。Q3和Q4的開關(guān) 操作方法和實現(xiàn)軟開關(guān)操作的原理和上述Q5、Q6的操作過程相同，故而不再贅述。在上述 控制過程中，一個關(guān)鍵的操作特征是上端電子開關(guān)在電感電流衰減到零以后又建立起充分 的反方向電流時關(guān)斷，從而能夠?qū)崿F(xiàn)下端電子開關(guān)的零電壓軟開關(guān)操作，這在傳統(tǒng)的逆變 器操作方法中是做不到的。這里需要提醒，圖2(A)中的電感L2和L3可以換為使用一個電 感量較大的電感，例如只用L2并且取較大的電感量，上述的操作原理仍然能夠取得相同的 操作效果。
[0012] 圖2所描述的逆變器操作所驅(qū)動的負載是交流電網(wǎng)。因為交流電網(wǎng)本身相當于一 個交流電壓源，所以逆變器的輸出控制以輸出電流為主要控制變量，在開關(guān)控制過程中使 逆變器的輸出電流的包絡(luò)線跟隨交流電網(wǎng)的正弦電壓波形。當逆變器操驅(qū)動其它性質(zhì)的負 載時，要求控制的輸出變量可能是輸出電流，也可能是輸出電壓。但無論是輸出電流控制或 輸出電壓控制，以上所描述的操作控制方法都能夠?qū)崿F(xiàn)電子開關(guān)的軟開關(guān)操作。圖3(B)描 述了在輸出控制為電壓輸出時的操作波形。由圖3(B)中不難看出，在t2時刻的開關(guān)操作控 制和電流輸出控制時的情況相同，也即上端電子開關(guān)Q3和Q5的關(guān)斷是在電感電流衰減到 零以后又建立起充分的反方向電流時進行，從而利用反向電感電流的續(xù)流作用為相應(yīng)的下 端電子開關(guān)創(chuàng)造零電壓軟開關(guān)操作的條件。電壓輸出控制和電流輸出控制的不同點主要在 于下端電子開關(guān)Q4和Q6的關(guān)斷控制。圖3(B)中描述了逆變器的輸出電壓V0UT的波形。 在進行電壓輸出控制時下端電子開關(guān)Q4和Q6的關(guān)斷是在輸出電壓V0UT的瞬時值達到給 定的正弦波參考值時進行，而不是在輸出電流I0UT的瞬時值達到給定的正弦波參考值時 進行。電壓輸出控制和電流輸出控制的另一個不同點是在進行電壓輸出控制時逆變器的輸 出負載一般不是電壓源性質(zhì)，所以在電感電流衰減到零以后又建立起反方向電流的能量是 通過輸出濾波電容C3來提供的，因而在電壓輸出控制的情況下C3需要選擇充分的電容量 以保證有足夠的儲能來建立起所需要的反向電感電流。反向電感電流的幅值的設(shè)定原則是 在上端電子開關(guān)Q3或Q5的關(guān)斷后其續(xù)流作用剛好有足夠的能量來對其所在橋臂的上、下 兩個電子開關(guān)的寄生電容進行完全的充電和放電而把相應(yīng)的橋臂開關(guān)節(jié)點的電位推到略 低于VIN-的水平直至相應(yīng)的下端電子開關(guān)Q4或Q6的寄生二極管能夠?qū)?，從而能夠?qū)崿F(xiàn) 零電壓軟開關(guān)操作。反向電感電流的幅值大于上述條件時并不影響軟開關(guān)操作的實現(xiàn)，但 會增加電路的導(dǎo)通損耗，所以在實際應(yīng)用中只要使反向電感電流的幅值在滿足上述條件的 情況下略有余量即可。上述方法所實現(xiàn)的軟開關(guān)操作能夠非常有效地降低電子開關(guān)的開關(guān) 損耗和由硬開關(guān)操作所引起的電磁干擾噪音，從而使得逆變器的效率更高，噪音性能也更 加優(yōu)良。
[0013] 圖1、圖2和圖3所示的逆變器電路需要滿足其輸入電壓VDC+大于輸出交流電壓 峰值的要求，否則電路不能正常工作。所以當整個電路的輸入電壓低于輸出交流電壓的峰 值時需要插入一級升壓變換電路來得到所需要的逆變器輸入電壓。圖1、圖2和圖3中由 L1、Q1、D1、C2所組成的升壓變換電路就是為了完成這樣的功能。在這里本發(fā)明提出了另一 種新型的逆變器電路結(jié)構(gòu)，該電路不需要使用升壓變換電路，無論在逆變器的直流輸入電 壓高于或者低于輸出交流電壓的峰值的情況下都能夠直接產(chǎn)生所需要的交流輸出電壓或 電流，在寬范圍直流輸入電壓的應(yīng)用中具有明顯的優(yōu)勢，具體電路概念如圖4㈧所示。
[0014] 圖4(A)中所示，該新型的逆變器電路由四個電子開關(guān)〇3、〇4、〇5、〇6，一個帶中心 抽頭的電感L2和一個輸出濾波電容C3所組成。圖中的PV是逆變器的直流輸入電源，可以 是太陽能電池，也可以是其它類型的直流電源，電容器C1則是直流輸入側(cè)的濾波電容。圖 中的Q3和Q4組成逆變器的左橋臂，Q5和Q6組成逆變器的右橋臂，電感L2的中心抽頭接在 直流輸入電源的正端VIN+，L2的其它兩端分別接在左橋臂和右橋臂的開關(guān)節(jié)點S1和S2 ; 左、右兩個橋臂的上端，也即Q3和Q5的漏極，則作為逆變器的輸出端AC1和AC2,最后輸出 濾波電容C3跨接在輸出端AC1和AC2兩端。AC1和AC2兩端所接的負載假定為從逆變器接 受能量的交流電網(wǎng)。
[0015] 圖4(B)描述了該逆變器電路的原理操作波形。如圖4(B)中所示，IL2是電感L2 的電流波形，IAC是流向交流電網(wǎng)的電流波形，為了簡化波型圖，這兩個電流波形分別顯示 在交流電壓波形的正半周和負半周。在圖中VAC代表交流電網(wǎng)的低頻正弦電壓波形。如前 所述，為了概念性敘述的方便，圖4(B)中的VAC作為和交流電網(wǎng)的正弦電壓波形同頻同相 的概念性控制參考信號波形，在這里不考慮它的幅值的絕對值意義。由圖中波形可以看出， 在電網(wǎng)交流電壓VAC的正半周，也即AC1端為正，AC2端為負時，逆變器的右橋臂的上端電 子開關(guān)Q5處于全導(dǎo)通狀態(tài)，右橋臂的下端電子開關(guān)Q6處于全截止狀態(tài)，而逆變器的左橋臂 的兩個電子開關(guān)Q3和Q4通過脈寬調(diào)制進行高頻的交替導(dǎo)通開關(guān)操作來控制逆變器的輸出 電流的包絡(luò)線使其跟隨交流電網(wǎng)的正弦電壓波形。反之，在電網(wǎng)交流電壓VAC的負半周，也 即AC2端為正，AC1端為負時，逆變器的左橋臂的上端電子開關(guān)Q3處于全導(dǎo)通狀態(tài)，左橋臂 的下端電子開關(guān)Q4處于全截止狀態(tài)，而逆變器的右橋臂的兩個電子開關(guān)Q5和Q6通過脈寬 調(diào)制進行交替開關(guān)操作來控制逆變器的輸出電流的包絡(luò)線使其跟隨交流電網(wǎng)的正弦電壓 波形。在Q3和Q4,或者Q5和Q6進行交替開關(guān)操作時，上下兩個電子開關(guān)的開關(guān)操作成互 補狀態(tài)，也即當Q3導(dǎo)通時Q4截止，Q3截止時Q4導(dǎo)通；當Q5導(dǎo)通時Q6截止，Q5截止時Q6 導(dǎo)通。同時在實際操作中橋臂的上電子開關(guān)和下電子開關(guān)在交換開關(guān)狀態(tài)時插入一個死區(qū) 時間。死區(qū)時間的工作原理在上文已有詳述，所以這里不再重復(fù)。
[0016] 由于圖4(A)中逆變器的負載是交流電網(wǎng)，相當于一個交流電壓源，所以逆變器的 輸出控制以輸出電流為控制變量，在開關(guān)控制過程中電子開關(guān)的操作使逆變器的輸出電流 的包絡(luò)線跟隨交流電網(wǎng)的正弦電壓波形。如圖4(B)中所示，在電網(wǎng)正弦電壓的正半周，Q5 處于全導(dǎo)通而Q6處于全截止狀態(tài)，當Q4導(dǎo)通時，電感L2的左半部分L2A在輸入電源PV的 驅(qū)動下線性上升，建立起由右向左流動的電流。當L2A的電流達到正弦參考波形在相應(yīng)時 刻的參考值時，Q4關(guān)斷，然后在經(jīng)過死區(qū)時間后Q3導(dǎo)通，如圖4(B)中tl時刻所示。這時 電感電流轉(zhuǎn)向由Q3、C3和交流電網(wǎng)并聯(lián)的支路、Q5、L2B和L2A所組成的回路進行續(xù)流。由 于在續(xù)流的過程中需要產(chǎn)生與交流電網(wǎng)相等的電壓來維持續(xù)流，電感L2的電流逐漸衰減， 直到t2時刻衰減到零。這時Q3關(guān)斷，然后在經(jīng)過死區(qū)時間td后Q4導(dǎo)通，電路進入下一個 開關(guān)周期的操作。在電網(wǎng)正弦電壓的負半周，Q3處于全導(dǎo)通而Q4處于全截止狀態(tài)，Q5和 Q6通過脈寬調(diào)制來控制逆變器的輸出電流。注意在操作過程中當Q4或Q6導(dǎo)通時，電流在 L2中建立起來，當Q4或Q6截止時，電流流向輸出端向電網(wǎng)輸送電能，向濾波電容C3和電 網(wǎng)的并聯(lián)支路所輸出的電流波形IAC如圖4(B)中所示。由于濾波電容C3的存在，流入交 流電網(wǎng)的電流將被C3的濾波作用所平滑。同時也注意在操作過程中電感L2的左右兩半部 分L2A和L2B之間的電流是通過磁通鏈緊密耦合的。如果L2A和L2B之間的漏電感接近于 零，電流在這兩半部分之間可以通過磁通鏈毫無阻隔地互相轉(zhuǎn)換，所以在圖4(B)中電感L2 的電流用IL2來概念性地表達其在操作過程中的變化規(guī)律。當L2A和L2B之間的漏電感不 可忽略時，在電流轉(zhuǎn)換時會由于漏電感的作用在電子開關(guān)的關(guān)斷時刻產(chǎn)生電壓尖峰。不過 由于L2A和L2B之間沒有電氣隔離，相互之間的漏電感可以做得很小，所以在這種情況下電 子開關(guān)關(guān)斷時所產(chǎn)生電壓尖峰也就不太顯著。在上述操作過程中因為電感L2的電流在建 立過程中不受AC1和AC2兩個輸出端口的電壓的影響，所以輸出電流在每個開關(guān)周期的幅 值可以根據(jù)需要自由控制，使得該逆變器電路能夠在任何電壓值的直流輸入情況下都能夠 實現(xiàn)所需要的交流輸出。這樣就省去了圖1、圖2和圖3中的升壓變換電路，既節(jié)約了成本， 又避免了升壓變換所帶來的損耗。
[0017] 當電路按照圖4(B)中所描述的操作波形進行操作時，由于在Q3和Q5關(guān)斷時L2 的電流剛好為零，開關(guān)關(guān)斷后無法通過電感電流的續(xù)流作用把相應(yīng)的開關(guān)節(jié)點S1或S2的 電位推到VIN-的水平，所以Q4和Q6的導(dǎo)通操作是在硬開關(guān)的情況下進行的。如果按照圖 2 (B)和圖3 (B)所描述的操作方法把Q3和Q5的關(guān)斷時刻控制在L2已經(jīng)建立起足夠的反向 電流時，則在Q3和Q5關(guān)斷后電感的反向電流的續(xù)流作用能夠把相應(yīng)的開關(guān)節(jié)點S1或S2的 電位推到VIN-的水平（由于二極管的正向電壓降相對很低，這里特意忽略了二極管的正向 電壓降以便于敘述），從而為Q4和Q6創(chuàng)造零電壓軟開關(guān)的條件。根據(jù)這一操作原理進行電 流輸出控制的工作波形如圖5(A)所描述，其工作原理和圖2(B)的情形基本相同；同樣，根 據(jù)這一操作原理也能夠通過脈寬調(diào)制開關(guān)操作來控制逆變器的輸出電壓跟隨所需要的交 流輸出電壓波形，在電壓輸出控制時的工作波形如圖5(B)所描述，其工作原理和圖3(B)的 情形也基本相同，這里把圖5(A)和（B)所示的軟開關(guān)操作原理再做一個簡要的敘述。在逆 變器通過左橋臂或者右橋臂的高頻開關(guān)操作控制輸出電流或者輸出電壓時，橋臂的上端電 子開關(guān)和下端電子開關(guān)通過脈寬調(diào)制進行高頻交替導(dǎo)通操作，在橋臂的上端電子開關(guān)和下 端電子開關(guān)進行開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換時插入一個死區(qū)時間，死區(qū)時間等于或者略大于由電感的總 電感量和一條橋臂的上、下兩個電子開關(guān)的總寄生電容所形成的諧振周期的四分之一個周 期，在死區(qū)時間內(nèi)上、下兩個電子開關(guān)都不導(dǎo)通。當橋臂的下端電子開關(guān)導(dǎo)通時電感的電流 隨導(dǎo)通的時間增長，當電感電流的幅值達到輸出控制所需要的幅值時下端電子開關(guān)關(guān)斷， 上端電子開關(guān)在經(jīng)過一個死區(qū)時間后導(dǎo)通，電感的電流通過上端電子開關(guān)流向輸出端并且 在此過程中逐漸衰減下降。當電感的電流衰減到零時上端電子開關(guān)仍然維持導(dǎo)通，在這種 情況下電感的電流在衰減到零后向反方向增長，當電感通過反方向電流所儲存的能量能夠 使橋臂的上、下兩個電子開關(guān)的寄生電容分別得到完全充電、放電時，關(guān)斷上端電子開關(guān)， 經(jīng)過一個死區(qū)時間后使下端電子開關(guān)導(dǎo)通。由于在死區(qū)時間內(nèi)電感的反方向電流的續(xù)流作 用使得橋臂的上端電子開關(guān)的寄生電容完全充電，下端電子開關(guān)的寄生電容完全放電，所 以下端電子開關(guān)的兩端電壓在死區(qū)時間結(jié)束時接近于零，下端電子開關(guān)的導(dǎo)通操作在接近 于零電壓的情況下實現(xiàn)。注意在做電壓輸出控制時逆變器的負載一般不是電壓源，所以在 圖4(A)電路中的逆變器的輸出端電壓以VOUT表示更合適，輸出電流也以IOUT表示更合 適，圖5(B)中的輸出電壓和輸出電流波形的標注已經(jīng)反映了這些名稱。
[0018] 圖6(A)描述了對傳統(tǒng)太陽能逆變器的另一種改進方案。和圖1(A)所示的傳統(tǒng)太 陽能逆變器電路相比較，圖6 (A)所描述的電路省去了升壓儲能電容C2和逆變器輸出端的 電感L2和L3。因為太陽能逆變器需要對電網(wǎng)提供電流輸出，升壓變換器在工作過程中也是 先通過升壓電感進行電流儲能后再把電壓升上去，所以在圖6(A)所示電路中把升壓電感 L1的電流通過橋式電路導(dǎo)向后直接輸出給交流電網(wǎng)，省去了把升壓電感電流轉(zhuǎn)換為電壓環(huán) 節(jié)的升壓電容C2和把輸出電壓再轉(zhuǎn)換為電流的輸出電感L2和L3。同時由于電路中橋式電 路的負端接到輸入電源的正端VIN+，該電路在輸入電壓高于或者低于輸出端交流電壓峰值 的情況下都能夠正常工作。
[0019] 圖6(B)描述了圖6㈧所示電路的操作波形。如圖所示，當電子開關(guān)Q1導(dǎo)通時，電 感L1通過輸入直流電壓建立起電流，當輸入為恒定直流時，該電感電流隨時間線性增長， 所以在圖示波形中通過Q1的導(dǎo)通脈寬控制使得電感L1電流的幅值包絡(luò)線隨著參考正弦電 壓的波形同步變化。當Q1關(guān)斷時，L1中所儲存的電流通過續(xù)流二極管D1和由Q3、Q4、Q5 和Q6所組成的橋式電路流向輸出端。對比圖6(B)中的電網(wǎng)電壓參考波形VAC可以看出， Q3、Q4、Q5和Q6的操作使得向電網(wǎng)輸送的電流和電網(wǎng)電壓保持同相，在VAC的正半周，也即 端口 AC1的電位為正時，Q3和Q6導(dǎo)通，Q4和Q5截止，電流從AC1端口流向電網(wǎng)，在VAC的 負半周，也即端口 AC2的電位為正時，Q4和Q5導(dǎo)通，Q3和Q6截止，電流從AC2端口流向電 網(wǎng)。這樣電路通過Q1對電流的幅值控制和Q3、Q4、Q5和Q6對輸出相位的控制，從輸出端口 產(chǎn)生和電網(wǎng)電壓同步同相而且跟隨電網(wǎng)電壓正弦波形的輸出電流，而且由于Q3、Q4、Q5和 Q6只隨著電網(wǎng)電壓的工頻進行開關(guān)操作，開關(guān)損耗幾乎可以忽略不計，整個系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效 率得到顯著的提高。
[0020] 如果把圖6(A)電路中的續(xù)流二極管D1換成電子開關(guān)，改進后的電路能夠根據(jù)圖 2所描述的操作原理實現(xiàn)軟開關(guān)操作。圖7(A)描述了改進后的電路，圖6(A)電路中的續(xù) 流二極管D1在圖7(A)換成了續(xù)流電子開關(guān)Q2,圖7(B)所示為電路的原理操作波形。因 為整個軟開關(guān)操作原理在前文已有詳述，這里僅把要點重述一下。如圖7(B)中所示，從放 大的波形部分C中可以看出，Q1在時刻tl關(guān)斷，Q2在經(jīng)過死區(qū)時間td后導(dǎo)通，由于死區(qū) 時間等于或者略大于由電感的電感量和Ql、Q2的總寄生電容所形成的諧振周期的四分之 一個周期，在死區(qū)時間結(jié)束時開關(guān)節(jié)點的電位VS1已經(jīng)隨著電流IL1的續(xù)流作用上升到頂 至使Q2的寄生二極管導(dǎo)通，Q2的導(dǎo)通是軟開關(guān)操作。在Q2導(dǎo)通期間電感電流IL1在續(xù)流 過程中逐漸衰減到零，這時候Q2仍然維持導(dǎo)通，使得電感電流IL1在過零后向反方向上升。 當電流IL1在反方向上升到充分的幅度時，Q2關(guān)斷，Q1在經(jīng)過死區(qū)時間td后導(dǎo)通，在死區(qū) 時間結(jié)束前開關(guān)節(jié)點的電位VS1已經(jīng)隨著電流IL1的續(xù)流作用下降到使Q1的寄生二極管 導(dǎo)通的水平，所以Q1的導(dǎo)通也實現(xiàn)了零電壓軟開關(guān)操作。圖7(A)中Q3、Q4、Q5和Q6的操 作和圖6相同，所以不再贅述。和傳統(tǒng)的逆變器方案相比，該方案節(jié)省了升壓電容和輸出電 感，減少了 Q3、Q4、Q5和Q6的開關(guān)損耗，同時由于Q1的軟開關(guān)操作更進一步降低了電路的 損耗和電磁干擾水平，使得逆變器的性能更加優(yōu)良。
[0021] 以上的描述和相關(guān)圖示僅作為概念性例子來闡述本發(fā)明的原理。在實際應(yīng)用中遵 循同樣的原理而采用其他不同的電路形式同樣可以實現(xiàn)本專利所描述的功能和效果，因此 本發(fā)明的應(yīng)用在不違背其基本概念的情況下并不限于本文所描述的實現(xiàn)方法。為了敘述方 便，本文中的電子開關(guān)采用N型M0SFET進行描述，在不違背本文所描述的原理的情況下使 用其它類型的電子開關(guān)元件也可以實現(xiàn)本文所描述的電路功能，所以在實施過程中所采用 的元器件也不限于本文所描述的類型。在本文的敘述中以逆變器的輸出為正弦波作為例子 以便于敘述，在實際應(yīng)用中本發(fā)明的原理同樣也適用于當逆變器的輸出是非正弦波信號的 情況。
【權(quán)利要求】
1. 一種逆變器的軟開關(guān)操作方法，其特征在于： 分別由兩個電子開關(guān)串聯(lián)組成的左、右兩條橋臂，每條橋臂的上端電子開關(guān)的負電壓 端和下端電子開關(guān)的正電壓端相連接形成該橋臂的開關(guān)節(jié)點，兩條橋臂的上端電子開關(guān)的 正電壓端連接在一起并且接到一個直流輸入電源的正電壓端，兩條橋臂的下端電子開關(guān)的 負電壓端也連接在一起并且接到該直流輸入電源的負電壓端；一個電感和一個電容相互串 聯(lián)連接后跨接在該左、右兩個橋臂的開關(guān)節(jié)點之間，電容的兩端作為逆變器的交流輸出端 口；交流輸出的電壓峰值低于直流輸入電源的電壓值，輸出電壓在電容靠近左橋臂的端口 為正的半個周期作為正半周，在電容靠近右橋臂的端口為正的半個周期作為負半周；在輸 出的正半周，左橋臂的上端電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)，下端電子開關(guān)處于全關(guān)斷狀態(tài)，右橋 臂的上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通操作并且通過導(dǎo)通的脈寬控制 使得電容的兩端的電壓跟隨所需要的輸出電壓波形，在右橋臂的上端電子開關(guān)和下端電子 開關(guān)進行開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換時插入一個死區(qū)時間，死區(qū)時間等于或者略大于由電感的總電感量 和一條橋臂的上、下兩個電子開關(guān)的總寄生電容所形成的諧振周期的四分之一個周期，在 死區(qū)時間內(nèi)上、下兩個電子開關(guān)都不導(dǎo)通；當右橋臂的下端電子開關(guān)導(dǎo)通時電感的電流和 電容兩端的輸出電壓隨導(dǎo)通的時間增長，當輸出電壓的幅值達到所需要的交流電壓的幅值 時下端電子開關(guān)關(guān)斷，上端電子開關(guān)在經(jīng)過一個死區(qū)時間后導(dǎo)通，電感的電流通過上端電 子開關(guān)續(xù)流并在續(xù)流的過程中逐漸衰減下降；當電感的電流衰減到零時上端電子開關(guān)仍然 維持導(dǎo)通，在這種情況下電感的電流在衰減到零后向反方向增長；當電感通過反方向電流 所儲存的能量能夠使右橋臂的上、下兩個電子開關(guān)的寄生電容分別得到完全充電、放電時， 關(guān)斷上端電子開關(guān)，經(jīng)過一個死區(qū)時間后使下端電子開關(guān)導(dǎo)通；在死區(qū)時間內(nèi)電感的反方 向電流的續(xù)流作用使得右橋臂的上端電子開關(guān)的寄生電容完全充電，下端電子開關(guān)的寄生 電容完全放電，因而使得下端電子開關(guān)的兩端電壓在死區(qū)時間結(jié)束時接近于零，導(dǎo)通操作 在接近于零電壓的情況下實現(xiàn)；在輸出的負半周，右橋臂的上端電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)， 下端電子開關(guān)處于全關(guān)斷狀態(tài)，左橋臂的上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替 導(dǎo)通操作并且通過導(dǎo)通的脈寬控制使得電容的兩端的電壓跟隨所需要的輸出電壓波形，操 作方法和正半周輸出時右橋臂的操作方法相同。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1，其特征在于： 在輸出的正半周，左橋臂的上端電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)，下端電子開關(guān)處于全關(guān)斷 狀態(tài)，右橋臂的上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通并且通過導(dǎo)通的脈寬 控制使得電感電流的包絡(luò)線跟隨所需要的輸出電流波形；在輸出的負半周，右橋臂的上端 電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)，下端電子開關(guān)處于全關(guān)斷狀態(tài)，左橋臂的上端電子開關(guān)和下端 電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通并且通過導(dǎo)通的脈寬控制使得電感電流的包絡(luò)線跟隨所 需要的輸出電流波形。
3. -種能夠接受寬范圍直流輸入電壓的逆變器電路，其特征在于包含： 分別由兩個電子開關(guān)串聯(lián)組成的左、右兩條橋臂，每條橋臂的上端電子開關(guān)的負電壓 端和下端電子開關(guān)的正電壓端相連接形成該橋臂的開關(guān)節(jié)點，兩條橋臂的下端電子開關(guān)的 負電壓端連接在一起接到直流輸入電源的負電壓端，兩條橋臂的上端電子開關(guān)的正電壓端 分別作為交流輸出的兩個端口，交流輸出的左端口為正的半個周期作為輸出的正半周，交 流輸出的右端口為正的半個周期作為輸出的負半周；一個輸出電容跨接在交流輸出的兩個 端口之間；一個帶有中心抽頭的電感，電感的中心抽頭和直流輸入電源的正電壓端相連接， 電感的另外兩個端口分別和左、右兩條橋臂的開關(guān)節(jié)點相連接；當逆變器做電流輸出控制 時，在輸出的正半周，右橋臂的上端電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)，右橋臂的下端電子開關(guān)處于 全關(guān)斷狀態(tài)，左橋臂的上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通操作并且通過 導(dǎo)通的脈寬控制使得電流的包絡(luò)線跟隨所需要的輸出電流波形，在輸出的負半周，左橋臂 的上端電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)，左橋臂的下端電子開關(guān)處于全關(guān)斷狀態(tài)，右橋臂的上端 電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通操作并且通過導(dǎo)通的脈寬控制使得電流 的包絡(luò)線跟隨所需要的輸出電流波形。在操作過程中允許交流輸出端的電壓的峰值低于或 者高于直流輸入電源的電壓值。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3,其特征在于： 當左橋臂或者右橋臂的上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通操作并 且通過導(dǎo)通的脈寬控制使得電流的包絡(luò)線跟隨所需要的輸出電流波形時，在橋臂的上端電 子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換時插入一個死區(qū)時間，死區(qū)時間等于或者略大于 由電感的總電感量和一條橋臂的上、下兩個電子開關(guān)的總寄生電容所形成的諧振周期的四 分之一個周期，在死區(qū)時間內(nèi)上、下兩個電子開關(guān)都不導(dǎo)通；當橋臂的下端電子開關(guān)導(dǎo)通時 電感的電流隨導(dǎo)通的時間增長，當電感電流的幅值達到所需要的輸出電流的幅值時下端電 子開關(guān)關(guān)斷，上端電子開關(guān)在經(jīng)過一個死區(qū)時間后導(dǎo)通，電感的電流通過上端電子開關(guān)流 向輸出端并且在此過程中逐漸衰減下降；當電感的電流衰減到零時上端電子開關(guān)仍然維持 導(dǎo)通，在這種情況下電感的電流在衰減到零后向反方向增長；當電感通過反方向電流所儲 存的能量能夠使橋臂的上、下兩個電子開關(guān)的寄生電容分別得到完全充電、放電時，關(guān)斷上 端電子開關(guān)，經(jīng)過一個死區(qū)時間后使下端電子開關(guān)導(dǎo)通；在死區(qū)時間內(nèi)電感的反方向電流 的續(xù)流作用使得橋臂的上端電子開關(guān)的寄生電容完全充電，下端電子開關(guān)的寄生電容完全 放電，因而使得下端電子開關(guān)的兩端電壓在死區(qū)時間結(jié)束時接近于零，導(dǎo)通操作在接近于 零電壓的情況下實現(xiàn)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求3,其特征在于： 在輸出的正半周，右橋臂的上端電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)，右橋臂的下端電子開關(guān)處 于全關(guān)斷狀態(tài)，左橋臂的上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通并且通過導(dǎo) 通的脈寬控制使得輸出電容兩端的電壓跟隨所需要的輸出電壓波形；在輸出的負半周，左 橋臂的上端電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)，左橋臂的下端電子開關(guān)處于全關(guān)斷狀態(tài)，右橋臂的 上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通并且通過導(dǎo)通的脈寬控制使得輸出 電容的兩端的電壓跟隨所需要的輸出電壓波形。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5,其特征在于： 當左橋臂或者右橋臂的上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行高頻率的交替導(dǎo)通操作并 且通過導(dǎo)通的脈寬控制使得輸出電容兩端的電壓跟隨所需要的輸出電壓波形時，在橋臂的 上端電子開關(guān)和下端電子開關(guān)進行開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換時插入一個死區(qū)時間，死區(qū)時間等于或者 略大于由電感的總電感量和一條橋臂的上、下兩個電子開關(guān)的總寄生電容所形成的諧振周 期的四分之一個周期，在死區(qū)時間內(nèi)上、下兩個電子開關(guān)都不導(dǎo)通；當橋臂的下端電子開關(guān) 導(dǎo)通時電感的電流隨導(dǎo)通的時間增長，當電感電流的幅值達到輸出電壓控制所需要的幅值 時下端電子開關(guān)關(guān)斷，上端電子開關(guān)在經(jīng)過一個死區(qū)時間后導(dǎo)通，電感的電流通過上端電 子開關(guān)流向輸出端并向輸出電容充電，在此過程中電感的電流逐漸衰減下降；當電感的電 流衰減到零時上端電子開關(guān)仍然維持導(dǎo)通，在這種情況下電感的電流在衰減到零后向反方 向增長；當電感通過反方向電流所儲存的能量能夠使橋臂的上、下兩個電子開關(guān)的寄生電 容分別得到完全充電、放電時，關(guān)斷上端電子開關(guān)，經(jīng)過一個死區(qū)時間后使下端電子開關(guān)導(dǎo) 通；在死區(qū)時間內(nèi)電感的反方向電流的續(xù)流作用使得橋臂的上端電子開關(guān)的寄生電容完全 充電，下端電子開關(guān)的寄生電容完全放電，因而使得下端電子開關(guān)的兩端電壓在死區(qū)時間 結(jié)束時接近于零，導(dǎo)通操作在接近于零電壓的情況下實現(xiàn)。
7. 另一種能夠接受寬范圍直流輸入電壓的逆變器電路，其特征在于包含： 一個電感，電感的第一端口和直流輸入電源的正端相連接，電感的第二端口和一個主 電子開關(guān)的正電壓端相連接，主電子開關(guān)的負電壓端和直流輸入電源的負端相連接；一個 橋式電路，該橋式電路的左、右兩條橋臂各由兩個電子開關(guān)串聯(lián)組成，每條橋臂的上端電子 開關(guān)的負電壓端和下端電子開關(guān)的正電壓端相連接形成該橋臂的開關(guān)節(jié)點，兩條橋臂的下 端電子開關(guān)的負電壓端連接在一起接到直流輸入電源的正電壓端，兩條橋臂的上端電子開 關(guān)的正電壓端連接在一起作為橋式電路的正電壓端口； 一個續(xù)流二極管，其陽極和電感的 第二端口相連接，其陰極和橋式電路的正電壓端口相連接；橋式電路的左、右兩條橋臂的開 關(guān)節(jié)點分別作為逆變器的左、右兩個交流輸出端口，交流輸出的左端口為正的半個周期作 為輸出的正半周，交流輸出的右端口為正的半個周期作為輸出的負半周；一個輸出電容跨 接在交流輸出的兩個端口之間；在操作過程中主電子開關(guān)通過高頻率的導(dǎo)通脈寬控制操作 使得電感電流的幅值的包絡(luò)線跟隨所需要的輸出電流的幅值波形，當主電子開關(guān)關(guān)斷時， 電感電流通過續(xù)流二極管和橋式電路流向逆變器的輸出端；橋式電路通過其四個電子開關(guān) 的操作來控制逆變器輸出的極性，在逆變器輸出的正半周，左橋臂的上端電子開關(guān)和右橋 臂的下端電子開關(guān)處于全導(dǎo)通狀態(tài)，左橋臂的下端電子開關(guān)和右橋臂的上端電子開處于全 關(guān)斷狀態(tài)，在逆變器輸出的負半周期間，右橋臂的上端電子開關(guān)和左橋臂的下端電子開關(guān) 處于全導(dǎo)通狀態(tài)，右橋臂的下端電子開關(guān)和左橋臂的上端電子開處于全關(guān)斷狀態(tài)。在操作 過程中允許交流輸出端的電壓的峰值低于或者高于直流輸入電源的電壓值。
8. 根據(jù)權(quán)利要求7,其特征在于： 用一個續(xù)流電子開關(guān)來替代續(xù)流二極管，該續(xù)流電子開關(guān)的正電壓端和電感的第二端 口相連接，負電壓端和橋式電路的正電壓端口相連接，在操作中該續(xù)流電子開關(guān)隨著主電 子開關(guān)的高頻開關(guān)操作和主電子開關(guān)交替導(dǎo)通，并且在開關(guān)狀態(tài)進行轉(zhuǎn)換時插入一個死區(qū) 時間；死區(qū)時間等于或者略大于由電感的電感量和主電子開關(guān)及續(xù)流電子開關(guān)的總寄生電 容所形成的諧振周期的四分之一個周期，在死區(qū)時間內(nèi)上、下兩個電子開關(guān)都不導(dǎo)通；當主 電子開關(guān)導(dǎo)通時電感的電流隨導(dǎo)通的時間增長，當電感電流的幅值達到所需要的輸出電流 的幅值時主電子開關(guān)關(guān)斷，續(xù)流電子開關(guān)在經(jīng)過一個死區(qū)時間后導(dǎo)通，電感的電流通過續(xù) 流電子開關(guān)流向橋式電路和輸出端并且在此過程中逐漸衰減；當電感的電流衰減到零時續(xù) 流電子開關(guān)仍然維持導(dǎo)通，在這種情況下電感的電流在衰減到零后向反方向增長；當電感 通過反方向電流所儲存的能量能夠使續(xù)流電子開關(guān)的寄生電容得到完全充電、主電子開關(guān) 的寄生電容得到完全放電時，關(guān)斷續(xù)流電子開關(guān)，經(jīng)過一個死區(qū)時間后使主電子開關(guān)導(dǎo)通； 在死區(qū)時間內(nèi)電感的反方向電流的續(xù)流作用使得續(xù)流電子開關(guān)的寄生電容完全充電，主電 子開關(guān)的寄生電容完全放電，因而使得主電子開關(guān)的兩端電壓在死區(qū)時間結(jié)束時接近于 零，主電子開關(guān)的導(dǎo)通操作在接近于零電壓的情況下實現(xiàn)。
【文檔編號】H02M7/537GK104158423SQ201410432062
【公開日】2014年11月19日 申請日期:2014年8月28日 優(yōu)先權(quán)日:2014年8月28日
【發(fā)明者】范劍平 申請人:蘇州奧曦特電子科技有限公司