專利名稱：基于三次諧波注入的三相四橋臂逆變器并聯(lián)環(huán)流抑制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及的是一種基于三次諧波注入的三相四橋臂逆變器并聯(lián)環(huán)流抑制方法， 屬電能變換裝置中的控制技術(shù)。
背景技術(shù)：
目前新能源、飛機及電動汽車等分布式發(fā)電系統(tǒng)中，采用SPWM控制的三相四橋臂 逆變器以其三相解耦、帶不對稱負載能力、短路限流等優(yōu)點得到廣泛的應(yīng)用。隨著電力電子 設(shè)備功率等級的不斷提高，逆變器并聯(lián)技術(shù)將多個逆變模塊堆疊，共同給負載提供電能，成 為逆變器擴容和降低開關(guān)管電流應(yīng)力優(yōu)先選擇。
由于逆變器并聯(lián)不同于傳統(tǒng)的直直變換器的并聯(lián)，當(dāng)多臺逆變器共直流母線進行 擴容并聯(lián)時，要求每臺逆變器模塊輸出的幅值和相位一致，防止模塊之間的環(huán)流。環(huán)流將導(dǎo) 致各個模塊之間功率的不平衡，增加額外的損耗，嚴(yán)重的時候甚至?xí)p壞主電路中的器件。 同時三次諧波注入有利于提高直流電壓利用率，降低逆變器輸入直流母線電壓等級，提高 輸出波形質(zhì)量。實際中各個模塊的主電路參數(shù)和主功率管開關(guān)時間等不可能是一致的，這 些因素引起的三次諧波不對稱勢必導(dǎo)致環(huán)流問題的加劇。因此非常有必要研究一種基于三 次諧波注入的三相四橋臂逆變器并聯(lián)環(huán)流抑制控制策略。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明旨在提出一種適用于三次諧波注入的三相四橋臂逆變器并聯(lián)環(huán)流抑制方法。
為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是，在傳統(tǒng)的基于平均電流控制的三 相三橋臂并聯(lián)均流控制策略的基礎(chǔ)上，將三相電流基準(zhǔn)信號相加得到中線零序電流基準(zhǔn)， 每個并聯(lián)模塊中線電感電流經(jīng)過PI調(diào)節(jié)跟蹤中線零序電流基準(zhǔn)得到第四橋臂調(diào)制信號， 該調(diào)制信號與載波交截產(chǎn)生SPWM開關(guān)信號控制第四橋臂開關(guān)管。實現(xiàn)多個模塊并聯(lián)第四 橋臂電感電流均流的目的。
在傳統(tǒng)逆變器控制策略中通過三次諧波注入方法提高直流電壓利用率。本發(fā)明采 用的控制策略中若通過每個模塊自身電流環(huán)輸出調(diào)制信號合成三次諧波作為三次諧波注 入時，由于各模塊之間電路主電路參數(shù)和主功率管開關(guān)時間的不對稱等原因?qū)a(chǎn)生模塊 間生成三次諧波不對稱的問題。當(dāng)三次諧波信號注入到本模塊橋臂調(diào)制信號，將會在并聯(lián) 模塊之間產(chǎn)生零序環(huán)流。本發(fā)明在上述三次諧波注入策略的基礎(chǔ)上將各個模塊的三次諧波 信號相加取平均值作為所有逆變模塊共用的三次諧波信號，該信號與每個模塊的各個橋臂 調(diào)制信號相加，生成的調(diào)制信號與載波交截產(chǎn)生SPWM開關(guān)信號。該方法消除了零序環(huán)流分 量，實現(xiàn)逆變模塊的功率平衡。


附圖1是本發(fā)明的三相四橋臂逆變器并聯(lián)三次諧波注入的環(huán)流抑制方法控制策略結(jié)構(gòu)示意圖。附圖1中的標(biāo)號名稱(I)——三相均流控制單元；(2)——三相四橋臂逆變 器模塊I ; (3)——三相四橋臂逆變器模塊2 ； (4)——中線電流基準(zhǔn)信號生成單元；(5)逆變 模塊I三次諧波生成單元；(6)逆變模塊2三次諧波生成單元；(7)無零序環(huán)流分量的三次 諧波信號生成單元；(8)三次諧波信號。
附圖2是本發(fā)明對于中線電感電流環(huán)流的抑制效果主要波形示意圖。
附圖3是未采用本發(fā)明中零序環(huán)流抑制方法時模塊之間零序環(huán)流效果主要波形 示意圖。
附圖4是采用本發(fā)明中零序環(huán)流抑制方法時三相負載平衡狀態(tài)下模塊之間零序 環(huán)流抑制效果主要波形示意圖。
附圖5是采用本發(fā)明中零序環(huán)流抑制方法時三相不平衡狀態(tài)下模塊之間零序環(huán) 流抑制效果主要波形示意圖。
附圖1中的主要符號名稱
Vin——輸入直流電壓，Cl、C2——輸入濾波電容，Ql、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8——逆變模塊I主功率管開關(guān)信號，LA1、Lbi,Lci>——模塊I三相濾波電感，ILA1、ILB1、ILa、—— 模塊一三相濾波電感電流，Lni——模塊I中線電感，ILni——模塊I中線電感電流，Q9、Q10、 Q11、Q12、Q13、Q14、Q15、Q16——逆變模塊2各橋臂主功率管開關(guān)信號，LA2、LB2、Le2、——模 塊2三相濾波電感，ILa2, ILb2, ILc2,——模塊一三相濾波電感電流，Ln2——模塊I中線電 感，ILn2——模塊I中線電感電流，CA、CB、C?！噍敵鰹V波電容，Ra、Rb、R?！嘭撦d， VA> VB、Vc——三相輸出電壓，VaMf、Vbref, Vcref——三相輸出電壓基準(zhǔn)信號，Tal, Tbl, Tcl——模塊I三相電流環(huán)輸出誤差信號，Ta2> Tb2> Tc2-模塊2三相電流環(huán)輸出誤差信號，Inref-中線電流參考信號，TFH——三次諧波信號。
具體實施例方式
附圖1是帶三次諧波注入的三相四橋臂逆變器并聯(lián)環(huán)流抑制方法控制策略結(jié)構(gòu) 示意圖，其控制電路部分主要由三相電感電流均流控制器(I)、中線電流基準(zhǔn)信號生成控制 器(4)、三次諧波生成器(5) (6) (7)、幾個主要部分組成。其中三相電感電流均流控制器首 先由反饋的三相輸出電壓與基準(zhǔn)電壓比較，經(jīng)過運算放大器組成的比例積分環(huán)節(jié)得到三相 電流環(huán)的電流基準(zhǔn)信號，然后通過LEM采樣得到各個逆變模塊三相電感電流的反饋值與共 用的電流基準(zhǔn)信號進行比較，經(jīng)過運算放大器組成的比例積分環(huán)節(jié)得到各模塊三相前三個 橋臂的調(diào)制信號，該調(diào)制信號與載波交結(jié)經(jīng)過SPWM調(diào)制進而得到三相前三個橋臂主功率 管的開關(guān)信號。
將共用的三相電感電流基準(zhǔn)信號相加，得到三相三橋臂的零序電流基準(zhǔn)信號，作 為各個逆變模塊第四橋臂中線電感電流的基準(zhǔn)信號。各模塊中線電感電流經(jīng)過LEM采樣與 零序電流基準(zhǔn)信號進行比較經(jīng)過比例積分環(huán)節(jié)得到調(diào)制信號與載波交結(jié)獲得各逆變模塊 第四橋臂主功率管SPWM開關(guān)信號。
將各模塊三相電流環(huán)輸出誤差信號Tal、Tbl、Tel和Ta2、Tb2、Tc2分別合成得到本模塊 的三次諧波信號，然后將各三次諧波信號相加取平均值，所獲得的三次諧波信號平均值疊 加到各個逆變模塊三相橋臂和中線第四橋臂的調(diào)制信號中實現(xiàn)三次諧波注入。合成后的調(diào)制信號與載波交截得到SPWM開關(guān)信號控制主功率管的開關(guān)。
工作原理
下面根據(jù)附圖1，敘述本發(fā)明的具體工作原理，對應(yīng)的電路關(guān)鍵波形見附圖2-附圖5.
對于共直流母線的并聯(lián)三相三橋臂逆變器基于平均電流控制的雙環(huán)均流控制方式是常用的控制策略。若將三相四橋臂逆變器并聯(lián)，第四橋臂與前面三個橋臂一樣也會存在環(huán)流問題的。開關(guān)管的參數(shù)不對稱是造成該環(huán)流問題一個主要的原因。假設(shè)附圖1中Q7 與Q16存在同時導(dǎo)通的狀態(tài)，假設(shè)該狀態(tài)為狀態(tài)A，而Q8與Q15也存在同時導(dǎo)通的狀態(tài)，設(shè)該狀態(tài)為狀態(tài)B。如果在N個開關(guān)周期中處于狀態(tài)A的周期要多于狀態(tài)B的周期，那么在N 個開關(guān)周期之后狀態(tài)周期的不平衡導(dǎo)致的ILNdP ILn2的變化率不同將會產(chǎn)生中線電流不平衡的狀態(tài)，甚至超過主功率管的允許值，損壞主電路。該過流過程通過附圖2中的中線電流環(huán)流波形可以體現(xiàn)。
本發(fā)明參考了三相四橋臂逆變器第四橋臂提供三相零序電流通路的工作原理，瞬時零序電流為瞬時三相三橋臂電感電流之和。因此為了實現(xiàn)并聯(lián)三相四橋臂逆變器第四橋臂中線電流均流，可以采用三相電流環(huán)電流基準(zhǔn)信號之和作為第四橋臂零序電流基準(zhǔn)信號來生成。通過反饋第四橋臂電感電流與零序電流基準(zhǔn)信號經(jīng)過比例積分環(huán)節(jié)得到調(diào)制信號實現(xiàn)第四橋臂均流。
為了提高直流電壓利用率，優(yōu)化輸出波形，需要在并聯(lián)三 相四橋臂逆變器中疊加三次諧波信號。建立模塊I的電流環(huán)誤差信號模型
dal = (Iaref-1al)Gi
dbl = (Ibref-1bl)Gi
dcl = (Icref-1cl)Gi
上式中dnl為電流環(huán)每一相的電流環(huán)輸出誤差信號，為每相電流環(huán)基準(zhǔn)信號， inl為每相電感電流反饋信號，Gi為電流環(huán)傳遞函數(shù)。同理可以得到模塊2的電流環(huán)誤差信號模型
da2 = (Iaref-1a2)Gi
db2 = (Ibref-1b2)Gi
dc2 = (Icref-1c2)Gi
當(dāng)兩模塊滿足濾波器不平衡、開關(guān)時間不對稱等狀態(tài)不平衡條件時，采用共電壓環(huán)均流，但是電感電流反饋值會存在誤差。以A相為例，假設(shè)兩模塊電感電流平均值為ia， 模塊一電感電流ial = 3+Δ ia,則模塊二電感電流ia2 = ia-A ia,并可以此類推到B相和C 相。雖然誤差量可以通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)制保持平衡實現(xiàn)均流，但是當(dāng)采用三次諧波注入的時，三次諧波是由PI調(diào)節(jié)器輸入不平衡導(dǎo)致的輸出的瞬時不平衡。假設(shè)三次諧波生成傳遞函數(shù)為Gs,則模塊一、模塊二的三次諧波分別為
S1 = (dal+dbl+dcl) XGs
= [ (iaref-1a) + (ibref-1b) + (icref-1c) ] X Gi X Gs+ ( Λ ia+ Λ iv+ Λ ic) X Gi X Gs
S2 = (da2+db2+dc2) XGs
= [ (iaref-1a) + (ibref-1b) + (icref-1c) ] X Gi X Gs- ( Λ ia+ Λ ib+ Λ ic) X Gi X Gs
由上面兩式可以看出，兩個模塊都存在一個(Aia+Aib+Λ i。)X Gi X Gs的不受控零序分量，若疊加到三相電流環(huán)輸出誤差信號和第四橋臂，該不受控的量相當(dāng)于在模塊的調(diào)制信號中疊加了一個零序分量進而產(chǎn)生零序環(huán)流問題，大大提高兩模塊同相電感電流的環(huán)流。同時根據(jù)建模結(jié)果該零序環(huán)流分量不會因為負載的減輕而減小。當(dāng)負載減小時會使電感電流產(chǎn)生明顯的畸變。該零序環(huán)流問題在附圖3的波形圖中有明確的體現(xiàn)。
根據(jù)推導(dǎo)結(jié)果，零序分量是由疊加的三次諧波中不受控的零序成分引起的，根據(jù)公式，兩模塊的零序分量幅值相等相位相反。
S1 = (dal+dbl+dcl) XGs
= [ (iaref-1a) + (ibref-1b) + (icref-1c) ] X Gi X Gs+ ( Λ ia+ Λ ib+ Λ ic) X Gi X Gs
S2 = (da2+db2+dc2) X Gs_] = [ (iaref-1a) +1、) + U ] X Gi X Gs_ ( Λ ia+ Λ ib+ Λ ic) X Gi X Gs
若將兩個模塊的三次諧波分量中的零序成分消除，則可以解決零序環(huán)流問題。本發(fā)明中的控制策略就是將三次諧波疊加后取平均值得到新的三次諧波信號。
^= -1a) + (ihr￥ -1h) + {icref -U]xC ,. XGi
該信號在控制電路中的注入方式與之前的相同?？刂撇呗越Y(jié)果體現(xiàn)附圖4的負載平衡狀態(tài)的波形圖中，同時通過附圖5體現(xiàn)了該控制策略不會影響并聯(lián)三相四橋臂逆變器帶不平衡負載的能力。這與建模結(jié)果是相吻合的。
權(quán)利要求
1.一種基于三次諧波注入的三相四橋臂逆變器并聯(lián)環(huán)流抑制方法。主電路拓撲采用兩套三相四橋臂逆變器共輸入和共輸出的連接方式(2) (3)。其特征在于采用電壓電流雙閉環(huán)控制(I)，三相電壓環(huán)產(chǎn)生兩個逆變器模塊公用的三相電流基準(zhǔn)Imef、Ibref和Iraef,每個模塊的三相電流在電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的作用下跟蹤對應(yīng)的三相電流基準(zhǔn)，內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出調(diào)制信號與三次諧波信號Tra相加后，作為調(diào)制信號與載波交截產(chǎn)生SPWM信號，分別驅(qū)動Ql 6和Q9 14開關(guān)管。三相電流基準(zhǔn)相加⑷生成Inref作為第四橋臂電感電流基準(zhǔn)，反饋兩個模塊第四橋臂電感電流Im和Im2，與第四橋臂電感電流基準(zhǔn)經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器輸出調(diào)制信號與三次諧波信號Tra相加后與載波交截產(chǎn)生SPWM信號，分別驅(qū)動Q7、Q8和Q15、Q16開關(guān)管。其中三次諧波信號IFH由信號Tal、Tbl、Tcl (5)和Ta2、Tb2、Tc2 (6)分別合成的三次諧波信號相加取平均值(7)生成。該公用三次諧波信號 Η消除了因為并聯(lián)模塊參數(shù)不平衡引起的零序環(huán)流問題。
全文摘要
一種基于三次諧波注入的三相四橋臂逆變器并聯(lián)環(huán)流抑制控制策略。該方法在三相三橋臂逆變器并聯(lián)電壓電流雙環(huán)控制的基礎(chǔ)上(1)，針對兩個三相四橋臂逆變器模塊(2)(3)并聯(lián)的拓撲，將電壓環(huán)輸出的三相電流基準(zhǔn)信號合成零序電流基準(zhǔn)信號(4)，使每個模塊第四橋臂中線電感電流經(jīng)過誤差放大器跟蹤零序電流基準(zhǔn)信號，實現(xiàn)兩臺三相四橋臂逆變器中線電流均流，達到抑制中線電流環(huán)流保護功率管提高變換器效率的目的。同時將兩模塊電流環(huán)輸出信號合成的兩個三次諧波信號(5)相加(6)取平均值(7)作為注入到兩逆變器模塊三相和中線調(diào)制信號中的公用三次諧波信號(8)，消除三次諧波信號中的零序調(diào)制分量，抑制由主電路濾波器參數(shù)不一致、開關(guān)管開關(guān)時間不一致等因素，產(chǎn)生的瞬時零序環(huán)流。該方法具有幾個突出的優(yōu)點1)有效抑制了中線電流環(huán)流；2)控制環(huán)路簡單；3)不影響并聯(lián)逆變器的三次諧波注入，提高了直流電壓利用率。
文檔編號H02M1/08GK103001527SQ20121026263
公開日2013年3月27日 申請日期2012年7月27日 優(yōu)先權(quán)日2012年7月27日
發(fā)明者陳軼涵, 龔春英, 韋徵, 鄧翔, 陳杰 申請人:南京航空航天大學(xué)